WO1998035441A1 - Steuerbare schalteinrichtung, anordnung und verfahren zum betreiben einer schalteinrichtung, insbesondere für leistungshalbleiterschalter - Google Patents

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WO1998035441A1
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Peter Hille
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Daimler-Benz Aktiengesellschaft
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    • H03K2017/0806—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage against excessive temperature

Definitions

  • Controllable switching device Arrangement and method for operating a switching device, in particular for power semiconductor switches
  • the invention relates to a controllable switching device with at least one contactless switch, an arrangement for overload protection of such a switching device and a method for operating switching devices, in particular for high-power semiconductors.
  • Overload protection devices for power semiconductors are known in various variants. Protection essentially focuses on monitoring the junction temperature (on-chip temperature measurement), as disclosed in DE 41 22 653 C2, or monitoring the load current of the power semiconductor, as is known from DE 43 20 021 AI. With monolithically integrated power semiconductor switches, so-called. Smart power circuits often use temperature monitoring with a sensor that is in thermal contact with the semiconductor blocking layer that switches the main current. In the patent DE 41 22 653 C2 it is disclosed to dimension some of the switching cells of the switching device particularly weak and to measure their junction temperature there directly, so that the highest component temperature is measured at these artificially generated weak points. If a maximum local component temperature is exceeded, the switch is switched off without the other switch cells of the switch being thermally overloaded.
  • US-A-4 896 245 discloses a switching device with a device for monitoring the residual voltage of an FET. When the FET is switched on, the electrical on-resistance of the switch at a maximum permissible component temperature is taken as a basis, it being necessary to measure the drain current flowing through the switch.
  • EP-A2-0 749 208 shows the dependence of the maximum permissible component temperature on the drain current.
  • the maximum permissible residual voltage is determined as a function of the flowing drain current and the working temperature of the switching FET.
  • the Design of the switch however, the working temperature to a constant reference temperature, especially room temperature.
  • the current drain current during operation of the switch is not measured, but is used as a dimensioning variable.
  • the object of the invention is to simplify the determination of critical load states in contactless switches, in particular power semiconductor switches, and to improve the overload protection for these switches.
  • the object is achieved by the features of the independent claims. Further and advantageous refinements can be found in the subclaims and the description.
  • the invention makes it possible to determine and monitor the maximum permissible residual voltage, which is a measure of critical load conditions, with less effort.
  • the invention is based on the combination of residual voltage monitoring and temperature monitoring protecting the active zone J to be controlled or the active zone J of the switch from being overloaded.
  • the arrangement for temperature measurement according to the invention and an advantageous compensation method further improve the overload protection.
  • the control circuit is dimensioned according to the invention so that the thermal resistances are taken into account to limit the maximum load current flowing in the switch, which the heat flow between and / or the active zones J inside the switch body, which are particularly affected by power loss and one Obstruct temperature sensor on the outside of the switch body. This ensures that the maximum permissible temperature at the active zone J of the switch to be controlled cannot be exceeded.
  • the invention can preferably be used for switches which have power loss, particularly preferably for MOSFET switches.
  • Another advantage is that the dimensioning of the switch control circuit according to the invention makes it possible not to measure the temperature of the switch near the barrier layer, but rather expediently near the housing, which simplifies the measuring arrangement.
  • a bipolar transistor or a diode is advantageously used for temperature measurement.
  • the temperature measuring point can be formed, for example, by a conductor track, a barrier layer, a housing or the like.
  • One or more switches to be monitored can be monitored. This advantageous type of Temperature measurement is suitable for various components and is not limited to the use in semiconductor switches.
  • a particularly advantageous further development of the invention consists in compensating for the temperature dependence of the switching threshold of the switch control circuit.
  • the temperature can be measured close to or away from the barrier layer.
  • the method according to the invention can therefore advantageously be used not only in the arrangement according to the invention, but also in switches, in particular semiconductor switches, in which the junction temperature itself is at least indirectly monitored.
  • FIG. 1 shows an arrangement according to the invention for overload protection with residual voltage and temperature monitoring
  • FIG. 4 shows the cross section through an arrangement according to the invention with a temperature sensor and associated thermal resistances
  • FIG. 8 shows a plan view and the cross section through an arrangement according to the invention
  • FIG. 9 shows the dependence of the base-emitter voltage of a transistor on the temperature
  • FIG. 11 shows a circuit arrangement according to the invention for compensating the switching threshold of the control circuit of a switch
  • Fig. 13 is a circuit of a circuit arrangement according to the Invention for compensating the switching threshold of the control circuit of a switch.
  • An arrangement for overload protection according to the invention is shown in a model using the example of an arrangement with a MOSFET switch in FIG. 1.
  • the invention is not restricted to this simple arrangement, but is rather suitable for switches which have a residual voltage during operation and thus have a power loss.
  • the switch preferably has a load circuit and a control circuit with electrical inputs and / or outputs on the load circuit side and control side.
  • a switch Ml is switched off at least indirectly, preferably via logic L and a gate driver G, when a threshold voltage U R in the control circuit and / or when a limit temperature T max of the switch Ml is exceeded.
  • the switch M1 is preferably formed from a power MOSFET.
  • the temperature T is detected by a sensor T.
  • a comparator in the control circuit compares the residual voltage at the switch, in particular the current voltage drop UDS at the MOSFET Ml on the load circuit side, with a comparator threshold U R.
  • FIG. 2 schematically shows a switch M1 with an active zone J arranged in the switch body.
  • the temperature of the active zone J is Tj.
  • a load current I D flows through the active zone J. Any connections on the load circuit or control side are not shown.
  • the voltage drop UDS a switch Ml is proportional to the drain current I and the on-resistance RDS, on >, which is a component-typical size of the switch Ml.
  • the on-resistance R-DS is not accessible to the measurement, but only the residual voltage UDS at the switch.
  • UDS lD RDS applies, on-
  • the dependence of the residual voltage UDS can be used to measure the load current, in particular the drain current Iß, at the on-resistance RDS, on and thus for a relatively precise overcurrent shutdown. It is advantageous to limit the load current ID.
  • the protection of any connected consumers on the load side can also be guaranteed in this way.
  • the comparator threshold U R for the residual voltage monitoring can be changed by dimensioning the control circuit of the switch M1 according to the invention such that the switch M1 can allow significantly higher currents than when using conventional, commercially available control circuits for switches which are operated with a conventional residual voltage monitor.
  • the maximum load current preferably the drain current ID in a MOSFET switch Ml
  • the maximum dissipable power loss Pv.max is preferably determined by the maximum dissipable power loss Pv.max.
  • the variables to be taken into account in principle are outlined in FIG. 3.
  • a switch arrangement 1 with a switch M 1 in a housing 2 and a cooling vane 3 is arranged on a heat sink 4.
  • the heat sink 4 can be formed by a metal heat sink or a circuit board or the like.
  • the temperature of the controllable, active zone J of the switch Ml, in particular the barrier layer of the MOSFET switch, is Tj
  • the temperature of the rear of the housing 2 is Tc
  • the ambient temperature of the heat sink is T A.
  • Rth C denotes the thermal resistance between the active zone J of the switch Ml, in particular the barrier layer of the MOSFET, to the rear of the housing 2, which is formed by the cooling vane 3.
  • the cooling vane 3 can be formed by a component connection of the switch M1, in particular the drain connection of the MOSFET switch.
  • Rth.CA denotes the thermal resistance, which determines the transport of the heat from the rear of the housing 2 and / or the cooling vane 3 through a possible heat sink 4 to the surroundings of the switch device.
  • the total thermal resistance Rth A from the active zone J of the switch Ml to the environment is the sum of the two individual thermal resistances. For the maximum permissible power loss Pv, max results
  • This equation is a worst-case estimate for the worst-case scenario with the maximum permissible temperature of the active zone J, Tj > rna ⁇ , the maximum ambient temperature T A to be expected under the most unfavorable ambient and / or operating conditions of the switch Ml, max and the safely attainable maximum thermal resistance Rth, JA, max between active zone J and the surroundings of the complete switch device.
  • the value of the on resistance R os. on the switch Ml is subject to scattering and depends in particular on the temperature of the switch Ml. To limit the power loss Py, the static case must be assumed when the switch Ml has already heated up to the maximum temperature. According to the state of the art the maximum switch-on resistance R D s, o n, m a , whereby for the residual voltage UDs, max, at which the switch Ml is finally switched off by the control circuit, the worst-case estimate for the dimensioning of the control circuit then results
  • the switch-off current is temperature-dependent and results as
  • the switch-off current I D , max can vary by a factor of 2 to 3 over the entire temperature range. The heating of the switch guarantees a switch-off before the maximum permissible power loss PV, max is reached, but the large current variation prevents any use as an electronic fuse.
  • FIG. 4 shows the arrangement according to the invention from FIG. 3 with a temperature sensor 5, which measures the temperature T M at a temperature measuring point of the circuit arrangement 1.
  • the temperature measuring point is preferably selected close to the housing.
  • An electrical conductivity surface of the switch preferably a conductor track or a drain connection, can also be selected as a suitable temperature measuring point.
  • a temperature measuring point that has a sufficiently good thermal coupling to the active zone J of the switch is expedient, in particular electrical leads to the switch body.
  • the temperature T M at the temperature measuring point differs from the housing temperature T c due to the division of the heat flow by Rth.cM, the thermal resistance between housing 2 and the temperature measuring point and Rt h . MA , the thermal resistance between the measuring point and the environment. Since the thermal resistance R th, c M between the housing and the temperature measuring point is small, especially when the temperature measuring point is arranged on an electrical conductivity surface of the switch, the measuring temperature T differs only slightly from the housing temperature T.
  • an equivalent thermal resistance Rth M is introduced, which relates the temperature difference between the active zone J of the switch, in particular the barrier layer, and the temperature measuring point to the total heat flow and the consideration of the difficult to access individual thermal resistances R tr ,, c M and R h , M A replaced. It applies
  • Rth.J M is dependent on the heat dissipation to the environment, but the dependence is less than with the real thermal resistances occurring in and on the switch component. The better the heat dissipation, the higher the equivalent thermal resistance. More precise statements allow simulation calculations, estimates or measurements. In particular, however, the equivalent thermal resistance R th , j M is not dependent on the ambient temperature T A of the switch.
  • the maximum ambient temperature TA, max which is difficult to determine in advance, is due to an easily measurable temperature TM. max and the difficult to access heat resistance Rth, j A , max is replaced by the estimable equivalent thermal resistance R th M .max.
  • a comparator threshold U R is set to U D s, max.
  • the advantages of the dimensioning of the switch control circuit according to the invention are, on the one hand, that the maximum temperature during operation of the switch is no longer a pure estimate, but can be measured. It does not matter whether the temperature measurement is carried out in direct contact with an active zone J, in particular a barrier layer, in the switch body. Rather, there is now the advantageous possibility of determining the temperature on the outside of the switch, preferably on the housing 2 or on the cooling vane 3 of the switch Ml, without the risk of overheating the active zone J due to brief power loss peaks or local temperature differences.
  • the arrangement of a temperature sensor on a contact connection that is electrically and thermally well coupled to the active zone J of the switch is particularly expedient. The uncertainties regarding heat dissipation must still be taken into account when dimensioning for continuous operation, but have no influence on the function of the self-protection of the switch.
  • the equivalent thermal resistance R th , j M is not as strong as the thermal resistance between active zone J and environment R th A depends on the environmental conditions of the structure of the switch.
  • the manufacturing tolerances in the manufacture of a switch are relatively small and R th .j M can therefore be estimated with sufficient accuracy for a plurality of switches.
  • the dimensioning according to the invention advantageously allows high currents to be permitted in the switch at least for a short time. This enables a significantly better utilization of the switch.
  • the static heat resistances are used as the dimensioning criterion for the control circuit. For this reason, the switch can tolerate high inrush current peaks.
  • the power loss occurring in the active zone J can be caused by the surrounding power zone J Heat capacities are recorded until TM.max is reached at the measuring point. It is advantageous to briefly hide the overcurrent switch-off, preferably during the switch-on process.
  • the increased load current can only heat the switch until the maximum permitted temperature T M , max is reached and / or until the maximum permitted power loss Pv, max is not exceeded.
  • the temperature signal T is used to vary the switching threshold U R of the residual voltage monitoring in the control circuit.
  • the temperature dependence of the on-resistance R DS . O ⁇ of the switch Ml caused variation of the shutdown current I D can be compensated.
  • all sensors normally used for this purpose can be used as temperature sensors.
  • the use of transistors or diodes is particularly expedient.
  • Such a circuit arrangement is shown in FIG. 5.
  • the temperature sensor in particular a small-signal bipolar transistor
  • one of the electrical connections which has a very good heat transfer to the semiconductor body of the temperature sensor, is also used for thermal coupling of the temperature sensor to the measuring point.
  • the arrangement is particularly preferred to connect such a contact of the sensor to an electrical contact of the switch M1, which also has good heat transfer to the body, in particular the semiconductor body, of the switch.
  • FIG. 6 shows both a power MOSFET, which is used as a switch Ml, and a conventional small-signal bipolar transistor Ql as a temperature sensor. Both transistors Ml, Ql have an electrical connection with good thermal coupling to the respective semiconductor body.
  • the drain connection is preferably selected for the power MOSFET Ml, and the collector connection is preferably selected for the bipolar transistor Ql. It is particularly expedient to connect the drain connection of the MOSFET Ml to the collector of the bipolar transistor Ql.
  • the base of transistor Ql is kept at a reference potential U 0 .
  • a known bias device B preferably a resistor or a current source
  • the base-emitter voltage U BE of the transistor Ql serves as a measure of the temperature T M. It is advantageous that the base emitter voltage U BE can not only be used to monitor the maximum permissible switch temperature, but also expediently to influence the switch-off threshold U R of the control circuit of the residual voltage monitoring. An otherwise occurring temperature dependency of the maximum permissible load current ' Io. max is avoided in this way, so that the same maximum load current I ⁇ at every permissible switch temperature TM.max. a x is permitted in the switch Ml.
  • FIG. 7 shows a further advantageous circuit arrangement with good heat coupling between the temperature sensor Ql and switch Ml.
  • the collector of the transistor Ql is connected to the drain of the semiconductor switch MOSFET Ml, but also the base of Ql to the source of Ml.
  • This type of arrangement of the temperature sensor transistor Q1 on the switch M1 is particularly advantageous if the transistor Q1 is not available as a discrete component but as a parasitic structure on or in the semiconductor body of the switch M1.
  • the switch Ml and the temperature sensor 5, in particular a bipolar transistor Ql are designed as components for surface mounting.
  • the switch Ml in the housing 2 is arranged with the cooling lug 3, which in particular represents the drain connection of the switch Ml, at least indirectly on a heat sink 4, which is preferably formed by a circuit board.
  • a heat sink 4 which is preferably formed by a circuit board.
  • electrical contact surfaces 6, e.g. one or more copper conductor tracks between the heat sink 4 and the cooling vane 3 there are electrical contact surfaces 6, e.g. one or more copper conductor tracks.
  • the contact surface 6, which is connected to the drain terminal 3 of the MOSFET switch serves as a heat spreader.
  • the collector terminal 5.1 of the bipolar transistor Ql is arranged near the cooling vane 3 of the switch M1 on the contact surface 6, preferably soldered on.
  • the threshold voltage U R of the control circuit taking into account the temperature dependence of the residual resistance R DS .
  • Change O ⁇ of the switch Ml so that the switch is switched off at different operating temperatures at a predetermined, constant load current iD.max.
  • this value Io.max is also the maximum permissible continuous load current of the switch Ml.
  • TM maximum permissible continuous load current
  • m ax 125 ° C and an equivalent thermal resistance
  • This load current may flow in the switch M1 for a short time, in particular up to several seconds, without the switch being damaged.
  • the switch Ml heats up and the overtemperature monitoring switches off when the maximum permitted switch temperature is reached. In addition to the basic gain in safety, particularly in the static case, in the example described this means a better use of the switch M 1 by a factor of 2.5.
  • Another, particularly expedient method for overload protection of switches can preferably be used in MOSFET switches.
  • the precise measurement of the load current lD, max requires the inclusion of the temperature dependence of the on-resistance R DS, on (Tj) of the switch, where This value can change by a factor of 2-3 over the entire temperature range in which the system is used. Due to the heating of the semiconductor, the shutdown is guaranteed in the event of an impermissible loss of conduction, but its use as an electronic fuse fails due to the large variation in the load current lD, max.
  • the switching threshold U R is changed by a signal obtained from the forward voltage Ü BE of a temperature sensor Ql thermally closely coupled to the semiconductor switch Ml, preferably a bipolar transistor or a diode.
  • the threshold value U R is acted upon by superimposing the temperature measurement signal, so that the switch is changed by changing the threshold voltage U R independently of the operating temperature at a constant value of the maximum load current Io. max is switched off. If the threshold voltage U R remains unchanged, the switch is switched off too early when the switch-on resistance RDS, on (Tj) increases as the temperature rises, when the load current ID is too low.
  • UBE (T) UBE (T ⁇ ) - ⁇ - (T-To).
  • T-To T-to
  • T-To T-to
  • the switch-on resistance RDS, on (T) increases with increasing temperature. Similar assumptions can also be made with sufficient accuracy for other components.
  • the switch Ml is controlled via a logic L known per se and a gate driver G, which can also contain a charge pump.
  • the bipolar transistor Ql serves as a temperature sensor.
  • the temperature sensor can be close to the barrier layer or remote from the barrier layer at least indirectly on the switch, on the housing, on one any heat sink or other suitable measuring point of the switch arrangement can be arranged.
  • the operating point of the transistor Q1 is set via a known bias circuit B, preferably a constant current source, and the bias bias source 11 with U 0 . Instead of the voltage source 11, a variable voltage can also be applied.
  • a variant is to connect the base B of the transistor Ql to the source electrode S of Ml instead of the bias voltage Uo.
  • This variant is not shown in the figure.
  • the residual voltage at the switch M1 is tapped via a voltage meter 7 known per se, the base-emitter voltage UBE via a voltage meter 8 known per se and each evaluated with a constant factor k 7 , k 8 .
  • 7 and 8 are direct connections or level shifters.
  • the output signals from 7 and 8 are summed in an adder 12.
  • the adder 12 is formed by a resistor on which two currents are superimposed.
  • a known comparator 9 compares the output signal with a reference voltage 10 with the value UR. When UR is exceeded, the circuit breaker M 1 is switched off via the logic L.
  • the output signal from FIGS. 7 and 8 is a voltage.
  • the output voltage of 8 is the base emitter voltage of Q1 with a factor of k8
  • the residual voltage UDS on M 1 is weighted with a factor k 7 , and it applies
  • a parameter, particularly preferably k 7 is preferably selected so that the dimensioning of the circuitry of the protective arrangement can be carried out with values that are meaningful for the design. The other parameter results accordingly.
  • the reference voltage source 10 is on
  • FIG. 13 An example of the wiring of a circuit arrangement according to the invention is shown in FIG. 13.
  • Logic and gate driver U2 are implemented with a conventional module (e.g. LM9061 from National Semiconductor), which already contains a conventional residual voltage monitor.
  • the voltage at input THRE is set with R4. If the voltage at SENSE falls below this value, the circuit breaker Ml is switched off.
  • the transistor Q3, which is operated with R2 and U1A as the current source, is used for temperature measurement.
  • the role of block 8 in FIG. 11 is assumed by U1B, Q2 and R5. Block 7 is not explicitly executed, it is shown as a connection for simplicity.
  • U1C, Ql and Rl convert the voltage at R5 into a current that causes a proportional voltage drop across resistor R3.
  • the sum of residual voltage and temperature signal is present at SENSE.
  • the adder 12 is realized in this way.
  • the constants ⁇ and ⁇ result from the dimensioning of the resistors of the wiring example.

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine steuerbare Schalteinrichtung mit mindestens einem Schalter, welcher mindestens eine gegen elektrische und/oder thermische Überlast zu schützende aktive Zone aufweist, wobei die Schalteinrichtung mindestens einen Lastkreis und einen Steuerkreis umfaßt und der Steuerkreis Mittel zur Überwachung der Restspannung und der Temperatur des Schalters aufweist sowie eine Anordnung als auch Verfahren zum Betreiben der Schalteinrichtung.

Description

Steuerbare Schalteinrichtung. Anordnung und Verfahren zum Betreiben einer Schalteinrichtung, insbesondere für Leistungshalbleiterschalter
Beschreibung
Die Erfindung betrifft eine steuerbare Schalteinrichtung mit wenigstens einem kontaktlosen Schalter, eine Anordnung zum Überlastschutz einer derartigen Schalteinrichtung sowie ein Verfahren zum Betreiben von Schalteinrichtungen, insbesondere für Hochleistungshalbleiter.
Es ist bekannt, elektrische Verbraucher mit hoher Leistung durch Elemente wie mechanische Relais zu schalten. Diese sind jedoch nur bedingt zuverlässig und besonders gegenüber mechanischen Belastungen empfindlich. In zunehmendem Maße werden integrierte Halbleiterschalter zum Schalten von elektrischen Verbrauchern mit hoher Leistung eingesetzt, da diese Halbleiterschalter eine höhere Zuverlässigkeit und eine geringe Empfindlichkeit gegenüber mechanischen Erschütterungen aufweisen. Der Nachteil liegt jedoch darin, daß diese Bauelemente ihrer p/n-Sperrschichten wegen gegenüber elektrischer und/oder thermischer Überlastung erheblich empfindlicher sind als mechanische Relais.
Dauerhafter Betrieb bei hohen Temperaturen nahe der maximal zulässigen Sperrschichttemperatur beschleunigt die Degradation des Halbleiter-Bauelements, zudem ist die Empfindlichkeit gegenüber anderen Überlastbedingungen erhöht. Überstrom gefährdet das Halbleiter-Bauelement auf zwei Arten. Einerseits kann es durch Überschreiten der zulässigen Stromdichten zur Schädigung der Metallisierung und/oder des Bondsystems kommen. Andererseits besteht die Gefahr, daß der Überstrom zu einer extrem stark ansteigenden Verlustleistung und damit das Überschreiten der maximalen Sperrschichttemperatur zum Bauelementausfall führt.
Überlastschutzeinrichtungen für Leistungshalbleiter sind in verschiedenen Varianten bekannt. Der Schutz konzentriert sich im wesentlichen auf die Überwachung der Sperrschichttemperatur (on-Chip-Temperaturmessung), wie in DE 41 22 653 C2 offenbart oder die Überwachung des Laststroms des Leistungshalbleiters, wie aus DE 43 20 021 AI bekannt ist. Bei monolithisch integrierten Leistungshalbleiterschaltern, sogen. Smart-Power-Schaltkreisen, findet häufig eine Temperaturüberwachung mit einem Sensor Verwendung, der in thermischem Kontakt zu der den Hauptstrom schaltenden Halbleitersperrschicht steht. In der Patentschrift DE 41 22 653 C2 ist offenbart, einige der Schaltzellen der Schalteinrichtung besonders schwach zu dimensionieren und dort deren Sperrschichttemperatur direkt zu messen, so daß an diesen künstlich erzeugten Schwachstellen die höchste Bauelementtemperatur gemessen wird. Bei Überschreiten einer maximalen lokalen Bauelementtemperatur wird der Schalter abgeschaltet, ohne daß die anderen Schaltzellen des Schalters thermisch überlastet werden. Diese Anordnung stellt jedoch erhebliche Anforderungen an die Technologie dar und erfordert z.B. zusätzliche Kontaktanschlüsse für den Temperatursensor. Die Alternative, die Bauelementtemperatur sperrschichtfern, z.B. am Gehäuse, zu bestimmen, führt wegen der großen räumlichen Distanz zu etwaigen thermisch belasteten Sperrschichten zu nicht tolerierbaren Zeitverzögerungen bei einem plötzlichen Temperaturanstieg und damit letzlich zur Zerstörung der Sperrschicht.
Aus der DE 43 20 021 AI ist bekannt, mit der Methode der Restspannungsüberwachung am Schalter die Verlustleistung an der Sperrschicht zu begrenzen. Diese Methode setzt jedoch voraus, daß das Bauelement im Fehlerfall in die Sättigung geht und hinreichend hohe Spannungen auftreten. Dies ist für Bauelemente höherer Leistungsklasse mit wenigen mΩ Einschaltwiderstand, wie sie z.B. für Kfz-Leistungselektronik verlangt wird, nicht erfüllt. Die verfügbaren Ansteuerschaltkreise mit einer Restspannungsüberwachung für diese Leistungsklasse nutzen daher den Schalter nur in einem engen Leistungsrahmen aus. Ein weiteres Problem stellt die Tatsache dar, daß die späteren Umgebungsbedingungen für den Schalters unbekannt sind.
In der US-A-4 896 245 ist eine Schalteinrichtung mit einer Einrichtung zur Überwachung der Restspannung eines FET offenbart. Dabei wird im Durchschaltzustand des FET der elektrische Einschaltwiderstand des Schalters bei einer maximal zulässigen Bauelementtemperatur zugrundegelegt, wobei es notwendig ist, den durch den Schalter fließenden Drainstrom zu messen.
In der EP-A2-0 749 208 ist die Abhängigkeit der maximal zulässigen Bauelementtemperatur vom Drainstrom dargelegt. Die maximal zulässige Restspannung wird als Funktion des fließenden Drainstroms und der Arbeitstemperatur des Schalt-FETs bestimmt. Dabei wird bei der Auslegung des Schalters jedoch die Arbeitstemperatur auf eine konstante Bezugstemperatur, insbesondere Raumtemperatur, zurückgeführt. Der aktuelle Drainstrom im Betrieb des Schalters wird nicht gemessen, sondern wird als Dimensionierungsgröße verwendet.
Der Nachteil bei diesen beiden bekannten Verfahren und Anordnungen ist darin zu sehen, daß jeweils eine 'Worst-Case' -Dimensionierung des Schalters notwendig ist, da die für den im Betrieb befindlichen Schalter kritischen Größen während des Betriebs des Schalters nicht bestimmt werden können. Die Folge ist, daß entweder die Kühlung des Schalters überdimensioniert werden muß oder daß der Schalter nur gering ausgenutzt wird.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die Feststellung kritischer Lastzustände bei kontaktlosen Schaltern, insbesondere Leistungshalbleiterschaltern, zu vereinfachen und den Überlastschutz für diese Schalter zu verbessern.
Die Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche gelöst. Weiterführende und vorteilhafte Ausgestaltungen sind den Unteransprüchen und der Beschreibung zu entnehmen. Durch die Erfindung ist es möglich, die maximal zulässige Restspannung, die ein Maß für kritische Lastzustände ist, mit weniger Aufwand zu ermitteln und zu überwachen.
Die Erfindung geht davon aus, bei einem Schalter, welcher Last- und Steuerkreis aufweist, durch die Kombination von Restspannungsüberwachung und Temperaturüberwachung die aktive, zu steuernde Zone J bzw. die aktiven, zu steuernden Zonen J des Schalters vor Überlastung zu schützen. Durch eine erfindungsgemäße Anordnung zur Temperaturmessung und ein vorteilhaftes Kompensationsverfahren wird der Überlastschutz weiter verbessert.
Der Steuerkreis wird erfindungsgemäß so dimensioniert, daß zur Begrenzung des maximalen, im Schalter fließenden Laststroms die thermischen Widerstände berücksichtigt werden, welche den Wärmeabfluß zwischen der und/oder den aktiven Zonen J im Innern des Schalterkörpers, die durch Verlustleistung besonders in Mitleidenschaft gezogen sind und einem Temperatursensor an der Außenwelt des Schalterkörpers behindern. Damit wird erreicht, daß die maximal zulässige Temperatur an der aktiven, zu steuernden Zone J des Schalters nicht überschritten werden kann. Die Erfindung kann bevorzugt für Schalter eingesetzt werden, welche mit Verlustleistung behaftet sind, besonders bevorzugt für MOSFET-Schalter.
Vorteilhaft ist, daß durch die erfindungsgemäße Dimensionierung derartige Schalter in einem weiteren Leistungsbereich ausgenutzt werden können als üblich. Im Gegensatz zum Stand der Technik ist die Dimensionierung nicht mehr eine 'Worst-Case '-Abschätzung. Der maximale Laststrom im Schalter wird zuverlässig begrenzt. Daher ist es möglich, den Schalter im Dauerbetrieb nahe der Maximaltemperatur zu betreiben, ohne daß kurze, nicht oder nur verzögert erkennbare Temperaturspitzen eine aktive, zu steuernde Zone J im Schalterkörper zerstören können. Es entfällt die Notwendigkeit einer schnellen Temperaturmessung zur Temperaturüberwachung, insbesondere von Temperaturspitzen an der aktiven Zone J, so daß zweckmäßigerweise preiswerte, einfache und auch langsamere Temperaturmeßverfahren eingesetzt werden können.
Ein weiterer Vorteil liegt darin, daß es durch die erfindungsgemäße Dimensionierung des Schalter-Steuerkreises möglich wird, die Temperatur des Schalters nicht sperrschichtnah, sondern zweckmäßigerweise gehäusenah zu messen, was die Meßanordnung vereinfacht. Vorteilhafterweise wird dabei zur Temperaturmessung ein Bipolar-Transistor oder eine Diode eingesetzt.
Als besonders günstige Anordnung erweist es sich, einen der elektrischen Kontakte des Temperatursensors sowohl elektrisch als auch thermisch zumindest mittelbar am Schalter und/oder am Schaltergehäuse anzuordnen. Besonders geeignet sind Transistoren oder Dioden, zweckmäßigerweise mit im wesentlichen flächigen Kontakten, die eine besonders gute thermische Ankopplung an den Schalter ermöglichen. Eine ganz besonders bevorzugte Anordnung ist die direkte Verbindung des Kollektoranschlusses eines vorzugsweise verwendeten Bipolar-Transistors mit dem Drain eines vorzugsweise verwendeten MOSFET-Schalters. Zusammen mit der erfindungsgemäßen Dimensionierung des Schalter-Steuerkreises stellt diese einfache und billige Temperaturmeßanordnung eine weitere Vereinfachung und Verbesserung der Überlastüberwachung dar.
Der Temperaturmeßpunkt kann z.B. durch eine Leiterbahn, eine Sperrschicht, ein Gehäuse oder dergl. eines oder mehrerer zu überwachender Schalter gebildet sein. Diese vorteilhafte Art der Temperaturmessung ist für verschiedene Bauelemente geeignet und nicht auf die Anwendung bei Halbleiterschaltern beschränkt.
Eine besonders vorteilhafte Weiterentwicklung der Erfindung besteht darin, die Temperaturabhängigkeit der Schaltschwelle des Schalter-Steuerkreises zu kompensieren. Die Temperatur kann dabei sperrschichtnah oder sperrschichtfern gemessen werden. Das erfindungsgemäße Verfahren kann daher vorteilhaft nicht nur bei der erfindungsgemäßen Anordnung, sondern auch bei Schaltern, insbesondere Halbleiterschaltern, eingesetzt werden, bei denen zumindest mittelbar die Sperrschichttemperatur selbst überwacht wird.
Im folgenden sind die Merkmale, soweit sie für die Erfindung wesentlich sind, eingehend erläutert und anhand von Figuren näher beschrieben. Es zeigen
Fig. 1 eine erfindungsgemäße Anordnung zum Überlastschutz mit Restspannungs- und Temperaturüberwachung,
Fig. 2 einen Schalter mit aktiver Zone und Laststrom,
Fig. 3 den Querschnitt durch eine erfindungsgemäße Anordnung mit lokalen Temperaturen und Wärmewiderständen,
Fig. 4 den Querschnitt durch eine erfindungsgemäße Anordnung mit Temperatursensor und zugehörigen Wärmewiderständen,
Fig. 5 eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung,
Fig. 6 eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung,
Fig. 7 eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung,
Fig. 8 eine Aufsicht und den Querschnitt durch eine erfindungsgemäße Anordnung, Fig. 9 die Abhängigkeit der Basis-Emitterspannung eines Transistors von der Temperatur,
Fig. 10 die Abhängigkeit des Einschaltwiderstands eines Transistors von der Temperatur,
Fig. 11 eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zur Kompensation der Schaltschwelle des Steuerkreises eines Schalters,
Fig. 12 eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zur Kompensation der Schaltschwelle des Steuerkreises eines Schalters,
Fig. 13 eine Beschaltung einer erfindungs gemäßen Schaltungsanordnung zur Kompensation der Schaltschwelle des Steuerkreises eines Schalters. Eine erfindungsgemäße Anordnung zum Überlastschutz ist modellhaft am Beispiel einer Anordnung mit einem MOSFET-Schalter in Fig. 1 dargestellt. Die Erfindung ist nicht auf diese einfache Anordnung beschränkt, .sie eignet sich vielmehr für Schalter, welche im Betrieb eine Restspannung und somit eine Verlustleistung aufweisen. Bevorzugt weist der Schalter einen Lastkreis und einen Steuerkreis mit lastkreisseitigen und steuerseitigen elektrischen Eingängen und/oder Ausgängen auf. Ein Schalter Ml wird bei Überschreiten einer Schwellspannung UR im Steuerkreis und/oder bei Überschreiten einer Grenztemperatur Tmax des Schalters Ml zumindest mittelbar vorzugsweise über eine Logik L und einen Gatetreiber G abgeschaltet. Bevorzugt ist der Schalter Ml aus einem Leistungs-MOSFET gebildet. Die Temperatur T wird mit einem Sensor T erfaßt. Ein Komparator im Steuerkreis vergleicht die Restspannung am Schalter, insbesondere den lastkreisseitigen aktuellen Spannungsabfall UDS am MOSFET Ml, mit einer Komparatorschwelle UR.
In Fig. 2 ist schematisch ein Schalter Ml mit einer im Schalterkörper angeordneten aktiven Zone J abgebildet. Die Temperatur der aktiven Zone J ist Tj. Ein Laststrom ID fließt durch die aktive Zone J. Etwaige lastkreisseitige oder steuerseitige Anschlüsse sind nicht dargestellt.
Unterhalb der Sättigungsspannung des Schalters Ml ist der Spannungsabfall UDS a Schalter Ml proportional zum Drainstrom I und dem Einschaltwiderstand RDS,on> welcher eine bauelementtypische Größe des Schalters Ml ist. Im allgemeinen ist der Einschaltwiderstand R-DS,on der Messung nicht zugänglich, sondern nur die Restspannung UDS am Schalter. Es gilt UDS=lD RDS,on-
Die Abhängigkeit der Restspannung UDS kann zur Messung des Laststromes, insbesondere des Drainstromes Iß, am Einschaltwiderstand RDS,on und damit zu einer relativ genauen Überstromabschaltung genutzt werden. Vorteilhaft ist, den Laststrom ID ZU begrenzen. Die Abschaltung erfolgt schon bei vergleichsweise geringen Spannungen, so daß die Verlustleistung Pv=UDS lD am Schalter Ml gering bleibt. Auch der Schutz eines etwaigen angeschlossenen Verbrauchers auf der Lastseite kann auf diese Art und Weise gewährleistet werden.
Die Komparatorschwelle UR für die Restspannungsüberwachung kann durch die erfindungsgemäße Dimensionierung des Steuerkreises des Schalters Ml dergestalt verändert werden, daß der Schalter M 1 wesentlich höhere Ströme zulassen kann als beim Einsatz üblicher, im Handel erhältlicher Steuerkreise für Schalter, welche mit einer konventionellen Restspannungsüberwachung betrieben werden.
Der maximale Laststrom, vorzugsweise der Drainstrom ID bei einem MOSFET-Schalter Ml, wird bevorzugt durch die maximal abführbare Verlustleistung Pv.max bestimmt. Die prinzipiell zu berücksichtigenden Größen sind in Fig. 3 skizziert. Eine Schalteranordnung 1 mit einem Schalter M 1 in einem Gehäuse 2 und einer Kühlfahne 3 ist auf einem Kühlkörper 4 angeordnet. Der Kühlkörper 4 kann durch einen metallischen Kühlkörper oder eine Platine oder dergl. gebildet sein. Die Temperatur der steuerbaren, aktiven, zu schützenden Zone J des Schalters Ml, insbesondere der Sperrschicht des MOSFET-Schalters, ist Tj, die Temperatur der Rückseite des Gehäuses 2 ist Tc, die Umgebungstemperatur des Kühlkörpers ist TA. Rth C bezeichnet der Wärmewiderstand zwischen der aktiven Zone J des Schalters Ml, insbesondere der Sperrschicht des MOSFET, zur Rückseite des Gehäuses 2, welche durch die Kühlfahne 3 gebildet wird. Die Kühlfahne 3 kann durch einen Bauelementanschluß des Schalters Ml, insbesondere den Drainanschluß des MOSFET-Schalters, gebildet sein. Rth.CA bezeichnet den Wärmewiderstand, welcher den Transport der Wärme von der Rückseite des Gehäuses 2 und/oder der Kühlfahne 3 durch einen etwaigen Kühlkörper 4 hindurch zur Umgebung der Schaltereinrichtung bestimmt. Der thermische Gesamtwiderstand Rth A von der aktiven Zone J des Schalters Ml zur Umgebung ergibt sich als Summe der beiden einzelnen Wärmewiderstände. Für die maximal zulässige Verlustleistung Pv,max ergibt sich
(Tj,maχ-TA,max)/Rth,JA,max = I~D,max 'RDS.on.max
Diese Gleichung ist eine 'Worst-Case' -Abschätzung für den schlimmsten eintretenden Fall mit der maximal zulässigen Temperatur der aktiven Zone J, Tj>rnaχ, der unter ungünstigsten Umgebungs- und/oder Betriebsbedingungen des Schalters Ml zu erwartenden maximalen Umgebungstemperatur TA,max und dem sicher erreichbaren maximalen Wärmewiderstand Rth,JA,max zwischen aktiver Zone J und Umgebung der kompletten Schaltereinrichtung.
Der Wert des Einschaltwiderstands R os.on des Schalters Ml ist Streuungen unterworfen und hängt insbesondere von der Temperatur des Schalters Ml ab. Für die Begrenzung der Verlustleistung Py muß vom statischen Fall ausgegangen werden, wenn sich der Schalter Ml bereits auf die maximale Temperatur aufgeheizt hat. Nach dem Stand der Technik wird hier mit dem maximalen Einschaltwiderstand RDs,on,ma gerechnet, wobei sich für die Restspannung UDs,max, bei welcher der Schalter Ml schließlich durch den Steuerkreis abgeschaltet wird, dann in der 'Worst-Case' -Abschätzung zur Dimensionierung des Steuerkreises ergibt
Uos.max— ' ((Tj,maχ-TA,max)-RDS,on,maχ/Rth,JA,max)
Der Abschaltstrom ist temperaturabhängig und ergibt sich als
iD.max = UDS,maχ/RDS,on(Tj)
Die nur schwer zu fällenden Aussagen über maximal erreichbare Betriebstemperaturen des Schalters Ml im Betrieb und das Problem, einen bestimmten Wärmewiderstand sicherstellen zu müssen, führen bei den bekannten Anordnungen entweder zur Überdimensionierung der Kühlung des Schalters Ml, was zu erhöhtem Platzbedarf der gesamten Anordnung führt, und/oder aber zu einer geringen Ausnutzung des Schalters Ml. Weiterhin kann der Abschaltstrom lD,max über den gesamten Temperaturbereich um den Faktor 2 bis 3 variieren. Durch die Erwärmung des Schalters ist zwar eine Abschaltung vor Erreichen der maximal zulässigen Verlustleistung PV,max garantiert, einer etwaigen Anwendung als elektronische Sicherung steht jedoch die große Stromvariation entgegen.
Fig. 4 zeigt die erfindungsgemäße Anordnung aus Fig. 3 mit einem Temperatursensor 5, welcher die Temperatur TM an einem Temperaturmeßpunkt der Schaltungsanordnung 1 mißt. Vorzugsweise wird der Temperaturmeßpunkt gehäusenah gewählt. Ebenfalls geeignet kann als Temperaturmeßpunkt eine elektrische Leitfähigkeitsfläche des Schalters, vorzugsweise eine Leiterbahn oder ein Drainanschluß, gewählt werden. Zweckmäßig ist ein Temperaturmeßpunkt, der eine hinreichend gute thermische Ankopplung an die aktive Zone J des Schalters aufweist, insbesondere elektrische Zuführungen zum Schalterkörper.
Vereinfacht lassen sich bei diesem Aufbau vier Wärmewiderstände unterscheiden. Die Temperatur TM am Temperaturmeßpunkt unterscheidet sich von der Gehäusetemperatur Tc aufgrund der Aufteilung des Wärmeflusses durch Rth.cM, dem Wärmewiderstand zwischen Gehäuse 2 und Temperaturmeßpunkt und Rth.MA, dem Wärmewiderstand zwischen Meßpunkt und Umgebung. Da der Wärmewiderstand Rth,cM zwischen Gehäuse und Temperaturmeßpunkt klein ist, insbesondere bei Anordnung des Temperaturmeßpunktes auf einer elektrischen Leitfähigkeitsfläche des Schalters, unterscheidet sich die Meßtemperatur T nur geringfügig von der Gehäusetemperatur T
Zur weiteren Betrachtung wird ein äquivalenter Wärmewiderstand Rth M eingeführt, welcher den Temperaturunterschied zwischen aktiver Zone J des Schalters, insbesondere der Sperrschicht, und Temperaturmeßpunkt auf den Gesamtwärmefluß bezieht und die Betrachtung der schwer zugänglichen einzelnen Wärmewiderstände Rtr,,cM und R h,MA ersetzt. Es gilt
Figure imgf000011_0001
Rth.JM ist zwar von der Wärmeabfuhr an die Umgebung abhängig, die Abhängigkeit ist jedoch geringer als bei den real auftretenden Wärmewiderständen im und am Schalter-Bauelement. Je besser die Wärmeabfuhr ist, desto höher fällt der äquivalente Wärmewiderstand aus. Genauere Aussagen lassen Simulationsrechnungen, Schätzungen oder Messungen zu. Insbesondere ist der äquivalente Wärmewiderstand Rth,jM jedoch nicht von der Umgebungstemperatur TA des Schalters abhängig.
Wird als maximal zulässige Umgebungstemperatur die maximal zulässige Temperatur TM.max am Temperaturmeßpunkt eingeführt und der maximale äquivalente Wärmewiderstandes Rth.jM,max verwendet, ergibt sich erfindungsgemäß eine neue Dimensionierungsvorschrift für den Steuerkreis des Schalters mit
UDS,maχ- '((Tjιmaχ-TM,max)-RDS,on,maχ/Rth,JM,max)
Die bei der Dimensionierung schwer im voraus zu bestimmende maximale Umgebungstemperatur TA,max ist durch eine leicht meßbare Temperatur TM.max und der schwer zugängliche Wärme widerstand Rth,jA,max ist durch den abschätzbaren äquivalenten Wärmewiderstand Rth M.max ersetzt. Der Schalter wird abgeschaltet, sobald im Steuerkreis eine Spannung UDs detektiert wird, die größer als eine vorgegebene Schwellspannung UR=UDs.max ist und/oder sobald die maximal zulässige Bauelementtemperatur TM.max überschritten wird. In einer Anordnung wie in Fig. 1 wird eine Komparatorschwelle UR auf UDs,max eingestellt. Die Vorteile der erfindungsgemäßen Dimensionierung des Schalter-Steuerkreises liegen zum einen darin, daß die Maximaltemperatur im Betrieb des Schalters keine reine Abschätzung mehr darstellt, sondern gemessen werden kann. Dabei kommt es nicht darauf an, ob die Temperaturmessung in unmittelbarem Kontakt zu einer aktiven Zone J, insbesondere einer Sperrschicht, im Schalterkörper durchgeführt wird. Vielmehr besteht jetzt die vorteilhafte Möglichkeit, die Temperatur am Äußeren des Schalters zu bestimmen, vorzugsweise am Gehäuse 2 oder an der Kühlfahne 3 des Schalters Ml, ohne daß die Gefahr einer Überhitzung der aktiven Zone J durch kurzzeitige Verlustleistungsspitzen oder lokale Temperaturunterschiede besteht. Besonders zweckmäßig ist die Anordnung eines Temperatursensors an einem elektrisch und thermisch gut an die aktive Zone J des Schalters gekoppelten Kontakt- Anschluß. Zwar müssen die Unsicherheiten hinsichtlich der Wärmeabfuhr bei der Dimensionierung für den Dauerbetrieb noch berücksichtigt werden, haben jedoch keinen Einfluß auf die Funktion des Selbstschutzes des Schalters.
Die Vorteile der Erfindung zeigen sich ganz besonders bei Aufbautechniken mit geringer Wärmeabfuhr in die Umgebung, wie sie häufig beim Einbau von Leistungshalbleitern in Steuergeräte auftritt.
Der äquivalente Wärmewiderstand Rth,jM ist nicht so stark wie der Wärmewiderstand zwischen aktiver Zone J und Umgebung Rth A von den Umgebungsbedingungen des Aufbaus des Schalters abhängig. Außerdem sind die fertigungstechnischen Toleranzen bei der Herstellung eines Schalters relativ gering und Rth.jM daher auch für eine Mehrzahl von Schaltern mit ausreichender Genauigkeit abschätzbar.
Die erfindungsgemäße Dimensionierung erlaubt vorteilhafterweise, daß zumindest kurzzeitig hohe Ströme im Schalter zugelassen werden können. Dies ermöglicht eine deutlich bessere Ausnutzung des Schalters.
Die Gefahr einer Überhitzung des Schalters besteht nicht, da die Verlustleistung im Gegensatz zur rein thermischen Abschaltung nach dem Stand der Technik begrenzt bleibt. Erfindungsgemäß werden als Dimensionierungskriterium für den Steuerkreis die statischen Wärme widerstände herangezogen. Aus diesem Grund kann der Schalter hohe Einschaltstromspitzen tolerieren. Die an der aktiven Zone J anfallende Verlustleistung kann durch die die aktive Zone J umgebenden Wärmekapazitäten aufgenommen, werden, bis TM.max am Meßpunkt erreicht ist. Vorteilhaft ist es, kurzzeitig die Überstromabschaltung des Schalters auszublenden, vorzugsweise während des Einschaltvorgangs. Der erhöhte Laststrom kann den Schalter nur solange erwärmen, bis die maximal erlaubte Temperatur TM,max erreicht ist und/oder solange die maximal erlaubte Verlustleistung Pv,max nicht überschritten ist.
Fig. 5 zeigt eine weitere vorteilhafte Gestaltung der erfindungsgemäßen Anordnung. Hier wird das Temperatursignal T zu einer Variation der Schaltschwelle UR der Restspannungsüberwachung im Steuerkreis herangezogen. Auf diese Weise kann die durch die Temperaturabhängigkeit des Einschaltwiderstandes RDS.OΠ des Schalters Ml hervorgerufene Variation des Abschaltstromes ID kompensiert werden.
Als Temperatursensoren sind prinzipiell alle üblicherweise zu diesem Zweck verwendeten Sensoren einsetzbar. Besonders zweckmäßig ist der Einsatz von Transistoren oder Dioden. Eine derartige Schaltungsanordnung ist in Fig. 5 dargestellt. Erfindungsgemäß wird beim Anbringen des Temperatursensors, insbesondere eines Kleinsignal-Bipolartransistors, an einen Temperaturmeßpunkt einer der elektrischen Anschlüsse, welcher montagetechnisch einen sehr guten Wärmeübergang zum Halbleiterkörper des Temperatursensors besitzt, gleichzeitig auch zur thermischen Kopplung des Temperatursensors an den Meßpunkt verwendet. Besonders bevorzugt ist die Anordnung, einen derartigen Kontakt des Sensors mit einem elektrischen Kontakt des Schalters Ml zu verbinden, welcher ebenfalls einen guten Wärmeübergang zum Körper, insbesondere Halbleiterkörper, des Schalters aufweist.
In Fig. 6 ist sowohl ein Leistungs-MOSFET, der als Schalter Ml eingesetzt ist, als auch ein üblicher Kleinsignal-Bipolartransistor Ql als Temperatursensor dargestellt. Beide Transistoren Ml, Ql weisen einen elektrischen Anschluß mit guter thermischer Kopplung zum jeweiligen Halbleiterkörper auf. Beim Leistungs-MOSFET Ml ist vorzugsweise der Drainanschluß, beim Bipolartransistor Ql vorzugsweise der Kollektoranschluß dafür ausgewählt. Besonders zweckmäßig ist, den Drainanschluß des MOSFET Ml mit dem Kollektor des Bipolartransistors Ql zu verbinden.
Die Basis des Transistors Ql wird auf einem Referenzpotential U0 gehalten. Über eine an sich bekannte Biaseinrichtung B, vorzugsweise ein Widerstand oder eine Stromquelle, wird ein vorbestimmter Kollektorstrom eingestellt. Die Basis-Emitterspannung UBE des Transistors Ql dient als Maß für die Temperatur TM. Vorteilhaft ist, daß die Basis-Emitterspannung UBE nicht nur zur Überwachung der maximal zulässigen Schalter-Temperatur eingesetzt werden kann, sondern zweckmäßigerweise auch zur Beeinflussung der Abschaltschwelle UR des Steuerkreises der Restspannungsüberwachung. Eine andernfalls auftretende Temperaturabhängigkeit des maximal zulässigen Laststromes' Io.max wird dadurch vermieden, so daß bei jeder zulässigen Schaltertemperatur TM.max derselbe maximale Lastrom Iσ. ax im Schalter Ml zulässig ist.
In Fig. 7 ist eine weitere vorteilhafte Schaltungsanordnung mit guter Wärmeankopplung zwischen Temperatursensor Ql und Schalter Ml dargestellt. Dort ist nicht nur der Kollektor des Transistors Ql mit dem Drainanschluß des Halbleiterschalter-MOSFETs Ml, sondern auch die Basis von Ql mit dem Source- Anschluß von Ml verbunden. Diese Art der Anordnung des Temperatursensor-Transistors Ql an den Schalter Ml ist ganz besonders vorteilhaft, wenn der Transistor Ql nicht als diskretes Bauteil, sondern als parasitäre Struktur auf oder in dem Halbleiterkörper des Schalters Ml verfügbar ist.
Fig. 8 zeigt eine Aufsicht und einen seitlichen Schnitt durch eine vorteilhafte Anordnung von Bauelementen einer Schutzanordnung, die sich besonders für den Einsatz in elektronischen Steuergeräten eignet. Der Schalter Ml und der Temperatursensor 5, insbesondere ein Bipolartransistor Ql, sind als Bauelemente für Oberflächenmontage ausgeführt. Der Schalter Ml im Gehäuse 2 ist mit der Kühlfahne 3, welche insbesondere den Drainanschluß des Schalters Ml darstellt, zumindest mittelbar auf einem Kühlkörper 4 angeordnet, welcher bevorzugt durch eine Platine gebildet wird. Zwischen Kühlkörper 4 und Kühlfahne 3 sind elektrische Kontaktflächen 6, z.B. eine oder mehrere Kupferleiterbahnen, angeordnet. Die Kontaktfläche 6, die mit dem Drainanschluß 3 des MOSFET-Schalters verbunden ist, dient als Wärmespreizer. Der Kollektoranschluß 5.1 des Bipolartransistors Ql ist nahe der Kühlfahne 3 des Schalters Ml auf der Kontaktfläche 6 angeordnet, vorzugsweise angelötet.
Ganz besonders vorteilhaft ist es, bevorzugt unter Verwendung des Temperatursensors Ql, die Schwellspannung UR des Steuerkreises unter Berücksichtigung der Temperaturabhängigkeit des Restwiderstandes RDS.OΠ des Schalters Ml so zu verändern, daß der Schalter bei unterschiedlichen Betriebstemperaturen bei einem vorgegebenen, konstanten Laststrom iD.max abgeschaltet wird. In einem Dimensionierungsbeispiel sind die Vorteile der erfindungsgemäßen Anordnung dargestellt. Die Erfindung ist nicht auf die im Beispiel angegebenen Werte beschränkt.
Bei einem maximalen Einschaltwiderstand des Schalters Ml, insbesondere ein Leistungstransistor, von RDS,on,max=25 mΩ und einer maximal zulässigen Temperatur der aktiven Zone J, insbesondere einer Sperrschicht, von Tj,max=175°C, mit Rth,jc=l,5 K/W und Rth,cA=25 K/W und der maximal zu erwartenden Umgebungstemperatur von 80°C ergibt sich für eine Schutzanordnung ohne Temperaturüberwachung ein maximal zulässigen Laststrom von lD,max= 2 A. Der Schalter wird bei Erreichen dieses Wertes zumindest mittelbar abgeschaltet. Besonders zu beachten ist, daß der maximal zulässige Laststrom lD,ma nicht überschritten werden darf.
Wird die erfindungsgemäße Anordnung mit Temperatur- und Restspannungskontrolle unter denselben Randbedingungen überwacht, ist dieser Wert Io.max ebenfalls der maximal erlaubte Dauer-Laststrom des Schalters Ml. Mit einer vorgegebenen oberen Schaltertemperatur von TM,max=125°C und einem äquivalenten Wärmewiderstand
Figure imgf000015_0001
K/W ergibt sich jedoch ein weit höherer Wert für einen zulässigen Spitzenstrom von lD,max=32 A. Dieser Laststrom darf kurzzeitig, insbesondere bis zu mehreren Sekunden, im Schalter Ml fließen, ohne daß der Schalter geschädigt wird. Dabei erwärmt sich der Schalter Ml, und die Ubertemperaturüberwachung schaltet bei Erreichen der maximal erlaubten Schaltertemperatur ab. Über den prinzipiellen Gewinn an Sicherheit hinaus, insbesondere im statischen Fall, bedeutet dies im beschriebenen Beispiel eine um den Faktor 2,5 bessere Ausnutzung des Schalters M 1.
Ein weiteres, besonders zweckmäßiges Verfahren zum Überlastschutz von Schaltern kann vorzugsweise bei MOSFET-Schaltern verwendet werden. Die präzise Messung des Lastroms lD,max erfordert die Einbeziehung der Temperaturabhängigkeit des Einschaltwiderstandes RDS,on(Tj) des Schalters, wobei gilt
Figure imgf000015_0002
Über den gesamten Temperaturbereich, in dem das System eingesetzt wird, kann sich dieser Wert um einen Faktor 2- 3 ändern. Durch die Erwärmung des Halbleiters ist zwar die Abschaltung bei einer unzulässigen Verlustleitstung gewährleistet, jedoch scheitert der Einsatz als elektronische Sicherung an der großen Variation des Laststromes lD,max- Erfindungsgemäß wird die Schaltschwelle UR durch ein aus der Durchlaßspannung ÜBE eines thermisch eng mit dem Halbleiterschalter Ml gekoppelten Temperatursensors Ql, vorzugsweise ein Bipolartransistor oder eine Diode, gewonnenes Signal verändert. Dabei wird auf den Schwellwert UR durch Überlagerung des Temperaturmeßsignals eingewirkt, so daß der Schalter durch Verändern der Schwellspannung UR unabhängig von der Betriebstemperatur bei einem konstanten Wert des maximalen Lastromes Io.max abgeschaltet wird. Bleibt die Schwellspannung UR unverändert, wird der Schalter bei mit ansteigender Temperatur steigendem Einschaltwiderstand RDS,on(Tj) zu früh bei einem zu niedrigen Laststrom ID abgeschaltet.
Die Basis-Emitter-Spannung UBE eines Bipolartransistors ist in erster, hinreichend guter Näherung linear von der Temperatur abhängig, wobei gilt UBE(T)=UBE(Tθ)-λ-(T-To). To ist eine Referenztemperatur. Fig. 9 verdeutlicht die Qualität dieser Näherung anhand des Vergleichs zwischen typischen Meßwerten der Basis-Emitterspannung UßE(T) eines Bipolartransistors als Funktion der Temperatur und einer Ausgleichsgeraden. UßE(T) sinkt mit steigender Temperatur.
Auch der Temperaturgang des Einschaltwiderstandes eines MOSFETs läßt sich mit ausreichender Genauigkeit durch eine lineare Näherung beschreiben, wobei die Beziehung gilt RDS,on(T)=RDS,on(Tθ)-(l+«-(T-To)). Fig. 10 zeigt die lineare Temperaturabhängigkeit anhand eines Vergleichs von Meßpunkten und Ausgleichsgerade. Der Einschaltwiderstand RDS,on(T) steigt mit steigender Temperatur. Ähnliche Annahmen können auch für andere Bauelemente in hinreichender Genauigkeit getroffen werden.
Da der Einschaltwiderstand RDS,onCD und damit auch der lastkreisseitige Spannungsabfall UDS am Schalter Ml bei einem konstanten Laststrom ID mit der Temperatur ansteigt, wird erfindungsgemäß eine zur Temperaturmeßspannung proportionale Spannung im richtigen Verhältnis zur Drain-Source-Spannung hinzuaddiert, um eine konstante Abschaltschwelle UR ZU erhalten.
In Fig. 11 ist die prinzipielle erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens dargestellt. Der Schalter Ml wird über eine an sich bekannte Logik L und einen Gatetreiber G, der auch eine Ladungspumpe enthalten kann, angesteuert. Der Bipolartransistor Ql dient als Temperatursensor. Der Temperatursensor kann dabei sperrschichtnah oder sperrschichtfern zumindest mittelbar am Schalter, am Gehäuse, an einem etwaigen Kühlkörper oder einem anderen geeigneten Meßpunkt der Schalteranordnung angeordnet sein. Der Arbeitspunkt des Transistors Ql wird über eine an sich bekannte Biasschaltung B, vorzugsweise eine Konstantstromquelle, und die Biasvorspannungsquelle 11 mit U0 eingestellt. Statt der Spannungsquelle 11 kann auch eine veränderliche Spannung angelegt werden.
Eine Variante ist, die Basis B des Transistors Ql statt mit der Biasspannung Uo mit der Source- Elektrode S von Ml zu verbinden. Diese Variante ist nicht in der Figur dargestellt. Die Restspannung am Schalter Ml wird über einen an sich bekannten Spannungsmesser 7, die Basis- Emitter-Spannung ÜBE über einen an sich bekannten Spannungsmesser 8 abgegriffen und jeweils mit einem konstanten Faktor k7, k8 bewertet. Bei 7 und 8 handelt es sich im einfachsten Fall um direkte Verbindungen oder Pegelschieber. In einem Addierer 12 werden die Ausgangssignale von 7 und 8 aufsummiert. Der Addierer 12 wird im einfachsten Fall durch einen Widerstand gebildet, an dem zwei Ströme überlagert werden. Ein an sich bekanter Komparator 9 vergleicht das Ausgangssignal mit einer Referenzspannung 10 mit dem Wert UR. Bei Überschreiten von UR wird der Leistungsschalter M 1 über die Logik L abgeschaltet.
In einem erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel ist das Ausgangssignal von 7 und 8 eine Spannung. Die Ausgangsspannung von 8 ist die mit einem Faktor k8 bewertete Basis- Emitterspannung von Ql mit
U8 = k8 [UBE(Tθ)-λ-(T-To)].
Die Restspannung UDS on M 1 wird mit einem Faktor k7 gewichtet, und es gilt
U7 = k7 [ID RDS,on(Tθ)(λ+α(T-T0))].
Mit der für die Referenztemperatur gewünschten maximalen Restspannung UDS,max=lD'R-DS,on(Tθ) ergibt sich als Spannungswert U12 am Ausgang von 12 folgender Ausdruck
U12 = k7 -UDS,max+ k8-UBE(Tθ)+ k7-UDS,maχ-α T-T0)-k8-λ-(T-T0). Dieser Ausdruck wird dann temperaturunabhängig, wenn gilt
(k / k8 ) = λ/ (UDS,maχ-α)-
Im einfachsten Fall kann k7 oder k8 frei gewählt werden, z.B. k7=l. Bevorzugt wird ein Parameter, besonders bevorzugt k7, so gewählt, daß die Dimensionierung der Beschaltung der Schutzanordnung mit für die Auslegung sinnvollen Werten erfolgen kann. Der andere Parameter ergibt sich entsprechend.
Die Referenzspannungsquelle 10 wird auf
UR = k8-(λ7α+ UBE(Tθ))
eingestellt.
Dasselbe Ergebnis läßt sich erzielen, wenn das Temperatursignal mit der Referenzspannung UR für die Abschaltschwelle addiert wird. In Fig. 12 ist dieses erfindungsgemäße Ausführungsbeispiel dargestellt. Der Ausgang von 8 wird von der Spannung der Spannungsquelle 10 subtrahiert. Das Ergebnis ist das gleiche wie oben beschrieben.
In Fig. 13 ist ein Beispiel zur Beschaltung einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung dargestellt. Logik und Gatetreiber U2 werden mit einem üblichen Baustein (z.B. LM9061 der Firma National Semiconductor) realisiert, welcher bereits eine übliche Restspannungsüberwachung enthält. Mit R4 wird die Spannung am Eingang THRE eingestellt. Unterschreitet die Spannung an SENSE diesen Wert, wird der Leistungsschalter Ml abgeschaltet. Zur Temperaturmessung dient erfindungsgemäß der Transistor Q3, der mit R2 und U1A als Stromquelle betrieben wird. Die Rolle von Block 8 aus Fig. 11 übernehmen U1B, Q2 und R5. Block 7 ist nicht explizit ausgeführt, er wird vereinfachend als Verbindung dargestellt. U1C, Ql und Rl setzen die Spannung an R5 in einen Strom um, der am Widerstand R3 einen proportionalen Spannungsabfall hervorruft. An SENSE liegt die Summe von Restspannung und Temperatursignal an. Auf diese Weise wird der Addierer 12 realisiert. Die Konstanten λ und α ergeben sich aus der Dimensionierung der Widerstände des Beschaltungsbeispiels.

Claims

Ansprüche
1. Steuerbare Schalteinrichtung mit mindestens einem kontaktlosen Schalter, welcher mindestens eine gegen elektrische und/oder thermische Überlast zu schützenden aktive Zone aufweist, wobei die Schalteinrichtung einen Lastkreis und einen Steuerkreis umfaßt und der Steuerkreis Mittel zur Überwachung der Restspannung des Schalters aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß eine maximal zulässige Restspannung UDS,max des Schalters (Ml) nach folgender Beziehung bestimmt wird
10 UDS,max=V(RDS,on,maχ-(Tj,maχ-TM,max)/Rth,JM,max ), wobei UDS,max die maximal zulässige Restspannung des Schalters, Tj)max-TM,max die Differenz zwischen der maximal zulässigen Temperatur der aktiven Zone oder Zonen (J) des Schalters (Tj)inaχ) und der zumindest mittelbar an einem an der Schalteinrichtung angeordneten Temperaturmeßpunkt bestimmten maximal zulässigen Bauelementtemperatur
!5 (TM,max)> Rth,JM,max der maximale geschätzte oder gemessene Wärmewiderstand zwischen aktiver Zone oder aktiven Zonen (J) des Schalters (Ml) und Temperaturmeßpunkt und RDS,on,max der elektrische Einschaltwiderstand des Schalters (Ml) bei der maximal zulässigen Bauelementtemperatur (T ,max) ist, und daß beim Überschreiten der maximal zulässigen Restspannung eine Meldung und/oder
20 Schutzmaßnahmen zur Abschaltung des Laststromes auslösbar sind.
2. Schalteinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalteinrichtung sowohl Mittel zur Messung der elektrischen Restspannung (UDS) o 5 als auch Mittel zur Messung der Temperatur (T ) des Schalters an einem
Temperaturmeßpunkt aufweist.
3. Schalteinrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, 30 daß die Schalteinrichtung durch die Mittel zur Messung der elektrischen Restspannung
(UDS) als auch der Temperatur (TM) des Schalters steuerbar und bei Überschreiten einer maximalen elektrischen Restspannung (UDS,max) und/oder einer maximalen Temperatur (TM,max) am Temperaturmeßpunkt zumindest mittelbar abschaltbar ist.
4. Schalteinrichtung nach einem oder mehreren der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel zur Messung der Temperatur des Schalters (Ml) zumindest mittelbar in Gehäusenähe (2, 3) angeordnet sind.
5. Schalteinrichtung nach einem oder mehreren der vorangegangenen Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zur Messung der Temperatur (TM) als temperatursensitiven Teil mindestens einen Transistor (Ql) aufweisen.
6. Schalteinrichtung nach einem oder mehreren der vorangegangenen Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zur Messung der Temperatur (TM) als temperatursensitiven Teil mindestens eine Diode (Ql) aufweisen.
7. Schalteinrichtung nach einem oder mehreren der vorangegangenen Ansprüche 2 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zur Messung der Temperatur (TM) als temperatursensitiven Teil mindestens einen Transistor und/oder eine Diode (Ql) aufweisen, welcher mit einer seiner elektrischen
Anschlüsse sowohl elektrisch als auch thermisch zumindest mittelbar an den Schalter (Ml) gekoppelt ist.
8. Schalteinrichtung nach Anspruch 1, 4 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter (Ml) durch einen MOSFET gebildet ist
9. Schalteihrichtung nach Anspruch 7 und 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektoranschluß des Transistors (Ql) oder ein Anschluß der Diode mit dem
Drainanschluß des MOSFET (Ml) thermisch und elektrisch verbunden ist.
10. Schalteinrichtung nach Anspruch 7 und 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektoranschluß des Transistors (Ql) oder ein erster Anschluß der Diode mit dem Drainanschluß des MOSFET (Ml) und die Basis des Transistors (Ql) oder ein zweiter Anschluß der Diode mit dem Sourceanschluß des MOSFET (Ml) thermisch und elektrisch verbunden ist.
1 1. Schalteinrichtung nach einem oder mehreren der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalteinrichtung ein Bauelement mit einer Schwellspannung (UDS,max> UR), bei deren Überschreitung der Schalter (Ml) zumindest mittelbar abschaltbar ist, sowie ein Transistorbauelement (Ql) mit einer Basis-Emitterspannung (ÜBE) aufweist, wobei die Schwellspannung (ÜDS,max» UR) proportional zur Basis-Emitterspannung (UßE) veränderbar ist.
12. Verfahren zum Betreiben einer steuerbaren Schalteinrichtung mit mindestens einem kontaktlosen Schalter, welcher mindestens eine gegen elektrische und/oder thermische Überlast zu schützenden aktive Zone J aufweist, wobei die Schalteinrichtung einen Lastkreis und einen Steuerkreis umfaßt und im Steuerkreis Mittel zur Überwachung der Restspannung des Schalters angeordnet sind, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltschwelle des Steuerkreises so dimensioniert wird, daß bei Überschreiten einer maximalen Spannung (UDS,max) der Schalter zumindest mittelbar abgeschaltet wird und für die maximale Spannung (UDS,max) dieVorschrift gilt UDS,max= (RDS;on,maχ-(Tj jma χ-TM,max)/Rth,JM,max )> wobei (Tj maχ-TM,max) die Temperaturdifferenz zwischen aktiver Zone (J) des Schalter (Ml) und einem Temperaturmeßpunkt, Rth,JM,max der geschätzte oder gemessene maximale Wärmewiderstand zwischen aktiver Zone (J) und Temperaturmeßpunkt und RDS,on,max der Einschaltwiderstand bei einer maximal zulässigen Schaltertemperatur TM,max ist.
13. Verfahren nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter (Ml) bei Überschreiten einer vorgegebenen, aus seinen Kenndaten ermittelten maximalen Spannnung (UDS,max) und/oder bei Überschreiten einer vorgegebenen maximalen Schalteraußentemperatur (TM,max) zumindest mittelbar abgeschaltet wird.
14. Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltertemperatur (TM) sperrschichtfern, insbesondere gehäusenah, gemessen wird.
15. Verfahren nach einem oder mehreren der vorangegangenen Ansprüche 12 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltertemperatur (TM) mit einem Transistor (Ql) gemessen wird, der mit mindestens einem elektrischen Anschluß sowohl elektrisch als auch thermisch zumindest mittelbar an mindestens eine elektrische Kontaktfläche der Schalteinrichtung (Ml, 6) gekoppelt ist.
16. Verfahren nach Anspruch 12 oder 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltschwelle (UR) eines Komparators gleich der maximal zulässigen Restspannung (Uos.max) des Schalters (Ml) gesetzt wird.
17. Verfahren nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltschwelle (UR) des Komparators temperaturabhängig verändert wird.
18. Verfahren nach einem oder mehreren der vorangegangenen Ansprüche 13-17, dadurch gekennzeichnet, daß die Temperatur des Schalters (Ml) mit mindestens einem Transistor oder mit mindestens einer Diode (Ql) gemessen wird und die Schaltschwelle (UR) proportional zur temperaturabhängigen Änderung der Durchlaßspannung des Transistors oder der Diode verändert wird.
19. Verfahren nach einem oder mehreren der vorangegangenen Ansprüche 12-15, dadurch gekennzeichnet, der Schalter (Ml) zumindest mittelbar abgeschaltet wird, wenn eine Schwellspannung (Uos.max, UR) überschritten wird, wobei die Schwellspannung (Uos,max, UR) proportional zur Basis-Emitterspannung des Transistors (ÜBE) verändert wird.
20. Verfahren nach einem oder mehreren der vorangegangenen Ansprüche 12-19, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltschwelle (UR) nach der Beziehung UR=k8((λ/α)+UBE(Tθ)) verändert wird, wobei α die Steigung der zumindest bereichsweise linearisierten Kennlinie des
Einschaltwiderstandes des Schalters (Ml) in Abhängigkeit der Temperatur, λ die Steigung der zumindest bereichsweise linearisierten Kennlinie der Durchlaßspannung ÜBE des Transistors oder der Diode (Ql) in Abhängigkeit der Temperatur und k8 eine Konstante ist.
21. Verfahren nach einem oder mehreren der vorangegangenen Ansprüche 12-20, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter (Ml) bei unterschiedlichen Temperaturen bei demselben Wert eines vorher vorgegebenen maximal zulässigen Laststroms (lD,max) abgeschaltet wird.
22. Verfahren nach einem oder mehreren der vorangegangenen Ansprüche 12 bis 21, dadurch gekennzeichnet, daß ein MOSFET als Schalter (Ml) verwendet wird.
23. Verfahren nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß die Temperatur an einer Sperrschicht des MOSFET (Ml) zumindest mittelbar gemessen wird.
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