EP0885481A1 - Elektronisch kommutierter motor - Google Patents

Elektronisch kommutierter motor

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Publication number
EP0885481A1
EP0885481A1 EP97908172A EP97908172A EP0885481A1 EP 0885481 A1 EP0885481 A1 EP 0885481A1 EP 97908172 A EP97908172 A EP 97908172A EP 97908172 A EP97908172 A EP 97908172A EP 0885481 A1 EP0885481 A1 EP 0885481A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
motor
alternating
rotor
rotor position
phase shifter
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
EP97908172A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Benno Doemen
Thomas Von Der Heydt
Fritz Schmider
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Ebm Papst St Georgen GmbH and Co KG
Original Assignee
Papst Motoren GmbH and Co KG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Papst Motoren GmbH and Co KG filed Critical Papst Motoren GmbH and Co KG
Publication of EP0885481A1 publication Critical patent/EP0885481A1/de
Pending legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02K—DYNAMO-ELECTRIC MACHINES
    • H02K29/00—Motors or generators having non-mechanical commutating devices, e.g. discharge tubes or semiconductor devices
    • H02K29/06—Motors or generators having non-mechanical commutating devices, e.g. discharge tubes or semiconductor devices with position sensing devices
    • H02K29/08—Motors or generators having non-mechanical commutating devices, e.g. discharge tubes or semiconductor devices with position sensing devices using magnetic effect devices, e.g. Hall-plates, magneto-resistors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/15—Controlling commutation time
    • H02P6/153—Controlling commutation time wherein the commutation is advanced from position signals phase in function of the speed

Definitions

  • the invention relates to an electronically commutated motor with a permanent magnetic rotor and a stator and a rotor position sensor arrangement arranged on the stator side. It also relates to a method for speed-dependent control of the commutation time in such a motor. (One often speaks of the speed-dependent control of the "ignition timing” or “ignition angle", although, for example, no “ignition” takes place when using transistors.)
  • this object is achieved by the subject matter of claim 1. Since the electronic switching element is controlled by the output signal of the phase shifter arrangement and its advance angle increases with increasing speed, the commutation time is shifted more and more early in the course of increasing speed, as a result of which especially at high speeds results in better efficiency.
  • Such a motor is well suited for drives in which the power requirement of the driven device increases with increasing speed, such as e.g. is the case with fans and fans, or for drives with very high speeds.
  • phase shifter arrangement has a series circuit in which a first ohmic resistor is connected in series with a parallel circuit comprising a second ohmic resistor and a capacitor.
  • a phase shifter arrangement can therefore be constructed in a very simple manner as a resistance-capacitor arrangement.
  • the procedure is preferably such that the ratio of the resistance values from the second ohmic resistor to the first ohmic resistor is approximately 2: 1 and that - in a further preferred embodiment - the capacitor has a capacitance value in the range from 1 to 10 nF.
  • Such capacitors with low capacitance values are not only inexpensive, but also have a long service life, so that there is a high degree of reliability of such a motor, in conjunction with an excellent efficiency at high speeds.
  • the invention is used in a particularly preferred manner in fans with variable speed.
  • Such fans are used, for example, to ventilate electronic devices.
  • At 20 ° C such a fan has, for example, a speed of 1500 rpm, and at 60 ° C of 3000 rpm, and in the intermediate ranges, the temperature is changed continuously in order to adjust the cooling air quantity continuously to the amount of heat to be removed.
  • the efficiency of such a fan can be optimized in the entire speed range.
  • Such optimization is possible in the same way with other drives, the speed of which must be variable within relatively large ranges, for example between 30,000 and 80,000 rpm.
  • the efficiency in the range of the operating speeds can be significantly improved by the invention without incurring any noteworthy costs. Further details and advantageous developments of the invention result from the exemplary embodiments described below and shown in the drawing, which are in no way to be understood as a limitation of the invention, and from the remaining claims. It shows:
  • FIG. 1 is a schematic representation of an embodiment of a two-pulse electronically commutated motor
  • FIG. 2 shows a longitudinal section through the motor shown only schematically in FIG. 1,
  • FIG. 3 shows a detail, seen in the direction of arrow III of FIG. 2,
  • FIG. 6 is a diagram for explaining FIG. 5,
  • FIG. 13 shows a variant of FIG. 7,
  • FIG. 16 shows a separate illustration of the voltages of the vector diagram of FIG. 15 which are important for the application.
  • FIG. 1 to 3 show a typical example of a two-pulse collectorless external rotor motor 10.
  • This has an external rotor 11 with a continuous magnetic ring 11a, the magnetization of which is approximately trapezoidal, i.e. the magnetic flux density in the region of the poles is largely constant, and the regions 12, 13 between these poles, which are often also referred to as pole gaps, although there are usually no gaps in reality, are narrow.
  • the rotor 11 is e.g. formed as a radially magnetized permanent magnetic part made of barium ferrite or a so-called rubber magnet.
  • Fig. 1 shows the rotor 11 in one of its two stable rest positions, which it can assume in the de-energized state. These rest positions are determined by the shape of the air gap and the shape of the magnetization. In operation, the rotor 11 runs in the direction of the arrow 14.
  • the stator 15 of the motor 10 is designed as a double-T armature with an upper stator pole 16 and a lower stator pole 17.
  • the two poles each span almost the entire pole arc. They include between them two slots 18 and 19, in which two winding strands 20 and 21 of a two-strand winding are arranged.
  • the connections of the winding strand 20 are denoted by a1 and e1, those of the winding strand 21 by a2 and e2.
  • the windings 20 and 21 have the same number of turns and the same winding sense, ie if a direct current flows from a1 to e1, the same magnetization of the stator 15 results as if the same direct current flows from a2 to e2.
  • Most are the wires of the two turns are wound in parallel, that is in the form of a so-called bifilar winding, which is not shown in FIG. 1.
  • Rotor position-dependent sensor means 25, here a Hall generator, are arranged in an angular position on the stator 15 which corresponds approximately to the opening of the groove 18 (or alternatively the groove 19), i.e. the so-called neutral zone 29.
  • the pole gap 12 or 13 is located in one Position in relation to the slot opening 18 or 19, that is to say in relation to the sensor 25, the motor 10 cannot generate electromagnetic torque, ie it has a gap in its electromagnetically generated torque in this rotational position.
  • Fan blades L can be fastened on the outside of the rotor 11, as indicated schematically in Fig. 1.
  • the Hall generator 25 is preferably controlled by the stray field of the permanent magnetic rotor 11. Therefore, as shown in FIGS. 2 and 3, it is arranged directly on a printed circuit board 28, preferably in the form of an SMD part, specifically below the lower end of the rotor magnet 11a designated 29, that is to say in its stray flux area, and in one Distance d (Fig. 3) from this. This distance d can e.g. 1, 5 to 3 mm.
  • the inside of the rotor magnet 11a forms an enveloping cylinder C, and it has proven advantageous to arrange the Hall generator in the region of this enveloping cylinder C, e.g. as shown in Fig. 3 somewhat radially outside of this envelope cylinder C, since there the magnetic flux density of the stray flux of the rotor magnet 11a is relatively large.
  • the Hall generator 25 radially inside the rotor magnet 11a, for example also at a somewhat greater distance, or preferably such that the rotor magnet has a specially magnetized control track (not shown) for the Hall generator 25.
  • This control track can then have an approximately sinusoidal magnetization, so that the output signal u of the Hall generator 25 (FIG. 6) also becomes approximately sinusoidal. It appears essential that the edges 49 (FIG. 6) of the signal u must not be too steep, and such a flat edge could be generated in a special magnetization track by means of a corresponding magnetization device.
  • the solution presented is because of its large size Simplicity preferred.
  • Fig. 5 shows the electrical circuit of the Hall generator 25.
  • This is preferably a Hall generator with integrated preamplifiers, e.g. type HW101A.
  • the Hall generator 25 is connected to a positive line 42 via a series resistor 40, and to a negative line 46 via a series resistor 44. If the rotor 11, which is symbolically indicated in FIG. 5, rotates, this results between the outputs 48, 50 of the Hall generator 25 the voltage u (amplified by the internal preamplifiers), the course of which is shown in FIG. 6. It has an offset of e.g. 0.7 V, and it has a voltage swing S of e.g. 86 mV.
  • a square-wave voltage is less suitable than a more sinusoidal (sinusoidal) voltage, and therefore a compromise must be made between the distance d and the voltage swing S.
  • the air gap 26 over the stator pole 16 and the air gap 27 over the stator pole 17 are formed in a special way in the motor shown as an example.
  • the air gap 26 increases during approximately 10 to 15 ° el.
  • the air gap 26 decreases over approximately 165 to 170 ° el.
  • the air gap 27, as shown, has an identical course.
  • This form of air gap in cooperation with the described type of magnetization of the rotor 11, causes a reluctance torque T re ⁇ to arise in operation, which is shown in FIG. 4.
  • the rotor position in which the pole gap 12 lies opposite the Hall generator 25 is assumed to be 0 ° el. in the region of this position, the Hall generator 25 changes its output signal from high to low or from low to high when the rotor 11 rotates. If you turn the rotor 11 into this position 0 ° el. With the motor de-energized, it becomes by the reluctance torque T r ⁇ ⁇ effective in the direction of rotation 14 so that the pole gap 12 is approximately opposite the point 30 of the largest air gap.
  • This position is a stable starting position or rest position of the engine and is therefore designated SS1 in FIG. 4.
  • the rotor 11 If, starting from IS1, the rotor 11 is turned slightly by hand in the direction of the arrow 14, it is rotated further by a strong driving T r ⁇ ⁇ to the position SS2. So there is a braking T r ⁇ between SS1 and IS1 of relatively low amplitude, and between IS1 and SS2 a driving T r ⁇ ⁇ of high amplitude.
  • the Hall generator 25 should control the current in the two strands 20 and 21 in such a way that a driving electromagnetic torque T ⁇ ⁇ is generated between 0 ° el. And 180 ° el
  • the driving tel generated according to a curve 36 or 36 " ie when starting from the position SS1
  • a strong torque T ⁇ ⁇ acts during the hatched area 38 in FIG. 4, which safely accelerates the motor 10 and starts it.
  • the safe start is a This can be explained in such a way that the pole gap 12 (or 13) always looks for the point with the largest air gap 26 or 27, for example the point 30.
  • the Hall generator 25 Since the Hall generator 25 is here in the neutral zone 29, i.e. on the border between the two stator poles 16 and 17, the commutation takes place approximately in the middle between the unstable starting position IS2 and the stable starting position SS1, or in the middle between the unstable starting position IS1 and the stable starting position SS2, namely at 0 ° el., 180 ° el., 360 ° el. etc. This is favorable for a safe start, especially from the rotating positions IS1 and IS2.
  • the Hall generator 25 can be arranged in the neutral zone 29, that is to say that the current in the stator is commutated at low speeds when a rotor pole gap 12, 13 passes through the neutral zone 29.
  • the invention by electronic means it is achieved that the commutation is shifted more and more towards the early direction with increasing speed, that is to say as if the Hall generator 25 would automatically move to position 25 'with increasing speed.
  • Fig. 7 shows a preferred circuit according to the invention.
  • the current connections of the Hall generator 25 serving as a rotor position sensor are connected to the positive line 42 via the resistor 40 and to the minus line 46 via the resistor 44.
  • the Hall generator 25 is by controlled the magnetic field of the rotor 11, which is why it is shown symbolically next to the Hall generator 25. If the rotor 11 rotates, the voltage u shown in FIG. 6 arises between the two outputs 48, 50 of the Hall generator 25, ie if the output 48 becomes higher, the output 50 becomes lower, and if the output 50 becomes higher the exit 48 lower. These outputs 48, 50 are therefore also referred to as non-equivalent outputs.
  • the parallel connection of a resistor 52 and a capacitor 54 is connected to the output 48, which here, as also in FIGS. 8 and 9, are additionally denoted by R1 and C.
  • This parallel connection 52, 54 is connected to the negative line 46 via a node 56 and a resistor 58 (R2).
  • the node 56 is connected to the minus input of a comparator 60, the output signal of which controls an npn power transistor 62, which is connected in series with the line 21 of the motor 10 between the positive line 42 and the negative line 46.
  • the circuit according to FIG. 7 is constructed symmetrically, and therefore the switching elements on the left-hand side of FIG. 7 are identified by the same reference numerals, but with an apostrophe, e.g. 52 'instead of 52 and C instead of C.
  • the transistor 62' is connected in series with the line 20 of the motor 10 between the positive line 42 and the negative line 46. As shown, the strands 20 and 21 are reversed, so that they generate opposite magnetic fields in the stator 15 during operation. (Alternatively, a bridge circuit could also be controlled by the comparators 60, 60 ', and the motor 10 would only need one line in this case.)
  • the plus input of the comparator 60 is connected to the node 56 ', and conversely the plus input of the comparator 60' is connected to the node 56, ie the two comparators 60, 60 'are each driven with the voltage between the nodes 56 and 56', but with the opposite sign.
  • This voltage us ⁇ -s ⁇ ' corresponds to the addition of the voltages across resistors 58 and 58', cf. Fig. 7.
  • this circuit corresponds to a bridge circuit with the four resistors R1, R2, R1 ', R2'.
  • the inputs of both comparators 60, 60 ' lie between points 56, 56' of this bridge circuit, that is to say in its diagonal. If 56 becomes more positive than 56 ', the comparator 60 and the voltage u ⁇ o (FIGS. 7 and 10c) block it
  • Phase shift which is denoted by ⁇ in Fig. 10b, increases with increasing speed
  • This voltage UH generates a current i in the right-hand phase shifter element R1, C and R2, which is represented (see FIG. 9) as the vectorial sum of the current ii through the resistor R1 and the current ⁇ ⁇ through the capacitor C.
  • the current ii generates a voltage ui across the resistor R1 which is in phase with h.
  • the current i in the resistor R2 generates a voltage u 2 which is in phase with i.
  • the current i2 is practically zero, so that there is no phase advance at the start, but only the resistors R1 and R2 are effective, which then act as voltage dividers.
  • the left phase shifter element R1 ⁇ C and R2 effects the same phase shift of the signal at 180 ° out of phase with UH at the output 50 of the Hall generator 25, so that the alternating voltage U56-56' between the nodes 56 and 56 ' (Fig. 10b), which leads the alternating voltage u (Fig. 10a) between the outputs 48 and 50, and more the faster the rotor 11 rotates. Since the phase-shifted voltage U 56-56 'controls the commutation of the motor 10, cf. 10c, the current in the strands 20 and 21 is switched on and off earlier and earlier as the speed increases, which improves the efficiency of the motor 10, while at the same time providing optimal conditions for starting the motor.
  • FIG. 15 shows the complete vector diagram for FIGS. 7 and 11.
  • the voltages UH and UH 1 are antivalent, that is to say offset from one another by 180 ° el. That is, by correct polarity, they add to the alternating voltage u, as in FIG shown.
  • the phase shifter arrangement shown in FIG. 7 for phase shifting the alternating voltage u by the angle ⁇ contains the right phase shifter element C, R1, R2 and the left phase shifter element C, R1 ', R2' because of its symmetrical structure.
  • the phase shifted voltage u 2 is generated by the right phase shifter element at the resistor R2, and the phase shifted voltage U 2 > is generated by the left phase shifter element at the resistor R2 '.
  • phase shifter members C, R1, R2 and C, R1 ', R2' thus together form a phase shifter arrangement, which by adding the
  • the phase advance ⁇ may have the speed-dependent curve according to FIG. 11.
  • Motor 10 ... four-pole motor.
  • Resistor 40 ... 2 k ⁇
  • FIG. 13 and 14 show a variant in which two (equally large) inductors L and L 'are used to generate the phase lead.
  • the circuit largely corresponds to FIG. 7, which is why some of the components are only indicated.
  • the same reference numerals are used for elements that are the same or function the same as in FIG. 7, and these parts are usually not described again.
  • the circuit is also constructed symmetrically here.
  • a resistor R3 is first connected to the output 48 of the Hall generator 25, which is connected to the negative line 46 via a node 70 and the series connection of an inductor L and a resistor R4. As shown, node 70 is connected to the minus input of comparator 60. Its plus input is connected to the corresponding node 70 'on the left side of the circuit.
  • the vectorial sum of the voltages u R3 , u L and u R4 corresponds to the voltage UR, and the current i lags behind the voltage UR by the angle ⁇ , as shown in FIG. 14.
  • _ and UR 4 is denoted by 72 in FIG. 14. Between this sum voltage 72 and the current i there is an angle ⁇ which is greater than the angle ⁇ , ie the voltage 72 leads the voltage UR by the angle ⁇ , as shown in FIG. 14, the
  • Angle ⁇ corresponds to the difference ( ⁇ - ⁇ ), and this angle ⁇ increases with increasing speed, so that here too the current through the strands 20, 21 (FIGS. 1 and 7) of the motor 10 is switched on and off all the earlier the faster the engine 10 runs.
  • the two comparators 60, 60 ' are controlled by the voltage between the nodes 70 and 70', which corresponds to the vectorial sum of the voltages U

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

Es handelt sich um einen elektronisch kommutierten Motor mit einem permanentmagnetischen Rotor und einem Stator, mit einer statorseitig angeordneten Rotorstellungssensoranordnung (25), welche zwei antivalente Signalausgänge (48, 50) aufweist und im Betrieb des Motors zwischen diesen antivalenten Signalausgängen (48, 50) eine alternierende Ausgangsspannung liefert, mit einer zur Phasenverschiebung dieser alternierenden Ausgangsspannung dienenden Phasenschieberanordnung (R1, C, R2, R1', C', R2') zum Erzeugen eines gegenüber der alternierenden Ausgangsspannung zeitlich voreilenden alternierenden Ausgangssignals (u56-56'), dessen Voreilungswinkel (ζ) mit zunehmender Motordrehzahl zunimmt, und mit mindestens einem von diesem alternierenden Ausgangssignal (Fig. 10b: u56-56') gesteuerten elektronischen Schaltglied (60, 60') zur Steuerung eines Statorstroms des Motors.

Description

Elektronisch kommutierter Motor
Die Erfindung betrifft einen elektronisch kommutierten Motor mit einem permanentmagnetischen Rotor und einem Stator sowie einer statorseitig angeordneten Rotorsteliungssensoranordnung. Sie betrifft ferner ein Verfahren zum drehzahlabhängigen Steuern des Kommutierungszeitpunkts bei einem solchen Motor. (Man spricht vielfach auch von der drehzahlabhängigen Steuerung des "Zündzeitpunkts" oder "Zündwinkels", obwohl z.B. bei der Verwendung von Transistoren keine "Zündung" erfolgt.)
Aus der DE 39 42 003 A1 ist es bekannt, in der Beschleunigungs- oder Verzögerungsphase eines elektronisch kommutierten Motors den Kommutierungszeitpunkt des Wicklungsstromes nach einer empirisch ermittelten Regel zu verändern. Hierzu wird ein Schieberegister als variables Verzögerungsglied verwendet, mit dessen Hilfe der Kommutierungszeitpunkt nach spät verschoben werden kann, und bei dem die Größe dieser Verschiebung von einer Stellgröße abhängig ist, die dem Schieberegister zugeführt wird.
In vielen Fällen wird aber gewünscht, daß der Kommutierungszeitpunkt abhängig von der Drehzahl verändert wird, und zwar so, daß der Kommutierungszeitpunkt mit steigender Drehzahl in Richtung nach früh verschoben wird, denn damit kann man, besonders bei hohen Drehzahlen, den Wirkungsgrad eines Motors verbessern und folglich höhere Drehzahlen erreichen. Mit dem Verzögerungsglied nach der DE 39 42 003 A1 ist dies nicht möglich, denn damit kann man den Kommutierungszeitpunkt nur in Richtung spät verschieben, wodurch der Wirkungsgrad eines solchen Motors bei hohen Drehzahlen zusätzlich verschlechtert würde.
Da viele Motoren im Betrieb mit konstanter Drehzahl laufen, hilft man sich in der Praxis damit, daß man den Rotorstellungssensor (oder die Rotorstellungssensoren) aus der sogenannten neutralen Zone um einige Grad nach früh verschiebt, also entgegen der Drehrichtung des Motors. Wenn man diese Verschiebung jedoch zu groß macht, hat dies bei manchen Motortypen den Nachteil, daß der Anlauf des Motors erschwert wird. Außerdem ist es dann oft nur möglich, den Motor in einer einzigen Richtung zu betreiben.
Probleme ergeben sich besonders bei sogenannten zweipulsigen Motoren, bei denen der Statorwicklung des Motors pro Rotordrehung von 360° el. nur zwei Statorstromimpulse zugeführt werden. (Zum Begriff des zweipulsigen Motors vergleiche Müller in "asr-digest für angewandte Antriebstechnik", 1977, Seiten 27 bis 31). Solche Motoren können nicht aus allen Drohstellungen anlaufen, und wenn der Rotorstellungssensor aus der neutralen Zone entgegen der Drehrichtung versetzt wird, können sich bei solchen Motoren zusätzliche Probleme mit dem Anlauf ergeben.
Es ist deshalb eine Aufgabe der Erfindung, einen neuen elektronisch kommutierten Motor bereitzustellen.
Nach der Erfindung wird diese Aufgabe gelöst durch den Gegenstand des Patentanspruchs 1. Da das elektronische Schaltglied von dem Ausgangssignal der Phasenschieberanordnung gesteuert wird und sein Voreilungswinkel mit zunehmender Drehzahl zunimmt, wird mit zunehmender Drehzahl der Kommutierungszeitpunkt immer mehr in Richtung früh verschoben, wodurch sich besonders bei hohen Drehzahlen ein besserer Wirkungsgrad ergibt. Ein solcher Motor eignet sich gut für Antriebe, bei denen der Leistungsbedarf des angetriebenen Geräts mit steigender Drehzahl zunimmt, wie das z.B. bei Gebläsen und Lüftern der Fall ist, oder für Antriebe mit sehr hohen Drehzahlen.
Eine besonders einfache Ausgestaltung der Erfindung ergibt sich, wenn die Phasenschieberanordnung eine Reihenschaltung aufweist, bei der ein erster ohmscher Widerstand in Reihe geschaltet ist mit einer Parallelschaltung aus einem zweiten ohmschen Widerstand und einem Kondensator. Eine solche Phasenschieberanordnung kann also in sehr einfacher Weise als Widerstands- Kondensator-Anordnung aufgebaut werden. In weiterer Ausgestaltung geht man dabei bevorzugt so vor, daß das Verhältnis der Widerstandswerte von zweitem ohmschen Widerstand zu erstem ohmschen Widerstand etwa 2 : 1 beträgt, und daß - in weiterer bevorzugter Ausgestaltung - der Kondensator einen Kapazitätswert im Bereich von 1 bis 10 nF aufweist. Solche Kondensatoren mit niedrigen Kapazitätswerten sind nicht nur preiswert, sondern haben auch eine hohe Lebensdauer, so daß sich eine hohe Zuverlässigkeit eines solchen Motors, in Verbindung mit einem ausgezeichneten Wirkungsgrad bei hohen Drehzahlen, ergibt.
Eine andere Lösung der gestellten Aufgabe ergibt sich durch den Gegenstand des Patentanspruchs 18. Hierbei wird der Umstand ausgenützt, daß bei einer Reihenschaltung eines Widerstands und einer Induktivität an der Induktivität eine um 90° vorauseilende Spannung erzeugt wird, die mit wachsender Drehzahl zunimmt. Durch geeignete vektorielle Addition kann hiermit ein Steuersignal erzeugt werden, das mit zunehmender Drehzahl der alternierenden Komponente des Rotorstellungssignals immer mehr vorauseilt und es ermöglicht, den Motorstrom mit zunehmender Drehzahl früher zu kommutieren. Anstelle einer Induktivität in Form einer Spule könnte auch eine sogenannte synthetische Induktivität verwendet werden.
Die Erfindung wird in besonders bevorzugter Weise bei Lüftern mit variabler Drehzahl verwendet. Solche Lüfter werden z.B. zur Belüftung von elektronischen Geräten verwendet. Bei 20° C hat ein solcher Lüfter beispielsweise eine Drehzahl von 1500 U/min, und bei 60° C von 3000 U/min, und in Zwischenbereichen wird die Temperatur stufenlos verändert, um die Kühlluftmenge stufenlos der abzuführenden Wärmemenge anzupassen. Bei Verwendung der vorliegenden Erfindung kann der Wirkungsgrad eines solchen Lüfters im gesamten Drehzahlbereich optimiert werden. Eine solche Optimierung ist in gleicher Weise bei anderen Antrieben möglich, deren Drehzahl innerhalb relativ großer Bereiche veränderbar sein muß, z.B. zwischen 30.000 und 80.000 U/min. Auch hier kann - mit einfachsten Mitteln - durch die Erfindung der Wirkungsgrad im Bereich der Betriebsdrehzahlen wesentlich verbessert werden, ohne daß hierfür nennenswerte Kosten entstehen. Weitere Einzelheiten und vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den im folgenden beschriebenen und in der Zeichnung dargestellten, in keiner Weise als Einschränkung der Erfindung zu verstehenden Ausführungsbeispielen, sowie aus den übrigen Ansprüchen. Es zeigt:
Fig. 1 die schematisierte Darstellung einer Ausführungsform eines zweipulsigen elektronisch kommutierten Motors,
Fig. 2 einen Längsschnitt durch den in Fig. 1 nur schematisch dargestellten Motor,
Fig. 3 eine Einzelheit, gesehen in Richtung des Pfeiles III der Fig. 2,
Fig. 4 Schaubilder zur Erläuterung der Fig. 1 bis 3,
Fig. 5 die elektrische Schaltung eines bevorzugten Rotorstellungssensors,
Fig. 6 ein Schaubild zur Erläuterung von Fig. 5,
Fig. 7 eine Schaltung zur Erläuterung einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung,
Fig. 8 bis 12 Darstellungen zur Erläuterung von Fig. 7,
Fig. 13 eine Variante zu Fig. 7,
Fig. 14 ein Schaubild zur Erläuterung von Fig. 13,
Fig. 15 ein Schaubild zur Erläuterung der Phasenschieberanordnung nach den Fig. 7 und 12, und
Fig. 16 eine separate Darstellung der für die Anwendung wichtigen Spannungen des Zeigerdiagramms der Fig. 15.
Nachfolgend wird auf einen zweisträngigen, zweipulsigen Außenläufermotor mit zylindrischem Luftspalt Bezug genommen, da die Erfindung dort einfach zu erläutern ist und auch besondere Vorteile hat. Jedoch wird darauf hingewiesen, daß sich die Erfindung für alle elektronisch kommutierten Motoren eignet. Es wäre jedoch nicht nützlich oder sinnvoll, die Erfindung z.B. auch noch an einem Motor mit flachem Luftspalt zu erläutern, wie ihn die DE 2 321 022 C2 zeigt.
Die Fig. 1 bis 3 zeigen ein typisches Beispiel für einen zweipulsigen kollektorlosen Außenläufermotor 10. Dieser hat einen Außenrotor 11 mit einem durchgehenden Magnetring 11a, dessen Magnetisierung etwa trapezförmig ausgebildetist, d.h. die Magnetflußdichte im Bereich der Pole ist weitgehend konstant, und die Bereiche 12, 13 zwischen diesen Polen, die man oft auch als Pollücken bezeichnet, obwohl dort in der Realität meist keine Lücken vorhanden sind, sind schmal.
In Fig. 1 sind die Stellen mit praktisch konstanter Magnetflußdichte für den Nordpol N durch Schraffieren und für den Südpol S durch Punkte symbolisch angedeutet, um das Verständnis zu erleichtern. Der Rotor 11 ist z.B. als radial magnetisiertes permanentmagnetisches Teil aus Bariumferrit oder einem sogenannten Gummimagneten ausgebildet. Fig. 1 zeigt den Rotor 11 in einer seiner beiden stabilen Ruhestellungen, die er im stromlosen Zustand einnehmen kann. Diese Ruhestellungen sind durch die Form des Luftspalts und die Form der Magnetisierung bestimmt. Im Betrieb läuft der Rotor 11 in Richtung des Pfeiles 14.
Der Stator 15 des Motors 10 ist bei diesem Beispiel als Doppel-T-Anker mit einem oberen Statorpol 16 und einem unteren Statorpol 17 ausgebildet. Die beiden Pole umspannen jeweils fast den ganzen Polbogen. Sie schließen zwischen sich zwei Nuten 18 und 19 ein, in denen zwei Wicklungsstränge 20 und 21 einer zweisträngigen Wicklung angeordnet sind. Die Anschlüsse des Wicklungsstranges 20 sind mit a1 und e1 bezeichnet, die des Wicklungsstranges 21 mit a2 und e2. Die Wicklungen 20 und 21 haben gleiche Windungszahlen und den gleichen Windungssinn, d.h. wenn ein Gleichstrom von a1 nach e1 fließt, ergibt sich dieselbe Magnetisierung des Stators 15, wie wenn derselbe Gleichstrom von a2 nach e2 fließt. Meist sind die Drähte der beiden Windungen parallel gewickelt, also in Form einer sogenannten Bifilarwicklung, was in Fig. 1 nicht dargestellt ist.
Rotorstellungsabhängige Sensormittel 25, hier ein Hallgenerator, sind in einer Winkelstellung am Stator 15 angeordnet, die etwa der Öffnung der Nut 18 (oder alternativ der Nut 19) entspricht, also der sogenannten neutralen Zone 29. (Befindet sich die Pollücke 12 oder 13 in einer Stellung gegenüber der Nutöffnung 18 oder 19, also gegenüber dem Sensor 25, so kann der Motor 10 kein elektromagnetisches Drehmoment erzeugen, d.h. er hat in dieser Drehstellung eine Lücke seines elektromagnetisch erzeugbaren Drehmoments.) Auf der Außenseite des Rotors 11 können Lüfterflügel L befestigt sein, wie in Fig. 1 schematisch angedeutet.
Der Hallgenerator 25 wird bevorzugt durch das Streufeld des permanentmagnetischen Rotors 11 gesteuert. Deshalb ist er, wie in den Fig. 2 und 3 dargestellt, direkt auf einer Leiterplatte 28 angeordnet, bevorzugt in Form eines SMD-Teils, und zwar unterhalb des mit 29 bezeichneten unteren Endes des Rotormagneten 11a, also in dessen Streuflußbereich, und in einem Abstand d (Fig. 3) von diesem. Dieser Abstand d kann z.B. 1 ,5 bis 3 mm betragen. Die Innenseite des Rotormagneten 11a bildet einen Hüllzylinder C, und es hat sich als vorteilhaft erwiesen, den Hallgenerator im Bereich dieses Hüllzylinders C anzuordnen, z.B. wie in Fig. 3 dargestellt etwas radial außerhalb dieses Hüllzylinders C, da dort die Magnetflußdichte des Streuflußes des Rotormagneten 11a relativ groß ist.
Alternativ wäre es auch möglich, den Hallgenerator 25 radial innerhalb des Rotormagneten 11a anzuordnen, z.B. ebenfalls in einem etwas größeren Abstand, oder bevorzugt so, daß der Rotormagnet eine speziell magnetisierte Steuerspur (nicht dargestellt) für den Hallgenerator 25 hat. Diese Steuerspur kann dann eine etwa sinusförmige Magnetisierung haben, so daß auch das Ausgangssignal u des Hallgenerators 25 (Fig. 6) etwa sinusförmig wird. Wesentlich erscheint, daß die Flanken 49 (Fig. 6) des Signals u nicht zu steil sein dürfen, und durch eine entsprechende Magnetisierungsvorrichtung könnte man solche flachen Flanken in einer speziellen Magnetisierungsspur erzeugen. Die dargestellte Lösung wird jedoch wegen ihrer großen Einfachheit bevorzugt.
Fig. 5 zeigt die elektrische Schaltung des Hallgenerators 25. Dies ist bevorzugt ein Hallgenerator mit integrierten Vorverstärkern, z.B. vom Typ HW101A. Der Hallgenerator 25 ist über einen Vorwiderstand 40 an eine Plusleitung 42 angeschlossen, und über einen Vorwiderstand 44 an eine Minusleitung 46. Dreht sich der Rotor 11 , der in Fig. 5 symbolisch angedeutet ist, so ergibt sich zwischen den Ausgängen 48, 50 des Hallgenerators 25 die (durch die internen Vorverstärker verstärkte) Spannung u, deren Verlauf in Fig. 6 dargestellt ist. Gegenüber der Minusleitung 46 hat sie einen Offset von z.B. 0,7 V, und sie hat einen Spannungshub S von z.B. 86 mV. Je größer der Abstand d ist, umso kleiner wird der Spannungshub S, aber umso mehr nähert sich der Verlauf der Spannung u einer Sinusspannung, während bei kleinen Werten von d zwar der Spannungshub S groß wird, aber der Verlauf von u mehr einer Rechteckspannung entspricht. Im Rahmen der Erfindung ist eine Rechteckspannung weniger geeignet als eine eher sinusförmige (sinusoidale) Spannung, und deshalb muß ein Kompromiß zwischen dem Abstand d und dem Spannungshub S getroffen werden.
Der Luftspalt 26 über dem Statorpol 16, und der Luftspalt 27 über dem Statorpol 17, sind beim beispielhaft dargestellten Motor in besonderer Weise ausgebildet. Ausgehend von der Nut 18 nimmt, in Drehrichtung 14 gesehen, der Luftspalt 26 während etwa 10 bis 15° el. bis zu einer ersten Stelle 30 zu, an welcher er sein Maximum erreicht. Von da an nimmt der Luftspalt 26 über etwa 165 bis 170° el. ab bis etwa zur Öffnung der Nut 19, wo er seinen Minimalwert d1 erreicht. Der Luftspalt 27 hat, wie dargestellt, einen identischen Verlauf. Diese Luftspaltform, im Zusammenwirken mit der beschriebenen Art der Magnetisierung des Rotors 11 , bewirkt im Betrieb die Entstehung eines Reluktanzmoments Treι, das in Fig. 4 dargestellt ist.
Die Rotorstellung, in welcher die Pollücke 12 dem Hallgenerator 25 gegenüberliegt, sei als 0° el. angenommen; im Bereich dieser Stellung ändert der Hallgenerator 25 bei Drehung des Rotors 11 sein Ausgangssignal von hoch nach niedrig oder von niedrig nach hoch. Dreht man - bei stromlosem Motor - den Rotor 11 von Hand in diese Stellung 0° el., so wird er durch das in Drehrichtung 14 wirksame Reluktanzmoment Trβι so weitergedreht, daß die Pollücke 12 etwa der Stelle 30 größten Luftspalts gegenüberliegt. Diese Stellung ist eine stabile Startstellung oder Ruhestellung des Motors und deshalb in Fig. 4 mit SS1 bezeichnet. Sie liegt hier bei ca. 30° el., und genauso gibt es bei diesem Ausführungsbeispiel eine zweite stabile Startstellung oder Ruhestellung SS2 bei ca. 210° el., wie in Fig. 4 dargestellt, d.h. wenn der Motor 10 abgeschaltet wird, dreht er sich automatisch in eine dieser beiden Ruhe- oder Startstellungen.
Dreht man - bei stromlosem Motor - den Rotor 11 , ausgehend von einer solchen Ruhestellung, in Richtung des Pfeiles 14, so muß man dazu ein Drehmoment aufbringen, d.h. das Reluktanzmoment Treι wirkt bremsend, etwa bis zur Stelle d1 mit kleinstem Luftspalt, wo Treι zu Null wird. Der Rotor 11 kann gelegentlich in dieser Stellung stehenbleiben, die bei ca. 155° el. bzw. 335° el. liegt, und man kann diese (instabile) Stellung deshalb als instabile Startstellung IS1 bzw. IS2 bezeichnen. Auch aus diesen beiden Drehstellungen muß der Motor 10 starten können.
Dreht man, ausgehend von IS1 , den Rotor 11 geringfügig von Hand in Richtung des Pfeiles 14, so wird er durch ein starkes antreibendes Trβι bis zur Stellung SS2 weitergedreht. Man hat also zwischen SS1 und IS1 ein bremsendes Trβ| von relativ geringer Amplitude, und zwischen IS1 und SS2 ein antreibendes Trθι von hoher Amplitude.
Durch den Hallgenerator 25 sollte der Strom in den beiden Strängen 20 und 21 so gesteuert werden, daß zwischen 0° el. und 180° el. ein antreibendes elektromagnetisches Drehmoment Tβι erzeugt wird, das in den Bereichen von
0° el. und von 180° el. eine Lücke 32 bzw. 33 hat, und daß ebenso zwischen 180 und 360° el. ein antreibendes elektromagnetisches Drehmoment Teι erzeugt wird, das bei 180 und 360° el. eine Lücke 33 bzw. 34 hat. Diese Lücken 32, 33, 34 werden durch den positiven Teil von Trβι ausgefüllt. Dieser ist deshalb durch ein Pluszeichen kenntlich gemacht.
Beim Start an einer der Stellen SS1 oder SS2 wird das antreibende Tel gemäß einer Kurve 36 bzw. 36" erzeugt, d.h. bei Start von der Stellung SS1 wirkt während des in Fig. 4 schraffierten Bereichs 38 ein kräftiges Drehmoment Tβι, das den Motor 10 sicher beschleunigt und zum Anlaufen bringt. Der sichere Anlauf ist ein wesentlicher Vorteil dieser Bauart. Man kann sich das so erklären, daß die Pollücke 12 (oder 13) immer die Stelle mit größtem Luftspalt 26 bzw. 27 sucht, also z.B. die Stelle 30.
Da sich der Hallgenerator 25 hier in der neutralen Zone 29 befindet, also an der Grenze zwischen den beiden Statorpolen 16 und 17, erfolgt beim Start des Motors die Kommutierung etwa in der Mitte zwischen der instabilen Startstellung IS2 und der stabilen Startstellung SS1 , bzw. in der Mitte zwischen der instabilen Startstellung IS1 und der stabilen Startstellung SS2, nämlich bei 0° el., 180° el., 360° el. etc. Dies ist günstig für einen sicheren Anlauf, besonders auch aus den Drehstellungen IS1 und IS2.
Bei höheren Drehzahlen wäre es jedoch wünschenswert, den Hallgenerator 25 entgegen der Drehrichtung 14 um einige Grad zu versetzen, z.B. an die Stelle 25' (Fig. 1), da dann der Wirkungsgrad des Motors besser wird. Dies ist bekannt aus Fig. 9 von DE 2 612464 A1 (D80 = DE-202). Jedoch befindet sich dann der Hallgenerator 25 in einer solchen Lage, daß die Kommutierung in der Nähe der instabilen Startstellungen IS1 bzw. IS2 erfolgt, so daß bei ungünstigen Umständen der Motor nicht sicher anlaufen kann.
Bei der Erfindung kann man den Hallgenerator 25 in der neutralen Zone 29 anordnen, also so, daß der Strom im Stator bei niedrigen Drehzahlen dann kommutiert wird, wenn eine Rotorpollücke 12, 13 die neutrale Zone 29 durchläuft. Andererseits wird bei der Erfindung durch elektronische Mittel erreicht, daß mit zunehmender Drehzahl die Kommutierung immer stärker in Richtung nach früh verschoben wird, also etwa so, als ob der Hallgenerator 25 mit zunehmender Drehzahl automatisch an die Stelle 25' wandern würde.
Fig. 7 zeigt eine bevorzugte Schaltung nach der Erfindung. Die Stromanschlüsse des als Rotorstellungssensor dienenden Hallgenerators 25 sind über den Widerstand 40 an die Plusleitung 42 und über den Widerstand 44 an die Minusleitung 46 angeschlossen. Der Hallgenerator 25 wird durch das Magnetfeld des Rotors 11 gesteuert, weshalb dieser symbolisch neben dem Hallgenerator 25 dargestellt ist. Dreht sich der Rotor 11 , so entsteht zwischen den beiden Ausgängen 48, 50 des Hallgenerator 25 die in Fig. 6 dargestellte Spannung u, d.h. wenn der Ausgang 48 höher wird, wird der Ausgang 50 niedriger, und wenn der Ausgang 50 höher wird, wird der Ausgang 48 niedriger. Man bezeichnet deshalb diese Ausgänge 48, 50 auch als antivalente Ausgänge.
An den Ausgang 48 ist die Parallelschaltung eines Widerstands 52 und eines Kondensators 54 angeschlossen, welche hier, wie auch in Fig. 8 und 9, zusätzlich mit R1 und C bezeichnet werden. Über einen Knotenpunkt 56 und einen Widerstand 58 (R2) ist diese Parallelschaltung 52, 54 mit der Minusleitung 46 verbunden. Der Knotenpunkt 56 ist mit dem Minuseingang eines Komparators 60 verbunden, dessen Ausgangssignal einen npn- Leistungstransistor 62 steuert, der in Reihe mit dem Strang 21 des Motors 10 zwischen Plusleitung 42 und Minusleitung 46 angeschlossen ist.
Wie man erkennt, ist die Schaltung nach Fig. 7 symmetrisch aufgebaut, und deshalb sind die Schaltelemente auf der linken Seite der Fig. 7 mit denselben Bezugszeichen bezeichnet, aber mit einem nachgestellten Apostroph, also z.B. 52' statt 52 und C statt C. Der Transistor 62' ist in Reihe mit dem Strang 20 des Motors 10 zwischen Plusleitung 42 und Minusleitung 46 angeschlossen. Wie dargestellt, sind die Stränge 20 und 21 umgekehrt gepolt, so daß sie im Betrieb entgegengesetzte Magnetfelder im Stator 15 erzeugen. (Alternativ könnte durch die Komparatoren 60, 60' auch eine Brückenschaltung gesteuert werden, und der Motor 10 würde in diesem Fall nur einen Strang benötigen.)
Der Pluseingang des Komparators 60 ist mit dem Knotenpunkt 56' verbunden, und umgekehrt ist der Pluseingang des Komparators 60' mit dem Knotenpunkt 56 verbunden, d.h. die beiden Komparatoren 60, 60' werden jeweils mit der Spannung zwischen den Knotenpunkten 56 und 56' angesteuert, aber mit umgekehrtem Vorzeichen. Diese Spannung usβ-sβ' entspricht der Addition der Spannungen an den Widerständen 58 und 58', vgl. Fig. 7. Wie in Fig. 12 schematisch dargestellt, entspricht diese Schaltung einer Brückenschaltung mit den vier Widerständen R1 , R2, R1 ', R2'. Zwischen den Punkten 56, 56' dieser Brückenschaltung, also in deren Diagonalen, liegen die Eingänge beider Komparatoren 60, 60'. Wird 56 positiver als 56', so sperrt der Komparator 60 und die Spannung uβo (Fig. 7 und 10c) an seinem
Ausgang wird hoch, so daß der Transistor 62 (Fig. 7) eingeschaltet wird und der Strang 21 Strom erhält. Wird 56 niedriger als 56', so sperrt der Komparator 60', und sein Ausgang wird hoch, so daß der Transistor 62' eingeschaltet wird und der Strang 20 Strom erhält.
Für die Steuerung der Komparatoren 60, 60' genügen sehr niedrige Spannungen, wie sie hier verwendet werden. Die Wirkung der Phasenschieberanordnung gemäß Fig. 7 beruht darauf, daß die alternierende Spannung U56.56' zwischen den Knotenpunkten 56, 56', die in Fig. 10b dargestellt ist, der alternierenden Spannung u (Fig. 10a) - zwischen den Ausgängen 48 und 50 des Hallgenerators 25 - voreilt, wobei die
Phasenverschiebung, die in Fig. 10b mit φ bezeichnet ist, mit zunehmender Drehzahl zunimmt
Zur Erläuterung der Wirkungsweise wird auf die Fig. 8 bis 11 Bezug genommen. Bei der Schaltung gemäß Fig. 8 liegt zwischen den Punkten 48 und 46 im Betrieb eine alternierende Spannung UH, deren Frequenz z.B. zwischen 0 und 200 Hz schwankt: Im Stillstand hat UH die Frequenz 0 Hz, und bei 6000 U/min z.B. 200 Hz.
Diese Spannung UH erzeugt in dem rechten Phasenschieberglied R1 , C und R2 einen Strom i, der sich (vgl. Fig. 9) darstellt als die vektorielle Summe des Stromes ii durch den Widerstand R1 , und des Stromes \∑ durch den Kondensator C. Dabei sind h und J2 zueinander um 90° phasenverschoben, und da \2 mit steigender Drehzahl zunimmt, nimmt auch der Winkel α zwischen ii und i mit steigender Drehzahl zu. Der Strom ii erzeugt am Widerstand R1 eine Spannung ui, die mit h phasengleich ist. Ebenso erzeugt der Strom i im Widerstand R2 eine Spannung u2, die mit i phasengleich ist. Die vektorielle Summe der Spannungen ui und U2 entspricht der Ausgangsspannung UH am Ausgang 48 des Hallgenerators 25. Da der Winkel ß zwischen den Spannungen ui und UH kleiner ist als der Winkel α, ergibt sich eine Phasenvoreilung φ (= α - ß) zwischen der Spannung UH und der Spannung U2 am Widerstand R2, und diese Phasenvoreilung nimmt mit steigender Drehzahl zu, denn mit steigender Drehzahl wird i2 größer, folglich auch der Winkel α, und damit auch der Winkel φ.
Beim Start ist der Strom i2 praktisch gleich Null, so daß sich beim Start keine Phasenvoreilung ergibt, sondern nur die Widerstände R1 und R2 wirksam sind, die dann als Spannungsteiler wirken.
Da die Schaltung symmetrisch aufgebaut ist, bewirkt das linke Phasenschieberglied R1\ C und R2' dieselbe Phasenverschiebung des zu UH um 180° phasenversetzten Signals am Ausgang 50 des Hallgenerator 25, so daß zwischen den Knotenpunkten 56 und 56' die alternierende Spannung U56-56' (Fig. 10b) liegt, welche der alternierenden Spannung u (Fig. 10a) zwischen den Ausgängen 48 und 50 vorauseilt, und zwar umso mehr, je schneller sich der Rotor 11 dreht. Da die phasenverschobene Spannung U56- 56' die Kommutierung des Motors 10 steuert, vgl. Fig. 10c, wird mit zunehmender Drehzahl der Strom in den Strängen 20 und 21 immer früher ein- und ausgeschaltet, wodurch sich der Wirkungsgrad des Motors 10 verbessert, wobei gleichzeitig optimale Bedingungen für den Anlauf des Motors gegeben sind.
Fig. 15 zeigt das komplette Zeigerdiagramm zu den Fig. 7 und 11. Die Spannungen UH und UH1 sind antivalent, also zueinander um 180° el. versetzt, d.h. durch richtige Polung addieren sie sich zur alternierenden Spannung u, wie in Fig. 12 dargestellt. Die in Fig. 7 dargestellte Phasenschieberanordnung zur Phasenverschiebung der alternierenden Spannung u um den Winkel φ enthält wegen ihres symmetrischen Aufbaus das rechte Phasenschieberglied C, R1 , R2 und das linke Phasenschieberglied C, R1', R2'. Durch das rechte Phasenschieberglied wird am Widerstand R2 die phasenverschobene Spannung u2 erzeugt, und durch das linke Phasenschieberglied wird am Widerstand R2' die phasenverschobene Spannung U2> erzeugt.
Da die Widerstände R2 und R2' in Serie geschaltet sind, entsteht an ihnen die Spannung U56-56 1 als Summe von U2 und u2', und wenn die beiden Phasenschieberglieder gleich ausgebildet sind, haben die beiden Spannungen U2 und U2' bei dieser speziellen Art der Addition dieselbe Phasenlage, wie in den Fig. 15 und 16 dargestellt.
Die beiden Phasenschieberglieder C, R1 , R2 und C, R1', R2' bilden also zusammen eine Phasenschieberanordnung, welche durch Addition die
Spannung USQ.^- erzeugt, die gegenüber der Spannung u um den Winkel φ in der Phase voreilt, wobei die Phasenvoreilung φ den drehzahlabhängigen Verlauf gemäß Fig. 11 haben kann.
Für die Bauelemente der Fig. 7 werden folgende beispielhafte Werte angegeben:
Motor 10... Vierpoliger Motor.
Frequenz des Signals uH... 0 ... 200 Hz (bei 0 ...6000 U/min)
Hallgenerator 25 ... HW101A
Widerstände 52, 52' ... 220 kΩ
Kondensatoren 54, 54' ... 4 nF
Widerstände 58, 58' ... 100 kΩ
Komparatoren 60, 60' ... LM2903
Transistoren 62, 62' ... BDW93
Widerstand 40 ... 2 kΩ
Widerstand 44 ... 100 Ω Betriebsspannung ... 39 V
Mit diesen Werten ergibt sich der in Fig. 11 dargestellte Verlauf des Voreilungswinkels φ über der Drehzahl, gemessen in elektrischen Graden (° el.). Durch geeignete Bemessung der Komponenten kann dieser Verlauf den Bedürfnissen angepaßt werden. Man erhält so eine wesentliche Verbesserung des Wirkungsgrades, und bei zweipulsigen Motoren zudem einen sehr sicheren Anlauf. Besonders ist darauf hinzuweisen, daß ein elektronisch kommutierter Motor mit dieser drehzahlabhängigen Veränderung des Voreilungswinkels eine ideale Kennlinie für den Antrieb eines Lüfters hat.
Die Fig. 13 und 14 zeigen eine Variante, bei welcher zur Erzeugung der Phasenvoreilung zwei (gleich große) Induktivitäten L und L' verwendet werden. Die Schaltung stimmt weitgehend mit Fig. 7 überein, weshalb ein Teil der Bauelemente nur angedeutet ist. Für gleiche oder gleichwirkende Elemente wie in Fig. 7 werden dieselben Bezugszeichen verwendet wie dort, und diese Teile werden gewöhnlich nicht nochmals beschrieben. Die Schaltung ist auch hier symmetrisch aufgebaut.
An den Ausgang 48 des Hallgenerator 25 ist hier zunächst ein Widerstand R3 angeschlossen, der über einen Knotenpunkt 70 und die Reihenschaltung einer Induktivität L und eines Widerstands R4 mit der Minusleitung 46 verbunden ist. Wie dargestellt, ist der Knotenpunkt 70 mit dem Minuseingang des Komparators 60 verbunden. Sein Pluseingang ist mit dem entsprechenden Knotenpunkt 70' auf der linken Seite der Schaltung verbunden.
Zwischen dem Ausgang 48 und der Minusleitung 46 liegt hier - genauso wie in Fig. 8 dargestellt - im Betrieb, also bei rotierendem Motor 10, eine alternierende Spannung UR. Diese erzeugt einen Strom i durch die Serienschaltung R3, L und R4. Hierbei entstehen an R3 und R4 Spannungen UR3 und UR4, die mit dem Strom i phasengleich sind. An der Induktivität L entsteht eine Spannung UL, welche den Spannungen UR3 und UR4 um 90° voreilt, wie in Fig. 14 dargestellt, und diese Spannung nimmt mit steigender Drehzahl zu.
Die vektorielle Summe der Spannungen uR3, uL und uR4 entspricht der Spannung UR, und der Strom i eilt hierbei der Spannung UR um den Winkel γ nach, wie in Fig. 14 dargestellt.
Die vektorielle Summe der Spannungen U|_ und UR4 ist in Fig. 14 mit 72 bezeichnet. Zwischen dieser Summenspannung 72 und dem Strom i liegt ein Winkel δ, der größer ist als der Winkel γ, d.h. die Spannung 72 eilt der Spannung UR um den Winkel φ vor, wie in Fig. 14 dargestellt, wobei der
Winkel φ der Differenz (δ - γ) entspricht, und dieser Winkel φ nimmt mit steigender Drehzahl zu, so daß also auch hier der Strom durch die Stränge 20, 21 (Fig. 1 und 7) des Motors 10 umso früher ein- und ausgeschaltet wird, je schneller der Motor 10 läuft.
Auch bei Fig. 13 werden die beiden Komparatoren 60, 60' durch die Spannung zwischen den Knotenpunkten70 und 70' gesteuert, welche der vektoriellen Summe der Spannungen U|_, UR4 einerseits und uu und UR4> andererseits entspricht. Diese alternierende Spannung U70-70' eilt der alternierenden Spannung zwischen den Ausgängen 48 und 50 des Hallgenerators 25 in der Phase um einen Winkel φ voraus.
Naturgemäß sind für den Fachmann im Rahmen der vorliegenden Erfindung vielfache weitere Abwandlungen und Modifikationen möglich.

Claims

Patentansprüche
1. Elektronisch kommutierter Motor mit einem permanentmagnetischen Rotor (11) und einem Stator (15), mit einer statorseitig angeordneten Rotorsteliungssensoranordnung (25), welche zwei antivalente Signalausgänge (48, 50) aufweist und im Betrieb des Motors zwischen diesen antivalenten Signalausgängen (48, 50) eine alternierende Ausgangsspannung (Fig. 5, 6: u) liefert, mit einer zur Phasenverschiebung dieser alternierenden Ausgangsspannung (u) dienenden Phasenschieberanordnung (52, 54, 58; 52', 54', 58'; R3, L, R4) zum Erzeugen eines gegenüber der alternierenden Auspangsspannung (u) zeitlich voreilenden alternierenden Ausgangssignals (Fig. 10b: U56-56'). dessen
Voreilungswinkel (φ) mit zunehmender Motordrehzahl zunimmt, und mit mindestens einem von diesem alternierenden Ausgangssignal (Fig. 10b: usβ-sβ) gesteuerten elektronischen Schaltglied (60, 60') zur Steuerung eines Statorstroms des Motors.
2. Motor nach Anspruch 1 , bei welchem die Rotorsteliungssensor¬ anordnung einen galvanomagnetischen Sensor (25) aufweist.
3. Motor nach Anspruch 2, bei welchem der galvanomagnetische Sensor (25) in einem Bereich in der Nähe des Rotormagneten (11a) angeordnet ist, in welchem Bereich bei Drehung des Rotormagneten (11a) ein unter Einwirkung eines magnetischen Flußes vom Rotormagneten (11a) durch den galvanomagnetischen Sensor (25) erzeugtes alternierendes Rotorstellungssignal einen sinusoidalen Verlauf aufweist.
4. Motor nach Anspruch 3, bei welchem der galvanomagnetische Sensor (25) in einem Streuflußbereich (29) des Rotormagneten (11 a) angeordnet ist.
5. Motor nach einem oder mehreren der Ansprüche 2 bis 4, welcher als Außenläufermotor ausgebildet ist, und bei welchem der galvanomagnetische Sensor (25) im Magnetflußbereich eines axialen Endes des Rotormagneten (11a) angeordnet ist.
6. Motor nach Anspruch 5, bei welchem der galvanomagnetische Sensor (25) statorseitig in einem Bereich außerhalb eines von der Innenseite des Rotormagneten (11a) gebildeten Hüllzylinders (C) angeordnet ist (Fig. 3).
7. Motor nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, bei welchem die Rotorsteliungssensoranordnung (25) zur Erfassung einer der neutralen Zone (29) des Stators (15) zugeordneten alternierenden Ausgangsspannung (u) ausgebildet ist, um beim Start des Motors die zeitliche Voreilung des alternierenden Ausgangssignals (U56.56') im wesentlichen auf dem Wert Null zu halten.
8. Motor nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, bei welchem die Rotorsteliungssensoranordnung einen Hallgenerator (25) aufweist.
9. Motor nach Anspruch 8, bei welchem dem Hallgenerator (25) eine analoge Verstärkeranordnung zur Verstärkung der in ihm erzeugten Hallsignale zugeordnet ist.
10. Motor nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, welcher in der Weise ausgebildet ist, daß seiner Statoranordnung pro Rotordrehung von 360° el. mindestens zwei Statorstromimpulse zugeführt werden.
11. Motor nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, bei welchem das von der Phasenschieberanordnung gesteuerte elektronische Schaltglied als Komparator (60, 60') ausgebildet ist.
12. Motor nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, bei welchem bei Verwendung eines Rotorstellungssensors, welcher an zwei antivalenten Ausgängen im Betrieb zwei gegenphasige Rotorstellungssignale liefert, an jeden dieser Ausgänge ein Phasenschieberglied angeschlossen ist, und zur Steuerung der Ströme in mindestens zwei Phasen des Motors zwei Komparatoren (60, 60') vorgesehen sind, welche gegensinnig zwischen die Ausgänge (56, 56'; 70, 70') dieser beiden Phasenschieberglieder angeschlossen sind.
13. Motor nach Anspruch 12, bei welchem zur Steuerung von zwei Phasen (20, 21) des Motors zwei Komparatoren (60, 60') vorgesehen sind, welchen die Ausgangssignale der beiden Phasenschieberglieder gegenphasig zuführbar sind.
14. Motor nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, bei welchem die Phasenschieberanordnung eine Reihenschaltung aufweist, bei der ein erster ohmscher Widerstand (R2, R2') in Reihe geschaltet ist mit einer Parallelschaltung aus einem zweiten ohmschen Widerstand (R1 , R1') und einem Kondensator (C, C).
15. Motor nach Anspruch 14, bei welchem das Verhältnis der Widerstandswerte von zweitem ohmschen Widerstand (R1 , R1 ') zu erstem ohmschen Widerstand (R2, R2') etwa 2 : 1 beträgt.
16. Motor nach Anspruch 14 oder 15, bei welchem der Kondensator (54, 54') einen Kapazitätswert im Bereich von 1 bis 10 nF aufweist.
17. Motor nach einem oder mehreren der Ansprüche 14 bis 16, bei welchem das Potential an der Verbindung (56, 56') zwischen erstem Widerstand (R2, R2') und zweitem Widerstand (R1 , R1') einem Eingang des elektronischen Schaltglieds (60, 60') zuführbar ist.
18. Motor nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 13, bei welchem die Phasenschieberanordnung eine Reihenschaltung aus zwei Elementen aufweist, nämlich aus einem dritten Widerstand (R3) einerseits und einer Induktivität (L) und einem vierten Widerstand (R4) andererseits, wobei das zeitlich voreilende Ausgangssignal (72) an der
Verbindungsstelle (70) zwischen diesen beiden Elementen entnehmbar ist.
19. Elektronisch kommutierter Motor mit einem permanentmagnetischen Rotor (11) und einem Stator (15), mit mindestens einem Phasenschieberglied, um ausgehend von einem dem Phasenschieberglied zugeführten alternierenden Rotorstellungssignal (u) ein relativ zu diesem zeitlich voreilendes Steuersignal (Fig. 10b: u56.56') zu erzeugen, dessen zeitliche Voreilung
(φ) mit zunehmender Drehzahl zunimmt, und das zur Steuerung der Kommutierung in mindestens einem Strang (20, 21) des Motors dient, und mit mindestens einem galvanomagnetischen Rotorstellungssensor (25) zur Erzeugung des alternierenden Rotorstellungssignals (u), welcher statorseitig so angeordnet ist, daß beim Start des Motors eine zeitliche Voreilung des Steuersignals (Fig. 10b) mindestens nahezu vermieden wird.
20. Elektronisch kommutierter Motor mit einem permanentmagnetischen Rotor (11) und einem Stator (15), mit einer statorseitig angeordneten Rotorsteliungssensoranordnung (25), welche beim Betrieb des Motors an einem ersten Ausgang (48) eine erste alternierende Ausgangsspannung (UR) und an einem zweiten Ausgang (50) eine zur ersten alternierenden Ausgangsspannung (UR) gegenphasige zweite alternierende Ausgangsspannung (UR ) liefert, mit einem an den ersten Ausgang (48) angeschlossenen ersten Phasenschieberglied (52, 54, 58; R3, L, R4) zum Erzeugen eines gegenüber der ersten alternierenden Ausgangsspannung (UR) zeitlich voreilenden Ausgangssignals (URV), dessen Voreilungswinkel (φ) mit zunehmender Motordrehzahl zunimmt, mit einem an den zweiten Ausgang (50) angeschlossenen zweiten Phasenschieberglied (52', 54', 58'; R3', L', R4') zum Erzeugen eines gegenüber der zweiten alternierenden Ausgangsspannung (UR ) zeitlich voreilenden Ausgangssignals (URV), dessen Voreilungswinkel (φ) mit zunehmender Drehzahl zunimmt, und mit mindestens einem von einer Kombination (u*) der Ausgangssignale der beiden Phasenschieberglieder gesteuerten elektronischen Schaltglied (60, 60') zur Steuerung des Stromes in wenigstens einem Strang (20, 21) des Motors.
21. Verfahren zum drehzahlabhängigen Steuern des Kommutierungszeitpunkts bei einem elektronisch kommutierten Motor, welcher einen Rotor und einen Rotorstellungssensor aufweist, der abhängig von der Rotorstellung ein Rotorstellungssignal erzeugt, das eine alternierende Komponente enthält, deren Frequenz der Motordrehzahl proportional ist, und welcher Motor ferner einen Stator mit mindestens einem Wicklungsstrang enthält, dessen Strom abhängig vom Rotorstellungssignal gesteuert wird, mit folgenden Schritten: a) Ausgehend von der alternierenden Komponente des Rotorstellungssignais wird mittels eines induktiven Phasenschieberglieds eine alternierende Wechselspannung erzeugt, die der alternierenden Komponente des Rotorstellungssignals vorauseilt und mit steigender Drehzahl zunimmt; b) unter Verwendung dieser voreilenden alternierenden Wechselspannung wird, direkt oder indirekt, die Kommutierung in einem zugeordneten Wicklungsstrang des Motors gesteuert.
22. Verfahren nach Anspruch 21 , bei welchem als Phasenschieberglied zur Erzeugung der voreilenden alternierenden Wechselspannung die Reihenschaltung zweier ohmscher Widerstände und einer Induktivität verwendet wird, und die Summe einer Spannung an dieser Induktivität und einer Spannung an einem der ohmschen Widerstände zur Steuerung der Kommutierung im zugeordneten Wicklungsstrang des Motors verwendet wird.
23. Verfahren nach Anspruch 21 oder 22, bei welchem ein Rotorstellungssignal verwendet wird, dessen alternierende Komponente im Bereich der Nulldurchgänge Flanken (Fig. 6: 49) aufweist, die von der Flankenform einer Rechteckspannung abweichen.
24. Verfahren nach Anspruch 23, bei welchem ein Rotorstellungssignal verwendet wird, das einen sinusoidalen Verlauf hat.
25. Verwendung eines Motors nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 20 zum Antrieb eines Lüfters.
26. Verwendung eines Motors nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 20 zum Antrieb eines Lüfters mit variabler Drehzahl.
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