EP0633621B1 - Antennen-Filter-Combiner - Google Patents

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EP0633621B1
EP0633621B1 EP94110380A EP94110380A EP0633621B1 EP 0633621 B1 EP0633621 B1 EP 0633621B1 EP 94110380 A EP94110380 A EP 94110380A EP 94110380 A EP94110380 A EP 94110380A EP 0633621 B1 EP0633621 B1 EP 0633621B1
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EP
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antenna
waveguide
filters
filter combiner
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EP94110380A
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Gerhard Dr. Pfitzenmaier
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Siemens AG
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Siemens AG
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/213—Frequency-selective devices, e.g. filters combining or separating two or more different frequencies
    • H01P1/2138—Frequency-selective devices, e.g. filters combining or separating two or more different frequencies using hollow waveguide filters

Definitions

  • the invention relates to an antenna filter combiner for connecting a variety of frequency channels a transmitting antenna.
  • the base stations of mobile radio systems must be very narrow-band and high-powered frequency channels reactively interconnected and the transmitting antenna be fed.
  • the number of frequency channels generally according to the respective expansion stage be modularly expandable and on the other hand every transmission filter on any agreed without loss of quality during operation Channel frequency can be changed at short notice.
  • Waveguide branching points such as those made of the essay “Computer-Aided Design of Waveguide Multiplexers” by A.E. Atia, published in “IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques ", March 1974, pages 332 to 336 are known to have been used in satellite and microwave technology proven.
  • the partial filters are sent to an am End short-circuited waveguide coupled, however the distances between the coupling levels of the filters from whose frequency positions depend, thus electrically significant and with the filter retuning in the switch as well would have to assume other values.
  • the waveguide dimensions for those currently located at 0.9 GHz and 1.8 GHz Mobile radio systems are relatively large and compact Do not allow switch setup.
  • the duct switch chains used especially in directional radio technology with circulators such as those from the Essay "Channel Branching Filters for Wideband Radio Relay Systems "by G. Ensslin, H. Herder, R. Schuster in telcom-report 10 (1987), special "Radio Communication", Pages 146 to 151 are known, offer good options of the modular structure.
  • An arrangement is also from EP 0 262 391 A2 with several circulators for switching on one each Sender / receiver pairs known.
  • the invention has for its object for an antenna filter combiner of the type described at the beginning Solution for a simple setup with low loss transmission filters specify.
  • Figure 1 shows a modular antenna filter combiner for a retroactive combination of maximum n ⁇ m transmit frequency channels in the block diagram.
  • the direction of signal flow the circulators Z is used so that in the course of Waveguide W1 on local circulators 1 ... ( ⁇ -1) already fed frequency channels at the crossover of the ⁇ .circulator at least approximately totally reflected and possibly with additional crossovers wired circulators ( ⁇ + 1) ... n in the direction of the antenna Ant can be forwarded.
  • the waveguide W1 is at its end in front of the first circulator Z1 the resistor R is properly terminated.
  • the ⁇ > 2 sub-filters TF of each crossover FW are more advantageous High Q resonators, e.g. Coaxial resonators, helix resonators, hollow tube resonators, dielectric resonators, HTSL resonators. If available the resonators can meet the physical requirements operate with two or more modes, e.g. orthogonal Modes in the hollow tube or dielectric resonator.
  • High Q resonators e.g. Coaxial resonators, helix resonators, hollow tube resonators, dielectric resonators, HTSL resonators.
  • the ⁇ partial filter TF are concentric and, based on the Resonator axes, parallel to the axis of the apex of the Crossover forming second waveguide W2 arranged.
  • the other end of the second waveguide W2 is as Connector prepared or designed so that an immediate, optimally short connection with the third gate one in the first waveguide W1 circulator Z is possible.
  • the second waveguide W2 consists of one modified coaxial line. A more detailed constructive The arrangement is shown in FIGS. 6 and 7 shown and will be discussed later in connection with this description of the figures explained in more detail.
  • two partial filters TF1, TF2 are provided, which in one case run with their central axes in one plane with the inner conductor of the central coaxial line arranged between them (second waveguide W2), while in the other case the second waveguide W2 is arranged symmetrically to the two sub-filters outside the plane mentioned.
  • the radius of the filter resonators is r
  • the radius of the outer conductor of the second waveguide is r K.
  • the resonators In the area directly opposite the second waveguide W2, the resonators have a filter coupling FA.
  • the electrically effective length from the filter coupling FA to the inner conductor of the second waveguide (crossover vertex WS) is designated by x.
  • x 2 r K + s, where s is the material thickness between the filter resonator and the second waveguide W2.
  • the filter couplings are not shown in the illustrations in FIGS. 2 to 5.
  • Figures 6 and 7 show a three-channel crossover in the antenna filter combiner in two sectional views. This represents a particularly favorable solution in terms of Economics and the electrically critical length of the Filter outputs to the switch crest.
  • the 3-channel crossovers are implemented in such a way that in a metal block or a metallized plastic block, three blind bores as resonator housing 1 are circumferentially symmetrical to a continuous central bore 3, which represents the outer conductor of a coaxial line forming the second waveguide, in such a way that the minimum wall thickness between the resonators each assumes a small, mechanically expedient value.
  • the dielectric resonators DR1, DR2, DR3 are each fixed centrally on thin-walled tube sections 5 made of a suitable microwave insulation material.
  • the conductors of the filter decouplings A1, A2, A3 run insulated through bores in the wall between the resonator housing 1 and the central bore 3 and form the physical apex of the crossover at the connection point WS with the inner conductor 4 of the central coaxial line.
  • the filter couplings E1, E2, E3 are offset by 90 ° relative to the couplings on the circumference of the resonator housing.
  • Asymmetry screws K1, K2, K3 are arranged at 135 ° to the filter coupling and decoupling, with which the bandwidth of the filter is set.
  • the central coaxial line has at one end a connection 6 for a circulator with the channels SK1, 2, 3, while on the other side as a residual error compensation at the apex WS (connection point of the filter output lines and the inner conductor of the coaxial line) one shorted at the end without additional space requirement Coaxial line is continued.
  • the inner conductor 7 is designed to avoid temperature-related mechanical stresses at the end as a slightly bent wire 8 and connected to a cover 9 covering the entire switch unit, for example by clamping.
  • the two-circuit sub- filters of the crossover implemented in this case with dielectric resonators DR are operated with orthogonal HE 11 ⁇ modes.
  • the respective blocking filter over the Connection lines between the filter outputs and the second one Waveguide (switch vertex) largely balanced.
  • the manufacture of the housing brings electrical advantages Switch arrangement from a single metal block or metallized Plastic block through short and defined connection paths and a minimal number of connection points. Mechanical advantages are a compact and space-saving Construction, the accommodation of the compensation means without additional space requirements and in defined and low tolerance connections.
  • the one operated with orthogonal modes dielectric resonator as a highly selective dual circuit filter is particularly advantageous from a high point of view Quality and climate requirements, the desired compactness and the excellent economy in the crossovers current mobile radio systems.
  • any sub-filter of the filter combiner to all agreed channel frequencies within the system frequency band is without impermissible Deformation of the filter properties (e.g. by serious Loss of quality or the occurrence of fault modes) achieved that the dielectric resonator DR by two Resonators about half the thickness (in the axial direction) and about is replaced with the same external dimensions, whereby defines at least one of the two resonator halves, e.g. by means of a system-controlled stepper motor, in axial Movable direction and the strength of the Air gap 10 between the two resonator halves ultimately the Center frequency of the two-circuit filter determined.
  • This Movability is shown in Figure 6 by the two-way arrow indicated.

Landscapes

  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Antennen-Filter-Combiner zur Anschaltung einer Vielzahl von Frequenzkanälen an eine Sendeantenne.
In den Basisstationen von Mobilfunksystemen müssen sehr schmalbandige und mit großer Leistung beaufschlagte Frequenzkanäle rückwirkungsfrei zusammengeschaltet und der Sendeantenne zugeführt werden. Dabei soll die Anzahl der Frequenzkanäle der jeweiligen Ausbaustufe entsprechend generell modular erweiterbar sein und andererseits jedes Sendefilter ohne Qualitätseinbuße während des Betriebs auf jede vereinbarte Kanalfrequenz kurzfristig umstimmbar sein.
Wegen der Frequenz lagen aktueller Mobilfunksysteme im GHz-Bereich und wegen der sehr geringen Kanalbandbreiten sind für die Realisierung von verlustarmen Sendefiltern High-Q-Resonatoren als besonders günstig anzusehen. Deren räumliche Ausdehnung läßt jedoch die im Sinne einer Frequenzweiche erwünschte, elektrisch ideale Zusammenschaltung der Sendefilter unmittelbar und punktförmig an deren Ausgängen nur mit zum Teil erheblichen Störungen zu.
Bekannte Lösungen für Frequenzweichen im Mikrowellenfrequenzbereich lösen aus jeweils verschiedenen Gründen das aufgezeigte Problem nicht optimal. So wird beispielsweise in dem Artikel "Base Station Multicoupler Design for UK Cellular Radio Systems" von S. Kazeminejad, D. Howson, G. Hamer, erschienen in "Electronic Letters", 16. Juli 1987, Vol. 23, Nr. 15, Seite 812 vorgeschlagen, die Anschaltepunkte von zwei Sendefiltern an die Antennenleitung im Abstand von einer halben Wellenlänge vorzusehen. Dieser Abstand ist fix und hängt von der Frequenzlage der Filter ab. Er müßte sich in einer nicht realisierbaren Weise bei der Umstimmung der Filter entsprechend ändern. Bei der Zusammenschaltung von mehreren Sendefiltern in diesem Sinne ist die eindeutige Funktion der Frequenzweiche deshalb nicht gewährleistet. Darüberhinaus ist der Aufbau sperrig und eine modulare Erweiterbarkeit fraglich.
Hohlleiter-Verzweigungsweichen, wie sie beispielsweise aus dem Aufsatz "Computer-Aided Design of Waveguide Multiplexers" von A.E. Atia, erschienen in "IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques", März 1974, Seiten 332 bis 336 bekannt sind, haben sich in der Satelliten- und Richtfunktechnik bewährt. Dabei werden die Teilfilter an einen am Ende kurzgeschlossenen Hohlleiter angekoppelt, wobei jedoch die Abstände zwischen den Ankoppelebenen der Filter von deren Frequenzlagen abhängen, somit elektrisch signifikant sind und bei der Filterumstimmung in der Weiche ebenfalls andere Werte annehmen müßten. Hinzu kommt, daß die Hohlleiterabmessungen für die aktuell bei 0,9 GHz und 1,8 GHz angesiedelten Mobilfunksysteme relativ groß sind und einen kompakten Weichenaufbau nicht zulassen.
Die besonders in der Richtfunktechnik eingesetzten Kanalweichenketten mit Zirkulatoren, wie sie beispielsweise aus dem Aufsatz "Channel Branching Filters for Wideband Radio Relay Systems" von G. Ensslin, H. Herder, R. Schuster, erschienen in telcom-report 10(1987), Special "Radio Communication", Seiten 146 bis 151 bekannt sind, bieten gute Möglichkeiten des modularen Aufbaus. Auch aus EP 0 262 391 A2 ist eine Anordnung mit mehreren Zirkulatoren zum Anschalten je eines Sender/Empfängerpaars bekannt. Wegen der relativ großen Anzahl von Zirkulatoren - jedem einzelnen Filter ist dabei ein Zirkulator zuzuordnen - ergeben sich einerseits für jeden einzelnen Frequenzkanal entsprechend der mechanischen Anordnung in der Kanalweichenkette viele Zirkulatordurchläufe und damit hohe Dämpfungen, und andererseits hohe Kosten für die Zirkulatoren, so daß auch diese Lösung nicht als optimal für Mobilfunkzwecke angesehen werden kann. Weiterhin ist aus FR-A-1 158 914 ein Filter zum Verbinden mehrerer Sendekanäle mit einer gemeinsamen Antenne bekannt.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für einen Antennen-Filter-Combiner der eingangs beschriebenen Art eine Lösung für einen einfachen Aufbau mit verlustarmen Sendefiltern anzugeben.
Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung gelöst durch n in eine zur Antenne führende Wellenleitung geschaltete Zirkulatoren, in deren jeweils drittes Tor über eine aus µ<=m zusammengeschalteten Teilfiltern bestehende Frequenzweiche jeweils µ Sendekanäle eingespeist werden und die Signalflußrichtung der Zirkulatoren so ausgenutzt wird, daß die im Zuge der Wellenleitung an örtlich vorausliegenden Zirkulatoren 1...(β-1) bereits eingespeisten Frequenzkanäle an der Frequenzweiche des β.Zirkulators wenigstens näherungsweise total reflektiert und über eventuell weitere mit Frequenzweichen beschaltete Zirkulatoren (β+1)...n in Richtung auf die Antenne weitergeleitet werden.
Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen des Erfindungsgegenstandes sind in den Unteransprüchen angegeben.
Nachstehend wird die Erfindung anhand von in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert.
Es zeigen:
Figur 1
einen Antennen-Filter-Combiner im Blockschaltbild,
Figuren 2 bis 5
verschiedene Varianten der Anordnung von Teilfiltern in einer Frequenzweiche und
Figuren 6 und 7
in zwei Schnittdarstellungen den konstruktiven Aufbau einer dreikanaligen Frequenzweiche.
Figur 1 zeigt einen modular aufbaubaren Antennen-Filter-Combiner zur rückwirkungsfreien Kombination von maximal n · m Sende-Frequenzkanälen im Blockschaltbild. Dabei sind in eine Wellenleitung W1, die vorzugsweise aus einer Koaxialleitung besteht, n Zirkulatoren Z1, Z2...Zn geschaltet, in deren jeweils drittes Tor über eine aus µ<=m zusammengeschalteten Teilfiltern TF bestehende Frequenzweiche FW (für Zirkulator Z2 strichpunktiert umrandet gezeichnet) jeweils µ Sendekanäle SK eingespeist werden. Die Signalflußrichtung der Zirkulatoren Z wird so ausgenutzt, daß die im Zuge der Wellenleitung W1 an örtlich vorausliegenden Zirkulatoren 1...(β-1) bereits eingespeisten Frequenzkanäle an der Frequenzweiche des β.Zirkulators wenigstens näherungsweise total reflektiert und über eventuell weitere mit Frequenzweichen beschaltete Zirkulatoren (β+1)...n in Richtung auf die Antenne Ant weitergeleitet werden. Die Wellenleitung W1 ist an ihrem vor dem ersten Zirkulator Z1 liegenden Ende mit dem Widerstand R wellenwiderstandsrichtig abgeschlossen.
Die µ>=2 Teilfilter TF jeder Frequenzweiche FW sind in vorteilhafter Weise aus High-Q-Resonatoren aufgebaut, z.B. Koaxial-Resonatoren, Helix-Resonatoren, Hohlrohr-Resonatoren, dielektrische Resonatoren, HTSL-Resonatoren. Bei Vorliegen der physikalischen Voraussetzungen können die Resonatoren mit zwei oder mehr Moden betrieben werden, z.B. orthogonale Moden im Hohlrohr- bzw. dielektrischen Resonator.
Die µ Teilfilter TF sind konzentrisch und, bezogen auf die Resonatorachsen, achsenparallel um eine den Scheitel der Frequenzweiche bildende zweite Wellenleitung W2 angeordnet. Die Figuren 2 bis 5 zeigen in schematischer Darstellung verschiedene Anordnungen mit unterschiedlich großer Anzahl von Teilfiltern (m=2...4). Diese Anordnung der Teilfilter geschieht mit dem Zweck, die Filterausgänge auf dem elektrisch kürzesten Weg - und damit störungsarm und im Sinne einer Mittenfrequenzumstimmung der Filter weitestgehend frequenzunabhängig - dieser zweiten Wellenleitung W2 zuzuführen. Das andere Ende der zweiten Wellenleitung W2 ist als Connector so vorbereitet oder ausgestaltet, daB eine unmittelbare, optimal kurze Verbindung mit dem dritten Tor eines in die erste Wellenleitung W1 geschalteten Zirkulators Z möglich ist. Die zweite Wellenleitung W2 besteht aus einer modifizierten Koaxialleitung. Eine detailliertere konstruktive Ausführung der Anordnung ist in den Figuren 6 und 7 dargestellt und wird an späterer Stelle im Zusammenhang mit dieser Figurenbeschreibung näher erläutert.
Die Figuren 2 bis 5 zeigen verschiedene Varianten der Anordnung von Teilfiltern in einer Frequenzweiche mit m=2,3,4 Teilfiltern. Bei den Ausführungsformen nach Figur 2 und 3 sind zwei Teilfilter TF1, TF2 vorgesehen, die im einen Fall mit ihren Mittelachsen in einer Ebene verlaufen mit dem Innenleiter der zwischen ihnen angeordneten zentralen Koaxialleitung (zweite Wellenleitung W2), während im anderen Fall der zweite Wellenleiter W2 außerhalb der genannten Ebene symmetrisch zu den beiden Teilfiltern angeordnet ist. Der Radius der Filter-Resonatoren beträgt r, der Radius des Außenleiters der zweiten Wellenleitung ist rK. In dem dem zweiten Wellenleiter W2 unmittelbar gegenüberliegenden Bereich weisen die Resonatoren eine Filterauskopplung FA auf. Die elektrisch wirksame Länge von der Filterauskopplung FA bis zum Innenleiter der zweiten Wellenleitung (Weichenscheitel WS) ist mit x bezeichnet. Für die Frequenzweichen mit zwei Filtern beträgt x2=rK+s, wobei mit s die Materialstärke zwischen Filter-Resonator und zweiter Wellenleitung W2 bezeichnet ist. Die Filtereinkopplungen sind in den Darstellungen der Figuren 2 bis 5 nicht eingezeichnet.
Bei den Figuren 4 und 5 sind m=3 bzw. m=4 Teilfilter in gleichmäßiger zirkularer Verteilung um den zweiten Wellenleiter W2 angeordnet. Dies bedeutet, daß die Filter um 120° bzw. 90° zueinander versetzt angeordnet sind, wenn sich der zweite Wellenleiter W2 mittig unter jeweils gleichen Abständen zwischen den Teilfilter befindet. Für die elektrisch wirksame Länge von der Filterauskopplung bis zum Innenleiter der zentralen zweiten Wellenleitung W2 gilt allgemein die Gleichung xm = (r+s/2) / sin(180/m) - r.
Die Figuren 6 und 7 zeigen eine dreikanalige Frequenzweiche im Antennen-Filter-Combiner in zwei Schnittdarstellung. Diese stellt eine besonders günstige Lösung hinsichtlich Wirtschaftlichkeit und der elektrisch kritischen Länge der Filterausgänge zum Weichenscheitel dar.
Die Realisierung der 3-Kanal-Frequenzweichen erfolgt in der Weise, daß in einem Metallblock bzw. einem metallisierten Kunststoffblock drei Sackbohrungen als Resonatorgehäuse 1 umfangsymmetrisch zu einer durchgehenden Zentralbohrung 3, die den AuBenleiter einer die zweite Wellenleitung bildenden Koaxialleitung darstellt, so vorgesehen sind, daß die minimale Wandstärke zwischen den Resonatoren jeweils einen kleinen, mechanisch zweckmäßigen Wert annimmt. In den großen Resonatorgehäusebohrungen 2 sind jeweils zentrisch auf dünnwandigen Rohrabschnitten 5 aus einem geeigneten Mikrowellen-Isolationsstoff die dielektrischen Resonatoren DR1, DR2, DR3 fixiert. Die Leiter der Filterauskopplungen A1, A2, A3 verlaufen isoliert durch Bohrungen in der Wand zwischen Resonatorgehäuse 1 und Zentralbohrung 3 und bilden im Vereinigungspunkt WS mit dem Innenleiter 4 der zentralen Koaxialleitung den physikalischen Scheitel der Frequenzweiche. Die Filtereinkopplungen E1, E2, E3 sind relativ zu den Auskopplungen um 90° auf dem Umfang des Resonatorgehäuses versetzt. Jeweils 135° zu den Filterein- und -auskopplungen orientiert sind Unsymmetrieschrauben K1, K2, K3 angeordnet, mit denen die Bandbreite der Filter eingestellt wird. Die zentrale Koaxialleitung weist an einem Ende einen Anschluß 6 für einen Zirkulator mit den Kanälen SK1, 2, 3 auf, während auf der anderen Seite als Restfehlerkompensation am Weichenscheitel WS (Verbindungspunkt der Filterausgangsleitungen und des Innenleiters der Koaxialleitung) ohne zusätzlichen Platzbedarf eine am Ende kurzgeschlossene Koaxialleitung weitergeführt ist. Deren Innenleiter 7 ist zur Vermeidung von temperaturbedingten mechanischen Spannungen am Ende als leicht gebogener Draht 8 ausgeführt und mit einem die ganze Weicheneinheit abdeckenden Deckel 9 z.B. durch Einklemmen verbunden. Die in diesem Fall mit dielektrischen Resonatoren DR realisierten zweikreisigen Teilfilter der Frequenzweiche werden mit orthogonalen HE11δ-Moden betrieben. Die Durchlaßdämpfung eines Teilfilters beträgt etwa a0 = 2,5 dB, wenn Resonatoren mit einer Verlustgüte von Q ≥ 20000 Anwendung finden.
Durch die in der zweiten Wellenleitung, um die die Teilfilter konzentrisch angeordnet sind, auf der dem Zirkulator abgewandten Seite vorgesehenen Kompensationsmittel werden die Störungen des jeweils durchlassenden Filters, verursacht durch die unerwünschte Transformation des hochohmigen Eingangswiderstandes der jeweils sperrenden Filter über die AnschluBleitungen zwischen den Filterausgängen und dem zweiten Wellenleiter (Weichenscheitel) weitgehend ausgeglichen. Elektrische Vorteile bringt die Fertigung des Gehäuses der Weichenanordnung aus einem einzigen Metallblock bzw. metallisierten Kunststoffblock durch kurze und definierte Verbindungswege sowie eine minimale Anzahl von Verbindungsstellen. Mechanische Vorteile bestehen in einer kompakten und platzsparenden Bauweise, der Unterbringung der Kompensationsmittel ohne zusätzlichen Platzbedarf sowie in definierten und toleranzarmen Anschlüssen. Der mit orthogonalen Moden betriebene dielektrische Resonator als hochselektives Zweikreisfilter ist besonders vorteilhaft aus Sicht der hohen Güte- und Klimaanforderungen, der erwünschten Kompaktheit und der ausgezeichneten Wirtschaftlichkeit in den Frequenzweichen aktueller Mobilfunksysteme.
Die gewünschte Umstimmbarkeit jedes beliebigen Teilfilters des Filter-Combiners auf alle vereinbarten Kanalfrequenzen innerhalb des System-Frequenzbandes wird ohne unzulässige Deformation der Filtereigenschaften (etwa durch gravierende Güteeinbußen oder durch das Auftreten von Störmoden) dadurch erreicht, daß der dielektrische Resonator DR durch zwei Resonatoren etwa der halben Dicke (in Achsrichtung) und etwa mit den gleichen äußeren Abmessungen ersetzt wird, wobei wenigstens eine der beiden Resonatorhälften definiert, z.B. mittels eines systemgesteuerten Schrittmotors, in axialer Richtung verschiebbar ausgeführt ist und die Stärke des Luftspalts 10 zwischen beiden Resonatorhälften letztlich die Mittelfrequenz des Zweikreisfilters bestimmt. Diese Verschiebbarkeit ist in Figur 6 durch den Zwei-Richtungspfeil angedeutet.

Claims (15)

  1. Antennen-Filter-Combiner zur Anschaltung einer Vielzahl von Frequenzkanälen an eine Sendeantenne (Ant),
    mit n in eine zur Antenne (Ant) führende Wellenleitung (W1) geschaltete Zirkulatoren (Z1, Z2, Zn), wobei die Signalflußrichtung der Zirkulatoren (Z1, Z2, Zn) so ausgenutzt wird, daß die im Zuge der Wellenleitung (W1) an örtlich vorausliegenden Zirkulatoren 1...(β-1) (Z1) bereits eingespeisten Frequenzkanäle an der Frequenzweiche des β.Zirkulators (Z2) wenigstens näherungsweise total reflektiert und über eventuell weitere Zirkulatoren (β+1)...n (Z2) in Richtung auf die Antenne (Ant) weitergeleitet werden,
    dadurch gekennzeichnet, daß im jeweils dritten Tor der Zirkulatoren (Z1, Z2, Zn) über eine aus µ<=m zusammengeschalteten Teilfiltern (TF) bestehende Frequenzweiche (FW) jeweils µ Sendekanäle (SK) eingespeist werden.
  2. Antennen-Filter-Combiner nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Teilfilter (µ>=2) (TF) jeder Frequenzweiche (FW) aus High-Q-Resonatoren (DR1, DR2, DR3) bestehen.
  3. Antennen-Filter-Combiner nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Resonatoren (DR1, DR2, DR3) mit zwei oder mehr Moden betrieben werden.
  4. Antennen-Filter-Combiner nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Teilfilter (TF1, TF2, TF3, (TF4)) konzentrisch und, bezogen auf die Resonatorachsen, achsenparallel um eine den Scheitel der Frequenzweiche (FW) bildende zweite Wellenleitung (W2) angeordnet sind zur Zuführung der Filterausgänge (FA) auf dem elektrisch kürzesten Weg zur zweiten Wellenleitung (W2), deren eines Ende als Connector ausgebildet ist für eine unmittelbare, optimal kurze Verbindung mit dem dritten Tor eines in die erste Wellenleitung (W1) geschalteten Zirkulators (Z1, Z2, Zn).
  5. Antennen-Filter-Combiner nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Wellenleitung (W2) eine modifizierte Koaxialleitung (7) ist.
  6. Antennen-Filter-Combiner nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß in der zweiten Wellenleitung (W2) auf der dem Zirkulator (Z1, Z2, Zn) abgewandten Seite Kompensationsmittel (K1, K2, K3) vorgesehen sind zum Ausgleich der von den sperrenden Weichenfiltern im Durchlaßbereich des übertragenden Kanals (SK) verursachten Störungen.
  7. Antennen-Filter-Combiner nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß bei Ausbildung der zweiten Wellenleitung (W2) als Koaxialleitung als Kompensationsmittel (K1, K2, K3) eine am Verbindungspunkt der Filterausgangsleitungen und des Innenleiters (7) der Koaxialleitung ansetzende weitere, am Ende kurzgeschlossene Koaxialleitung (8) vorgesehen ist.
  8. Antennen-Filter-Combiner nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das kurzgeschlossene Ende des Innenleiters (7) als leicht gebogener Draht (8) ausgeführt ist.
  9. Antennen-Filter-Combiner nach einem der Ansprüche 4 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Gehäuse (1) der Weichenanordnung aus einem einzigen Metallblock bzw. metallisierten Kunststoffblock besteht.
  10. Antennen-Filter-Combiner nach einem der Ansprüche 3 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß ein mit orthogonalen Moden betriebener dielektrischer Resonator (DR1, DR2, DR3) als hochselektives Zweikreisfilter ausgebildet ist.
  11. Antennen-Filter-Combiner nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß zur Umstimmbarkeit jedes beliebigen Teilfilters (TF) auf alle vereinbarten Kanalfrequenzen innerhalb eines System-Frequenzbandes der dielektrische Resonator (DR1, DR2, DR3) durch zwei Resonatoren etwa der halben Dicke (in Achsrichtung) und etwa mit den gleichen äußeren Abmessungen ersetzt wird, von denen wenigstens eine Resonatorhälfte in axialer Richtung verschiebbar ausgeführt ist.
  12. Antennen-Filter-Combiner nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die axiale Verschiebung der Resonatorhälfte systemgesteuert durch einen Schrittmotor erfolgt.
  13. Antennen-Filter-Combiner nach einem der Ansprüche 1 bis 12, gekennzeichnet durch eine aus drei Teilfiltern (TF1, TF2, TF3) bestehende Frequenzweiche (FW).
  14. Antennen-Filter-Combiner nach einem der Ansprüche 1 bis 12, gekennzeichnet durch eine aus zwei Teilfiltern (TF1, TF2) bestehende Frequenzweiche (FW).
  15. Antennen-Filter-Combiner nach einem der Ansprüche 1 bis 12, gekennzeichnet durch eine aus vier Teilfiltern (TF1, TF2, TF3, TF4) bestehende Frequenzweiche (FW).
EP94110380A 1993-07-08 1994-07-04 Antennen-Filter-Combiner Expired - Lifetime EP0633621B1 (de)

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DE4322843 1993-07-08

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EP94110380A Expired - Lifetime EP0633621B1 (de) 1993-07-08 1994-07-04 Antennen-Filter-Combiner

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