EP0633621A1 - Antennen-Filter-Combiner - Google Patents

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EP0633621A1
EP0633621A1 EP94110380A EP94110380A EP0633621A1 EP 0633621 A1 EP0633621 A1 EP 0633621A1 EP 94110380 A EP94110380 A EP 94110380A EP 94110380 A EP94110380 A EP 94110380A EP 0633621 A1 EP0633621 A1 EP 0633621A1
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waveguide
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filter
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Siemens AG
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/213—Frequency-selective devices, e.g. filters combining or separating two or more different frequencies
    • H01P1/2138—Frequency-selective devices, e.g. filters combining or separating two or more different frequencies using hollow waveguide filters

Definitions

  • the invention relates to an antenna filter combiner for connecting a plurality of frequency channels to a transmitting antenna.
  • high-Q resonators can be regarded as particularly inexpensive for the implementation of low-loss transmission filters.
  • their spatial extension allows the electrically ideal interconnection of the transmission filters, which is desired in the sense of a crossover, directly and point-wise at their outputs only with sometimes considerable disturbances.
  • Waveguide branching switches such as those from the article "Computer-Aided Design of Waveguide Multiplexers" by A.E. Atia, published in “IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques", March 1974, pages 332 to 336, have proven themselves in satellite and directional radio technology.
  • the partial filters are coupled to a waveguide that is short-circuited at the end, but the distances between the coupling planes of the filters depend on their frequency positions, are therefore electrically significant and would also have to assume different values when the filter is retuned.
  • the waveguide dimensions for the mobile radio systems currently located at 0.9 GHz and 1.8 GHz are relatively large and do not allow a compact switch structure.
  • the channel switch chains with circulators which are particularly used in directional radio technology, such as those from the article "Channel Branching Filters for Wideband Radio Relay Systems” by G. Ensslin, H. Herder, R. Schuster, appeared in telcom-report 10 (1987), Special "Radio Communication", Pages 146 to 151 are known, offer good options for modular construction. Because of the relatively large number of circulators - each filter has to be assigned a circulator - for each individual frequency channel, due to the mechanical arrangement in the channel switch chain, on the one hand there are many circulator runs and thus high attenuations, and on the other hand high costs for the circulators, so that they too Solution cannot be regarded as optimal for mobile radio purposes.
  • the invention has for its object to provide a solution for a simple structure with low-loss transmission filters for an antenna filter combiner of the type described above.
  • FIG. 1 shows a modularly constructed antenna filter combiner for the non-reactive combination of maximum n ⁇ m transmission frequency channels in the block diagram.
  • the signal flow direction of the circulators Z is used so that the frequency channels already fed in in the course of the waveguide W1 at locally located circulators 1 ...
  • ( ⁇ -1) are at least approximately totally reflected at the crossover of the ⁇ .circulator and possibly connected to crossovers via further ones Circulators ( ⁇ + 1) ... n in the direction of the antenna Ant.
  • the waveguide W1 is terminated at its end in front of the first circulator Z1 with the resistor R with the correct wave resistance.
  • the ⁇ > 2 sub-filters TF of each frequency which FW are advantageously constructed from high-Q resonators, e.g. Coaxial resonators, helix resonators, hollow tube resonators, dielectric resonators, HTSL resonators. If the physical requirements are met, the resonators can be operated with two or more modes, e.g. orthogonal modes in the hollow tube or dielectric resonator.
  • high-Q resonators e.g. Coaxial resonators, helix resonators, hollow tube resonators, dielectric resonators, HTSL resonators.
  • the ⁇ sub-filters TF are concentric and, with respect to the resonator axes, are arranged parallel to the axis around a second waveguide W2 forming the apex of the crossover.
  • the other end of the second waveguide W2 is prepared or configured as a connector so that a direct, optimally short connection to the third port of a circulator Z connected to the first waveguide W1 is possible.
  • the second waveguide W2 consists of a modified coaxial line. A more detailed design of the arrangement is shown in FIGS. 6 and 7 and will be explained in more detail later in connection with this description of the figures.
  • two partial filters TF1, TF2 are provided, which in one case run with their central axes in one plane with the inner conductor of the central coaxial line arranged between them (second waveguide W2), while in the other case the second waveguide W2 is arranged symmetrically to the two sub-filters outside the plane mentioned.
  • the radius of the filter resonators is r
  • the radius of the outer conductor of the second waveguide is r K.
  • the resonators In the area directly opposite the second waveguide W2, the resonators have a filter coupling FA.
  • the electrically effective length from the filter coupling FA to the inner conductor of the second waveguide (crossover vertex WS) is designated by x.
  • x2 r K + s , where s is the material thickness between the filter resonator and the second waveguide W2.
  • the filter couplings are not shown in the illustrations in FIGS. 2 to 5.
  • Figures 6 and 7 show a three-channel crossover in the antenna filter combiner in two sectional views. This represents a particularly favorable solution with regard to economy and the electrically critical length of the filter outputs to the apex.
  • the 3-channel crossovers are implemented in such a way that in a metal block or a metallized plastic block three blind bores as resonator housing 1 are circumferentially symmetrical to a continuous central bore 3, which represents the outer conductor of a coaxial line forming the second waveguide, in such a way that the minimum wall thickness between the resonators each assumes a small, mechanically expedient value.
  • the dielectric resonators DR1, DR2, DR3 are each fixed centrally on thin-walled tube sections 5 made of a suitable microwave insulation material.
  • the conductors of the filter decouplings A1, A2, A3 run insulated through bores in the wall between the resonator housing 1 and the central bore 3 and form the physical apex of the crossover at the connection point WS with the inner conductor 4 of the central coaxial line.
  • the filter couplings E1, E2, E3 are offset by 90 ° relative to the couplings on the circumference of the resonator housing.
  • Asymmetry screws K1, K2, K3 are arranged at 135 ° to the filter coupling and decoupling, with which the bandwidth of the filter is set.
  • the central coaxial line has at one end a connection 6 for a circulator with the channels SK1, 2, 3, while on the other side as residual error compensation at the switch apex WS (connection point of the filter output lines and the inner conductor of the coaxial line), a coaxial line that is short-circuited at the end is continued without additional space requirement.
  • Their inner conductor 7 is designed to avoid temperature-related mechanical stresses at the end as a slightly bent wire 8 and connected to a cover 9 covering the entire switch unit, for example by clamping.
  • the two-circuit sub- filters of the crossover implemented in this case with dielectric resonators DR are operated with orthogonal HE 11 ⁇ modes.
  • the disturbances of the filter passing through are caused by the undesired transformation of the high-impedance input resistance of the respective blocking filter via the connecting lines between the filter outputs and largely balanced the second waveguide (switch vertex).
  • the manufacture of the housing of the switch assembly from a single metal block or metallized plastic block brings electrical advantages through short and defined connection paths and a minimal number of connection points. Mechanical advantages include a compact and space-saving design, the accommodation of the compensating means without additional space requirements and defined and low-tolerance connections.
  • the dielectric resonator operated with orthogonal modes as a highly selective two-circuit filter is particularly advantageous from the point of view of the high quality and climatic requirements, the desired compactness and the excellent economy in the crossovers of current mobile radio systems.
  • any sub-filter of the filter combiner to all agreed channel frequencies within the system frequency band is achieved without inadmissible deformation of the filter properties (e.g. due to serious quality losses or the occurrence of disturbance modes) in that the dielectric resonator DR is equipped with two resonators such as the half thickness (in the axial direction) and approximately with the same external dimensions, with at least one of the two resonator halves being defined, for example by means of a system-controlled stepper motor, which is designed to be displaceable in the axial direction and the strength of the air gap 10 between the two resonator halves ultimately determines the center frequency of the dual-circuit filter.
  • This displaceability is indicated in Figure 6 by the two-way arrow.

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  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

Antennen-Filter-Combiner dienen der Anschaltung einer Vielzahl von Frequenzkanälen an eine Sendeantenne. Für einen einfachen Aufbau mit verlustarmen Sendefiltern ist gemäß der Erfindung eine Anordnung mit µ in eine zur Antenne führende Wellenleitung geschalteten Zirkulatoren vorgesehen, in deren jeweils drittes Tor über eine aus µ <= m zusammengeschalteten Teilfiltern bestehende Frequenzweiche jeweils µ Sendekanäle eingespeist werden. Dabei wird die Signalflußrichtung der Zirkulatoren so ausgenutzt, daß die im Zuge der Wellenleitung an örtlich vorausliegenden Zirkulatoren 1...(β-1) bereits eingespeisten Frequenzkanäle an der Frequenzweiche des β. Zirkulators wenigstens näherungsweise total reflektiert und über evtl. weitere mit Frequenzweichen beschaltete Zirkulatoren (β+1)...n in Richtung auf die Antenne weitergeleitet werden. <IMAGE>

Description

  • Die Erfindung bezieht sich auf einen Antennen-Filter-Combiner zur Anschaltung einer Vielzahl von Frequenzkanälen an eine Sendeantenne.
  • In den Basisstationen von Mobilfunksystemen müssen sehr schmalbandige und mit großer Leistung beaufschlagte Frequenzkanäle rückwirkungsfrei zusammengeschaltet und der Sendeantenne zugeführt werden. Dabei soll die Anzahl der Frequenzkanäle der jeweiligen Ausbaustufe entsprechend generell modular erweiterbar sein und andererseits jedes Sendefilter ohne Qualitätseinbuße während des Betriebs auf jede vereinbarte Kanalfrequenz kurzfristig umstimmbar sein.
  • Wegen der Frequenzlagen aktueller Mobilfunksysteme im GHz-Bereich und wegen der sehr geringen Kanalbandbreiten sind für die Realisierung von verlustarmen Sendefiltern High-Q-Resonatoren als besonders günstig anzusehen. Deren räumliche Ausdehnung läßt jedoch die im Sinne einer Frequenzweiche erwünschte, elektrisch ideale Zusammenschaltung der Sendefilter unmittelbar und punktförmig an deren Ausgängen nur mit zum Teil erheblichen Störungen zu.
  • Bekannte Lösungen für Frequenzweichen im Mikrowellenfrequenzbereich lösen aus jeweils verschiedenen Gründen das aufgezeigte Problem nicht optimal. So wird beispielsweise in dem Artikel "Base Station Multicoupler Design for Uk Cellular Radio Systems" von S. Kazeminejad, D. Howson, G. Hamer, erschienen in "Electronic Letters", 16. Juli 1987, Vol. 23, Nr. 15, Seite 812 vorgeschlagen, die Anschaltepunkte von zwei Sendefiltern an die Antennenleitung im Abstand von einer halben Wellenlänge vorzusehen. Dieser Abstand ist fix und hängt von der Frequenzlage der Filter ab. Er müßte sich in einer nicht realisierbaren Weise bei der Umstimmung der Filter entsprechend ändern. Bei der Zusammenschaltung von mehreren Sendefiltern in diesem Sinne ist die eindeutige Funktion der Frequenzweiche deshalb nicht gewährleistet. Darüberhinaus ist der Aufbau sperrig und eine modulare Erweiterbarkeit fraglich.
  • Hohlleiter-Verzweigungsweichen, wie sie beispielsweise aus dem Aufsatz "Computer-Aided Design of Waveguide Multiplexers" von A.E. Atia, erschienen in "IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques", März 1974, Seiten 332 bis 336 bekannt sind, haben sich in der Satelliten- und Richtfunktechnik bewährt. Dabei werden die Teilfilter an einen am Ende kurzgeschlossenen Hohlleiter angekoppelt, wobei jedoch die Abstände zwischen den Ankoppelebenen der Filter von deren Frequenzlagen abhängen, somit elektrisch signifikant sind und bei der Filterumstimmung in der Weiche ebenfalls andere Werte annehmen müßten. Hinzu kommt, daß die Hohlleiterabmessungen für die aktuell bei 0,9 GHz und 1,8 GHz angesiedelten Mobilfunksysteme relativ groß sind und einen kompakten Weichenaufbau nicht zulassen.
  • Die besonders in der Richtfunktechnik eingesetzten Kanalweichenketten mit Zirkulatoren, wie sie beispielsweise aus dem Aufsatz "Channel Branching Filters for Wideband Radio Relay Systems" von G. Ensslin, H. Herder, R. Schuster, erschienen in telcom-report 10(1987), Special "Radio Communication", Seiten 146 bis 151 bekannt sind, bieten gute Möglichkeiten des modularen Aufbaus. Wegen der relativ großen Anzahl von Zirkulatoren - jedem einzelnen Filter ist dabei ein Zirkulator zuzuordnen - ergeben sich einerseits für jeden einzelnen Frequenzkanal entsprechend der mechanischen Anordnung in der Kanalweichenkette viele Zirkulatordurchläufe und damit hohe Dämpfungen, und andererseits hohe Kosten für die Zirkulatoren, so daß auch diese Lösung nicht als optimal für Mobilfunkzwecke angesehen werden kann.
  • Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für einen Antennen-Filter-Combiner der eingangs beschriebenen Art eine Lösung für einen einfachen Aufbau mit verlustarmen Sendefiltern anzugeben.
  • Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung gelöst durch n in eine zur Antenne führende Wellenleitung geschaltete Zirkulatoren, in deren jeweils drittes Tor über eine aus µ<=m
    Figure imgb0001
     zusammengeschalteten Teilfiltern bestehende Frequenzweiche jeweils µ Sendekanäle eingespeist werden und die Signalflußrichtung der Zirkulatoren so ausgenutzt wird, daß die im Zuge der Wellenleitung an örtlich vorausliegenden Zirkulatoren 1...(β-1) bereits eingespeisten Frequenzkanäle an der Frequenzweiche des β.Zirkulators wenigstens näherungsweise total reflektiert und über eventuell weitere mit Frequenzweichen beschaltete Zirkulatoren (β+1)...n in Richtung auf die Antenne weitergeleitet werden.
  • Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen des Erfindungsgegenstandes sind in den Unteransprüchen angegeben.
  • Nachstehend wird die Erfindung anhand von in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert.
  • Es zeigen:
    • Figur 1
    einen Antennen-Filter-Combiner im Blockschaltbild,
    Figuren 2 bis 5
    verschiedene Varianten der Anordnung von Teilfiltern in einer Frequenzweiche und
    Figuren 6 und 7
    in zwei Schnittdarstellungen den konstruktiven Aufbau einer dreikanaligen Frequenzweiche.
  • Figur 1 zeigt einen modular aufbaubaren Antennen-Filter-Combiner zur rückwirkungsfreien Kombination von maximal n · m Sende-Frequenzkanälen im Blockschaltbild. Dabei sind in eine Wellenleitung W1, die vorzugsweise aus einer Koaxialleitung besteht, n Zirkulatoren Z1, Z2...Zn geschaltet, in deren jeweils drittes Tor über eine aus µ<=m
    Figure imgb0002
     zusammengeschalteten Teilfiltern TF bestehende Frequenzweiche FW (für Zirkulator Z2 strichpunktiert umrandet gezeichnet) jeweils µ Sendekanäle SK eingespeist werden. Die Signalflußrichtung der Zirkulatoren Z wird so ausgenutzt, daß die im Zuge der Wellenleitung W1 an örtlich vorausliegenden Zirkulatoren 1...(β-1) bereits eingespeisten Frequenzkanäle an der Frequenzweiche des β.Zirkulators wenigstens näherungsweise total reflektiert und über eventuell weitere mit Frequenzweichen beschaltete Zirkulatoren (β+1)...n in Richtung auf die Antenne Ant weitergeleitet werden. Die Wellenleitung W1 ist an ihrem vor dem ersten Zirkulator Z1 liegenden Ende mit dem Widerstand R wellenwiderstandsrichtig abgeschlossen.
  • Die µ>=2 Teilfilter TF jeder Frequenzwelche FW sind in vorteilhafter Weise aus High-Q-Resonatoren aufgebaut, z.B. Koaxial-Resonatoren, Helix-Resonatoren, Hohlrohr-Resonatoren, dielektrische Resonatoren, HTSL-Resonatoren. Bei Vorliegen der physikalischen Voraussetzungen können die Resonatoren mit zwei oder mehr Moden betrieben werden, z.B. orthogonale Moden im Hohlrohr- bzw. dielektrischen Resonator.
  • Die µ Teilfilter TF sind konzentrisch und, bezogen auf die Resonatorachsen, achsenparallel um eine den Scheitel der Frequenzweiche bildende zweite Wellenleitung W2 angeordnet. Die Figuren 2 bis 5 zeigen in schematischer Darstellung verschiedene Anordnungen mit unterschiedlich großer Anzahl von Teilfiltern (m=2...4). Diese Anordnung der Teilfilter geschieht mit dem Zweck, die Filterausgänge auf dem elektrisch kürzesten Weg - und damit störungsarm und im Sinne einer Mittenfrequenzumstimmung der Filter weitestgehend frequenzunabhängig - dieser zweiten Wellenleitung W2 zuzuführen. Das andere Ende der zweiten Wellenleitung W2 ist als Connector so vorbereitet oder ausgestaltet, daß eine unmittelbare, optimal kurze Verbindung mit dem dritten Tor eines in die erste Wellenleitung W1 geschalteten Zirkulators Z möglich ist. Die zweite Wellenleitung W2 besteht aus einer modifizierten Koaxialleitung. Eine detailliertere konstruktive Ausführung der Anordnung ist in den Figuren 6 und 7 dargestellt und wird an späterer Stelle im Zusammenhang mit dieser Figurenbeschreibung näher erläutert.
  • Die Figuren 2 bis 5 zeigen verschiedene Varianten der Anordnung von Teilfiltern in einer Frequenzweiche mit m=2,3,4 Teilfiltern. Bei den Ausführungsformen nach Figur 2 und 3 sind zwei Teilfilter TF1, TF2 vorgesehen, die im einen Fall mit ihren Mittelachsen in einer Ebene verlaufen mit dem Innenleiter der zwischen ihnen angeordneten zentralen Koaxialleitung (zweite Wellenleitung W2), während im anderen Fall der zweite Wellenleiter W2 außerhalb der genannten Ebene symmetrisch zu den beiden Teilfiltern angeordnet ist. Der Radius der Filter-Resonatoren beträgt r, der Radius des Außenleiters der zweiten Wellenleitung ist rK. In dem dem zweiten Wellenleiter W2 unmittelbar gegenüberliegenden Bereich weisen die Resonatoren eine Filterauskopplung FA auf. Die elektrisch wirksame Länge von der Filterauskopplung FA bis zum Innenleiter der zweiten Wellenleitung (Weichenscheitel WS) ist mit x bezeichnet. Für die Frequenzweichen mit zwei Filtern beträgt x₂=r K +s
    Figure imgb0003
     , wobei mit s die Materialstärke zwischen Filter-Resonator und zweiter Wellenleitung W2 bezeichnet ist. Die Filtereinkopplungen sind in den Darstellungen der Figuren 2 bis 5 nicht eingezeichnet.
  • Bei den Figuren 4 und 5 sind m=3 bzw. m=4 Teilfilter in gleichmäßiger zirkularer Verteilung um den zweiten Wellenleiter W2 angeordnet. Dies bedeutet, daß die Filter um 120° bzw. 90° zueinander versetzt angeordnet sind, wenn sich der zweite Wellenleiter W2 mittig unter jeweils gleichen Abständen zwischen den Teilfilter befindet. Für die elektrisch wirksame Länge von der Filterauskopplung bis zum Innenleiter der zentralen zweiten Wellenleitung W2 gilt allgemein die Gleichung

    x m = (r+s/2) / sin(180/m) - r.
    Figure imgb0004
  • Die Figuren 6 und 7 zeigen eine dreikanalige Frequenzweiche im Antennen-Filter-Combiner in zwei Schnittdarstellung. Diese stellt eine besonders günstige Lösung hinsichtlich Wirtschaftlichkeit und der elektrisch kritischen Länge der Filterausgänge zum Weichenscheitel dar.
  • Die Realisierung der 3-Kanal-Frequenzweichen erfolgt in der Weise, daß in einem Metallblock bzw. einem metallisierten Kunststoffblock drei Sackbohrungen als Resonatorgehäuse 1 umfangsymmetrisch zu einer durchgehenden Zentralbohrung 3, die den Außenleiter einer die zweite Wellenleitung bildenden Koaxialleitung darstellt, so vorgesehen sind, daß die minimale Wandstärke zwischen den Resonatoren jeweils einen kleinen, mechanisch zweckmäßigen Wert annimmt. In den großen Resonatorgehäusebohrungen 2 sind jeweils zentrisch auf dünnwandigen Rohrabschnitten 5 aus einem geeigneten Mikrowellen-Isolationsstoff die dielektrischen Resonatoren DR1, DR2, DR3 fixiert. Die Leiter der Filterauskopplungen A1, A2, A3 verlaufen isoliert durch Bohrungen in der Wand zwischen Resonatorgehäuse 1 und Zentralbohrung 3 und bilden im Vereinigungspunkt WS mit dem Innenleiter 4 der zentralen Koaxialleitung den physikalischen Scheitel der Frequenzweiche. Die Filtereinkopplungen E1, E2, E3 sind relativ zu den Auskopplungen um 90° auf dem Umfang des Resonatorgehäuses versetzt. Jeweils 135° zu den Filterein- und -auskopplungen orientiert sind Unsymmetrieschrauben K1, K2, K3 angeordnet, mit denen die Bandbreite der Filter eingestellt wird. Die zentrale Koaxialleitung weist an einem Ende einen Anschluß 6 für einen Zirkulator mit den Kanälen SK1, 2, 3 auf, während auf der anderen Seite als Restfehlerkompensation am Weichenscheitel WS (Verbindungspunkt der Filterausgangsleitungen und des Innenleiters der Koaxialleitung) ohne zusätzlichen Platzbedarf eine am Ende kurzgeschlossene Koaxialleitung weitergeführt ist. Deren Innenleiter 7 ist zur Vermeidung von temperaturbedingten mechanischen Spannungen am Ende als leicht gebogener Draht 8 ausgeführt und mit einem die ganze Weicheneinheit abdeckenden Deckel 9 z.B. durch Einklemmen verbunden. Die in diesem Fall mit dielektrischen Resonatoren DR realisierten zweikreisigen Teilfilter der Frequenzweiche werden mit orthogonalen HE11δ-Moden betrieben. Die Durchlaßdämpfung eines Teilfilters beträgt etwa a₀ = 2,5 dB, wenn Resonatoren mit einer Verlustgüte von Q ≧ 20000 Anwendung finden.
  • Durch die in der zweiten Wellenleitung, um die die Teilfilter konzentrisch angeordnet sind, auf der dem Zirkulator abgewandten Seite vorgesehenen Kompensationsmittel werden die Störungen des jeweils durchlassenden Filters, verursacht durch die unerwünschte Transformation des hochohmigen Eingangswiderstandes der jeweils sperrenden Filter über die Anschlußleitungen zwischen den Filterausgängen und dem zweiten Wellenleiter (Weichenscheitel) weitgehend ausgeglichen. Elektrische Vorteile bringt die Fertigung des Gehäuses der Weichenanordnung aus einem einzigen Metallblock bzw. metallisierten Kunststoffblock durch kurze und definierte Verbindungswege sowie eine minimale Anzahl von Verbindungsstellen. Mechanische Vorteile bestehen in einer kompakten und platzsparenden Bauweise, der Unterbringung der Kompensationsmittel ohne zusätzlichen Platzbedarf sowie in definierten und toleranzarmen Anschlüssen. Der mit orthogonalen Moden betriebene dielektrische Resonator als hochselektives Zweikreisfilter ist besonders vorteilhaft aus Sicht der hohen Güte- und Klimaanforderungen, der erwünschten Kompaktheit und der ausgezeichneten Wirtschaftlichkeit in den Frequenzweichen aktueller Mobilfunksysteme.
  • Die gewünschte Umstimmbarkeit jedes beliebigen Teilfilters des Filter-Combiners auf alle vereinbarten Kanalfrequenzen innerhalb des System-Frequenzbandes wird ohne unzulässige Deformation der Filtereigenschaften (etwa durch gravierende Güteeinbußen oder durch das Auftreten von Störmoden) dadurch erreicht, daß der dielektrische Resonator DR durch zwei Resonatoren etwa der halben Dicke (in Achsrichtung) und etwa mit den gleichen äußeren Abmessungen ersetzt wird, wobei wenigstens eine der beiden Resonatorhälften definiert, z.B. mittels eines systemgesteuerten Schrittmotors, in axialer Richtung verschiebbar ausgeführt ist und die Stärke des Luftspalts 10 zwischen beiden Resonatorhälften letztlich die Mittelfrequenz des Zweikreisfilters bestimmt. Diese Verschiebbarkeit ist in Figur 6 durch den Zwei-Richtungspfeil angedeutet.

Claims (15)

  1. Antennen-Filter-Combiner zur Anschaltung einer Vielzahl von Frequenzkanälen an eine Sendeantenne, gekennzeichnet durch n in eine zur Antenne führende Wellenleitung geschaltete Zirkulatoren, in deren jeweils drittes Tor über eine aus µ<=m
    Figure imgb0005
     zusammengeschalteten Teilfiltern bestehende Frequenzweiche jeweils µ Sendekanäle eingespeist werden und die Signalflußrichtung der Zirkulatoren so ausgenutzt wird, daß die im Zuge der Wellenleitung an örtlich vorausliegenden Zirkulatoren 1...(β-1) bereits eingespeisten Frequenzkanäle an der Frequenzweiche des β.Zirkulators wenigstens näherungsweise total reflektiert und über eventuell weitere mit Frequenzweichen beschaltete Zirkulatoren (β+1)...n in Richtung auf die Antenne weitergeleitet werden.
  2. Antennen-Filter-Combiner nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Teilfilter (µ>=2) jeder Frequenzweiche aus High-Q-Resonatoren bestehen.
  3. Antennen-Filter-Combiner nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Resonatoren mit zwei oder mehr Moden betrieben werden.
  4. Antennen-Filter-Combiner nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Teilfilter konzentrisch und, bezogen auf die Resonatorachsen, achsenparallel um eine den Scheitel der Frequenzweiche bildende zweite Wellenleitung angeordnet sind zur Zuführung der Filterausgänge auf dem elektrisch kürzesten Weg zur zweiten Wellenleitung, deren eines Ende als Connector ausgebildet ist für eine unmittelbare, optimal kurze Verbindung mit dem dritten Tor eines in die erste Wellenleitung geschalteten Zirkulators.
  5. Antennen-Filter-Combiner nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Wellenleitung eine modifizierte Koaxialleitung ist.
  6. Antennen-Filter-Combiner nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß in der zweiten Wellenleitung auf der dem Zirkulator abgewandten Seite Kompensationsmittel vorgesehen sind zum Ausgleich der von den sperrenden Weichenfiltern im Durchlaßbereich des übertragenden Kanals verursachten Störungen.
  7. Antennen-Filter-Combiner nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß bei Ausbildung der zweiten Wellenleitung als Koaxialleitung als Kompensationsmittel eine am Verbindungspunkt der Filterausgangsleitungen und des Innenleiters der Koaxialleitung ansetzende weitere, am Ende kurzgeschlossene Koaxialleitung vorgesehen ist.
  8. Antennen-Filter-Combiner nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das kurzgeschlossene Ende des Innenleiters als leicht gebogener Draht ausgeführt ist.
  9. Antennen-Filter-Combiner nach einem der Ansprüche 4 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Gehäuse der Weichenanordnung aus einem einzigen Metallblock bzw. metallisierten Kunststoffblock besteht.
  10. Antennen-Filter-Combiner nach einem der Ansprüche 3 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß ein mit orthogonalen Moden betriebener dielektrischer Resonator als hochselektives Zweikreisfilter ausgebildet ist.
  11. Antennen-Filter-Combiner nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß zur Umstimmbarkeit jedes beliebigen Teilfilters auf alle vereinbarten Kanalfrequenzen innerhalb eines System-Frequenzbandes der dielektrische Resonator durch zwei Resonatoren etwa der halben Dicke (in Achsrichtung) und etwa mit den gleichen äußeren Abmessungen ersetzt wird, von denen wenigstens eine Resonatorhälfte in axialer Richtung verschiebbar ausgeführt ist.
  12. Antennen-Filter-Combiner nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die axiale Verschiebung der Resonatorhälfte systemgesteuert durch einen Schrittmotor erfolgt.
  13. Antennen-Filter-Combiner nach einem der Ansprüche 1 bis 12, gekennzeichnet durch eine aus drei Teilfiltern bestehende Frequenzweiche.
  14. Antennen-Filter-Combiner nach einem der Ansprüche 1 bis 12, gekennzeichnet durch eine aus zwei Teilfiltern bestehende Frequenzweiche.
  15. Antennen-Filter-Combiner nach einem der Ansprüche 1 bis 12, gekennzeichnet durch eine aus vier Teilfiltern bestehende Frequenzweiche.
EP94110380A 1993-07-08 1994-07-04 Antennen-Filter-Combiner Expired - Lifetime EP0633621B1 (de)

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DE4322843 1993-07-08

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FI (1) FI943265A (de)

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0955606A (ja) * 1995-08-11 1997-02-25 Fujitsu Ltd 無線装置用フィルタ装置並びに無線装置用フィルタ装置の誘電体配置用治具並びに治具を用いた無線装置用フィルタ装置の誘電体配置方法
US5881371A (en) * 1995-10-27 1999-03-09 Trimble Navigation Limited Antenna switching technique for improved data throughput in communication networks
US6252461B1 (en) 1997-08-25 2001-06-26 Frederick Herbert Raab Technique for wideband operation of power amplifiers
US6201949B1 (en) * 1998-05-22 2001-03-13 Rolf Kich Multiplexer/demultiplexer structures and methods
DE102004054370B3 (de) * 2004-11-10 2006-04-20 Siemens Ag Anordnung zum Anschalten von zumindest einer Sendeeinheit an eine Sende-Empfangsantenne
EP2124289A1 (de) * 2008-05-20 2009-11-25 CommScope, Inc. of North Carolina Resonatorsystem
US11677128B2 (en) * 2020-06-04 2023-06-13 Raytheon Company Reconfigurable wideband high-frequency circuits using non-reciprocal circulators

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR1158914A (fr) * 1956-09-28 1958-06-20 Sadir Carpentier Perfectionnements aux systèmes de couplage
DE973386C (de) * 1952-04-05 1960-02-04 Telefunken Gmbh Kopplungsanordnung fuer Hochfrequenzkreise
EP0262391A2 (de) * 1986-09-29 1988-04-06 ANT Nachrichtentechnik GmbH Anordnung zum Aufschalten mehrerer Sender und Empfänger auf eine Antenne
DE4024480A1 (de) * 1990-08-02 1992-02-06 Ant Nachrichtentech Frequenzweiche
JPH0529806A (ja) * 1991-07-19 1993-02-05 Nec Corp 分波合成装置

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE974386C (de) * 1942-10-18 1960-12-08 Dehydag Gmbh Plastifizierungs- und Elastifizierungsmittel fuer Polyvinylchlorid
US3435358A (en) * 1966-06-08 1969-03-25 Anaconda Electronics Co Cable television amplifier powering
DE2213962C3 (de) * 1972-03-22 1979-01-18 Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen Funkfeld in einem Richtfunksystem

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE973386C (de) * 1952-04-05 1960-02-04 Telefunken Gmbh Kopplungsanordnung fuer Hochfrequenzkreise
FR1158914A (fr) * 1956-09-28 1958-06-20 Sadir Carpentier Perfectionnements aux systèmes de couplage
EP0262391A2 (de) * 1986-09-29 1988-04-06 ANT Nachrichtentechnik GmbH Anordnung zum Aufschalten mehrerer Sender und Empfänger auf eine Antenne
DE4024480A1 (de) * 1990-08-02 1992-02-06 Ant Nachrichtentech Frequenzweiche
JPH0529806A (ja) * 1991-07-19 1993-02-05 Nec Corp 分波合成装置

Non-Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
15TH EUROPEAN MICROWAVE CONFERENCE-PROCEEDINGS 9-13 September 1985,Paris,FR MICROWAVE EXHIBITIONS AND PUBLISHERS LTD, Tunbridge Wells,GB,1985 *
19TH EUROPEAN MICROWAVE CONFERENCE-PROCEEDINGS 4-7 September 1989,London,GB MICROWAVE EXHIBITIONS AND PUBLISHERS LTD, Tunbridge Wells,GB,1989 *
D. DOUST ET AL.: "Satellite multiplexing using dielectric resonator filters", MICROWAVE JOURNAL, vol. 32, no. 12, December 1989 (1989-12-01), DEDHAM US, pages 93 - 106, XP000116631 *
PATENT ABSTRACTS OF JAPAN vol. 17, no. 313 (E - 1381) 15 June 1993 (1993-06-15) *

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