EP0453518B1 - Stromwandleranordnung für dreileiter-drehstromsysteme, insbesondere zur stromistwerterfassung für geregelte, stromrichtergespeiste gleichstromverbraucher - Google Patents

Stromwandleranordnung für dreileiter-drehstromsysteme, insbesondere zur stromistwerterfassung für geregelte, stromrichtergespeiste gleichstromverbraucher Download PDF

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EP0453518B1
EP0453518B1 EP90903165A EP90903165A EP0453518B1 EP 0453518 B1 EP0453518 B1 EP 0453518B1 EP 90903165 A EP90903165 A EP 90903165A EP 90903165 A EP90903165 A EP 90903165A EP 0453518 B1 EP0453518 B1 EP 0453518B1
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EP
European Patent Office
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current
phase
current transformer
transformer
pct
Prior art date
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EP90903165A
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EP0453518A1 (de
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Wilhelm Reischer
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Siemens AG Oesterreich
Original Assignee
Siemens AG Oesterreich
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F38/00—Adaptations of transformers or inductances for specific applications or functions
    • H01F38/20—Instruments transformers
    • H01F38/38—Instruments transformers for polyphase ac
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F38/00—Adaptations of transformers or inductances for specific applications or functions
    • H01F38/20—Instruments transformers
    • H01F38/22—Instruments transformers for single phase ac
    • H01F38/28—Current transformers
    • H01F38/30—Constructions
    • H01F2038/305—Constructions with toroidal magnetic core
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
    • Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10S323/00—Electricity: power supply or regulation systems
    • Y10S323/91—Two of three phases regulated

Definitions

  • the invention relates to a current transformer arrangement for three-wire three-phase systems, in particular for current actual value detection for regulated, converter-fed direct current consumers.
  • the mains-controlled converter with controllable semiconductors is an important control element in drive control.
  • a three-phase network is almost exclusively available.
  • the converter fulfills two tasks, namely the conversion of three-phase current to direct current in rectifier operation or the conversion of direct current to three-phase current in inverter operation, and the enhancement of the power level of the controller to that of the machine.
  • the variable to be controlled is the direct current delivered by the converter to the machine.
  • shunts with electrical isolation can be used to measure or record this direct current.
  • the measurement is generally carried out using an equivalent three-phase current, etc. using a three-phase converter.
  • the three-phase converter provides potential isolation.
  • the three-phase current is detected via three conventional converters which are designed for 0.1 A, 1 A or 5 A secondary nominal current.
  • the secondary current is rectified and passed through a load resistor with a proportional DC voltage can be tapped.
  • a disadvantage here is the large amount of transformer iron and winding copper for the three current transformers, which are therefore heavy, voluminous and expensive. This effort is also great in the case of the generally known two-current converter V circuit (see, for example, US Pat. No. 4,683,513). For this purpose, this has the disadvantage that the transducers mutually influence one another during demagnetization, since their demagnetization conditions fluctuate. This can cause the regulation to oscillate.
  • a single current transformer is provided in the form of a push-through current transformer, that it is arranged on the three-phase side and that only two of the three phase conductors are threaded or inserted through the current transformer, in order to avoid occurrence a resulting flooding of zero, the two phase conductors with the same defined insertion direction and a turns ratio of 1: 2 or with the same defined insertion direction and the same number of turns, but with a current amount halved in a phase conductor by a shunt or with the same number of turns, but with opposite defined insertion direction are threaded or inserted through the current transformer that the double magnitude of the measuring voltage occurring on the secondary side due to the double value of the resulting flooding occurring through a correction circuit is reduced to half its value, and that the commands for switching the correction circuit on and off are derived from control pulses for the valves of the converter.
  • the achievable advantage lies in the considerable reduction in the expenditure for only one current transformer, and the necessary, less complex correction electronics can also be supplied from the power supply for the controllers.
  • Fig. 1 shows the block diagram of a conventional single quadrant drive with current control loop and speed control loop.
  • the power section includes a thyristor converter 1 in a three-phase bridge circuit, commutation chokes 2, a direct current motor 3, an armature current sensor in the form of current transformers 4 arranged in the three-phase circuit and a speed sensor 5 in the form of a tachometer machine coupled to the direct current motor 3.
  • the control and regulating part includes a six-pulse control set 6, a current regulator 7, a speed regulator 8 and a setpoint generator 9 in the form of a potentiometer, in a known function.
  • the control set 6 is followed by an ignition pulse output stage 49 with distributor logic, which is used to generate the control pulses required for two successively current-carrying thyristors.
  • this stage 49 there is also pulse coupling to the thyristor that was previously in the conductive state.
  • Controlling a drive requires the command variable (setpoint) and the control variable (actual value) at the input of the controller.
  • the reference variable (setpoint) is specified as DC voltage.
  • the controlled variable (actual value), which is recorded with a sensor must be converted to a DC voltage suitable for the regulator input by means of a rectifier 10.
  • the choice of the encoder is based on the requirements placed on the drive. With the usual mains voltages of 380/500 V or higher, it is advisable to galvanically separate the control and regulating circuit from the power circuit.
  • the transducers used in drives are therefore generally isolated. In the case of fully controlled bridge circuits, the current can in principle be detected on the direct current or alternating current side.
  • the normal AC converter as is generally used to connect AC measuring devices, is also suitable as a transmitter.
  • Push-through current transformers which are commercially available and are used a lot for higher currents have a push-through opening 12 which is completely enclosed by the iron core 11.
  • the primary winding which is also connected to the terminals, is not used, but a single or multiple primary current conductor, which is led through the through-opening 12 of the current transformer 4, for example, 6 times for 100 A nominal value of the primary current or 1 time for 600 A nominal value of the primary current is carried out in order to achieve the required nominal flooding of 600 AW, for example.
  • the secondary winding 13 is usually designed for 5 A (1 A, 0.1 A) nominal current.
  • a conductor e.g. S simple and a conductor e.g. R pushed through twice to form a feedback loop. Both conductors have the same defined push-through direction.
  • the third conductor T is also guided outside the iron core 11 of the current transformer 4.
  • the required AW ratio of 2: 1 according to the invention is achieved in that two conductors are simply pushed through, but in the case of one conductor half of the current is passed through the outside of the iron core 11 of the current transformer 4 through a shunt 15.
  • this requires that the shunt 15 and the shunted conductor piece have the same impedance.
  • another conversion constant must also be used here.
  • the resulting flooding caused by current flow in the two inserted conductors generates an impressed current in the secondary winding 13 which flows through the connected load resistor 14.
  • the course of the resulting floodings (AW) and the secondary currents proportional to them which are due to the invention Arrangement of the conductors and the conductor currents flowing in them are shown in the following figures.
  • FIG. 5 shows the known circuit diagram of a three-phase bridge circuit 16, which consists of the two three-pulse star circuits 17, 18. It has six thyristors 21-26, which are connected symmetrically to the phases R, S, T. The voltage star of the six voltages in succession at 60 ° is recorded below. The thyristors must be fired in this order. The numbers 21 - 26 on the voltage star, which correspond to the reference numbers for the thyristors, indicate this sequence.
  • the timing of the firing pulses for the individual thyristors 21 - 26 is indicated, which are shown obliquely hatched, as well as the blocks of the thyristor currents flowing, these for a simplified explanation of the principle in a schematic form.
  • the thyristor current blocks are highlighted according to their importance for the arrangement example according to FIG. 4 according to the invention.
  • the single-acting current blocks are in the lead S and thus alternately in the thyristors 23 and 26 flow, characterized by horizontal hatching and the double-acting current blocks, which flow in the feed line R and thus alternately in the thyristors 21 and 24, by vertical hatching.
  • the current blocks through the thyristors 22 and 25 are without influence.
  • FIG. 6 shows the secondary current or AW ratios for the arrangement according to FIG. 4.
  • the line is simple to construct on the basis of the information given above, it should be noted that the current blocks occurring when the current flows through the double-inserted conductor R and the thyristors 21 and 24 are highlighted vertically.
  • the correction circuit according to FIG. 8 shows the burden resistor 14, which is connected to the secondary winding 13 of the current transformer 4 via a rectifier 10.
  • the load resistor 14 is connected in parallel with a resistor 27 of the same size via a transistor 28 during the period of twice the AW number.
  • the measuring current occurring with its double value is only available with a burden resistance with half the resulting ohmic value, so that the desired correction is made.
  • the transistor 28 is controlled by a flip-flop 29 in the conductive state, which is set for the thyristor 22 or 25 by means of the non-coupled control pulse (low) is reset by means of the subsequent, non-coupled control pulse for the thyristor 23 or 26.
  • control lines for the thyristors 22 and 25 are also connected to the inputs of an AND stage 30, the output of which is connected to the set input of the flip-flop 29.
  • control lines for the thyristors 23 and 26 are also connected to the inputs of an AND stage 31, the output of which is connected to the reset input of the flip-flop 29.
  • the rectification of the measuring current takes place in a known manner by means of the rectifier 10.
  • a different sequence of the control pulses used to set and reset the flip-flop 29 must be used will. Of course, this also applies to an arrangement of the conductors according to FIG.
  • the advantage of this circuit lies in the fact that the iron core 11 of the current transformer 4 is not magnetized twice as high in the case of the twice detected current, since in this case the resulting burden resistance 14
  • the additional magnetization effort is only in Internal copper resistance of the secondary winding 13. As a result, no higher type power of the current transformer 4 is required.
  • FIG. 9 A correction circuit with somewhat more complex electronics is shown in FIG. 9.
  • an operational amplifier 32 makes it possible to load the current transformer 4 only with a very small burden voltage.
  • An impedance converter 33 is connected downstream of the operational amplifier 32 in order to be able to use a type of low current carrying capacity for the operational amplifier 32.
  • the burden voltage drops across the load resistor 34 and is rectified in a known circuit by means of a full-wave measuring rectifier or absolute value generator.
  • Its first operational amplifier 35 which operates as an inverting rectifier, is connected to resistors 36 and 37, which have the same ohmic values as well as diodes 38 and 39.
  • Its second operational amplifier 40 which operates as an inverting amplifier, is connected in the manner shown to the resistors 41-45 which have the same ohmic values.
  • An electronic switch 46 can be used to switch its gain between its full and half value. This switch 46 is again controlled by the output signal of the flip-flop 29 shown in FIG. 8.
  • the Zener diodes 47, 48 are used to derive the burden current and thus for overvoltage protection for the operational amplifier 32 in the event that 4 overvoltages occur in the secondary winding 13 of the current transformer, which are caused by highly dynamic processes in the primary circuit, for example by switching processes or short circuits.
  • the advantage of this circuit is that the current transformer 4 practically works against the zero load voltage and therefore only a very small magnetizing current occurs.
  • This circuit is therefore particularly suitable for Current actual value acquisition with downstream zero current signal via threshold switch is suitable. This is because the magnetizing current disturbing the zero current signal, which is known to cause the so-called. "Tail" of the demagnetization voltage delays the zero current signal, can be kept at a minimum value.
  • the electronic correction circuit is not necessary for pure zero current reporting, for current or power measurements with pointer or digital instruments or for correlations with a large smoothing time constant, since in the first case only the zeroing of the current is of interest and in the other cases the through the error caused by the double current occurring in the display can be calibrated or compensated for.

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Description

    Stromwandleranordnung für Dreileiter-Drehstromsysteme, insbesondere zur Stromistwerterfassung für geregelte, stromrichtergespeiste Gleichstromverbraucher
  • Gegenstand der Erfindung ist eine Stromwandleranordnung für Dreileiter-Drehstromsysteme, insbesondere zur Stromistwerterfassung für geregelte, stromrichtergespeiste Gleichstromverbraucher.
  • In der Antriebsregelung ist der netzgeführte Stromrichter mit steuerbaren Halbleitern ein wichtiges Stellglied. Bei Einsatz von Stromrichtern für geregelte Gleichstromantriebe steht fast ausschließlich ein Drehstromnetz zur Verfügung. Dabei erfüllt der Stromrichter zwei Aufgaben, nämlich die Umformung von Drehstrom in Gleichstrom bei Gleichrichterbetrieb oder die Umformung von Gleichstrom in Drehstrom beim Wechselrichterbetrieb, sowie die Verstärkung des Leistungsniveaus der Regler auf das der Maschine. Die zu regelnde Größe ist der vom Stromrichter an die Maschine abgegebene Gleichstrom.
  • Zum Messen oder Erfassen dieses Gleichstroms können bei größeren Anlagen mit notwendiger Potentialtrennung Shunts mit Potentialtrennung (Shuntwandler), Magnetverstärker (Krämerwandler) Hallsonden mit und ohne Modulatorverstärker oder Feldsonden verwendet werden. Bei Stromrichterspeisung wird jedoch allgemein die Messung über einen äquivalenten Drehstrom vorgenommen u.zw. mittels Drehstromwandler. Durch den Drehstromwandler ist eine Potentialtrennung gegeben. Bei einer Stromrichterschaltung besteht ein streng proportionaler Zusammenhang zwischen Drehstrom und Gleichstrom. Bei einem im Stand der Technik allgemein bekannten Meßprinzip für eine Drehstrombrückenschaltung (vgl. z.B. FR-A-2 106 732) wird der Drehstrom über drei herkömmliche Wandler erfaßt, die für 0,1 A, 1 A oder 5 A sekundären Nennstrom ausgelegt sind. Der Sekundärstrom wird gleichgerichtet und über einen Bürdenwiderstand geleitet, an dem eine proportionale Gleichspannung abgegriffen werden kann. Nachteilig ist hier der große Aufwand an Transformatoreisen und Wicklungskupfer für die drei Stromwandler, die daher schwer, voluminös und teuer sind. Dieser Aufwand ist auch bei der allgemein bekannten Zwei-Strom-Wandler-V-Schaltung (siehe z.B. US-A-4 683 513) noch groß. Diese weist dazu den Nachteil auf, daß sich die Wandler bei der Abmagnetisierung gegenseitig beeinflussen, da ihre Abmagnetisierungsbedingungen schwanken. Dies kann zu Pendelungen der Regelung führen.
  • Eine Anordnung, die diese Nachteile nicht aufweist, ist dadurch gekennzeichnet, daß ein einziger Stromwandler in Form eines Durchsteckstromwandlers vorgesehen ist, daß dieser drehstromseitig angeordnet ist und daß nur zwei der drei Phasenleiter durch den Stromwandler gefädelt oder durchgesteckt sind, daß dabei zur Vermeidung des Auftretens einer resultierenden Durchflutung vom Betrag Null die beiden Phasenleiter mit gleicher definierter Durchsteckrichtung und einem Windungszahlverhältnis von 1:2 oder mit gleicher definierter Durchsteckrichtung und gleicher Windungszahl, jedoch mit in einem Phasenleiter durch einen Shunt halbiertem Strombetrag oder mit gleichen Windungszahlen, jedoch mit zueinander entgegengesetzter definierter Durchsteckrichtung durch den Stromwandler gefädelt oder durchgesteckt sind, daß der aufgrund des dabei auftretenden doppelten Wertes der resultierenden Durchflutung sekundärseitig auftretende doppelte Betrag der Meßspannung durch eine Korrekturschaltung auf seinen halben Wert reduziert wird, und daß die Befehle zum Ein- und Ausschalten der Korrekturschaltung aus Ansteuerimpulsen für die Ventile des Stromrichters abgeleitet sind.
  • Der erzielbare Vorteil liegt in der beträchtlichen Reduktion des Aufwandes für lediglich einen Stromwandler, wobei die notwendige, wenig aufwendige Korrekturelektronik aus der Stromversorgung für die Regler mitversorgt werden kann.
  • Die Erfindung wird anhand von Ausführungsbeispielen mit Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
    • Fig. 1
    den Blockschaltplan eines herkömmlichen Einquadrantantriebes mit Stromregelkreis und Drehzahlregelkreis
    Fig. 2, 3 und 4
    im Prinzip gleichartige Anordnungen für den Stromwandlerteil einer erfindungsgemäßen Schaltung
    Fig. 5
    den bekannten Schaltplan einer Drehstrombrückenschaltung mit zugehörigem Spannungsstern
    Fig. 6 und 7
    das zeitliche Auftreten der Sternspannungen, Ansteuerimpulse, Thyristorströme sowie der maßgebenden sekundären Größen und die
    Fig. 8 und 9
    zwei Ausführungsformen der elektronischen Korrekturschaltung.
  • Die Fig. 1 zeigt den Blockschaltplan eines herkömmlichen Einquadrantantriebes mit Stromregelkreis und Drehzahlregelkreis. Zum Leistungsteil gehören ein Thyristorstromrichter 1 in Drehstrom-Brückenschaltung, Kommutierungsdrosseln 2, ein Gleichstrommotor 3, ein Ankerstrommeßgeber in Form von im Drehstromkreis angeordneten Stromwandlern 4 und ein Drehzahlmeßgeber 5 in Form einer mit dem Gleichstrommotor 3 gekoppelten Tachometermaschine. Zum Steuer- und Regelteil gehören ein sechspulsiger Steuersatz 6, ein Stromregler 7, ein Drehzahlregler 8 und ein Sollwertgeber 9 in Form eines Potentiometers, in bekannter Funktion. Dem Steuersatz 6 ist eine Zündimpulsendstufe 49 mit Verteilerlogik nachgeschaltet, die zur Erzeugung der für jeweils zwei aufeinanderfolgend stromführende Thyristoren erforderlichen Ansteuerimpulse dient. In dieser Stufe 49 findet auch die Impulsüberkopplung auf den jeweils vorher im leitenden Zustand befindlichen Thyristor statt.
  • Die Regelung eines Antriebes erfordert am Eingang des Reglers die Führungsgröße (Sollwert) und die Regelgröße (Istwert). Die Führungsgröße (Sollwert) wird als Gleichspannung vorgegeben. Die Regelgröße (Istwert), die mit einem meßgeber erfaßt wird muß mittels eines Gleichrichters 10 auf eine für den Reglereingang geeignete Gleichspannung umgeformt werden. Die Wahl des Meßgebers richtet sich nach den Forderungen, die an den Antrieb gestellt werden. Bei den üblichen Netzspannungen von 380/500 V oder höher ist es zweckmäßig, den Steuer- und Regelkreis vom Leistungskreis galvanisch zu trennen. Die bei Antrieben verwendeten Meßgeber sind daher im allgemeinen potentialtrennend ausgeführt. Der Strom kann bei vollgesteuerten Brückenschaltungen grundsätzlich auf der Gleichstrom- oder der Wechselstromseite erfaßt werden. Der normale Wechselstromwandler, wie er zum Anschluß von Wechselstrom-Meßgeräten allgemein verwendet wird, ist auch als Meßgeber geeignet.
  • Die Fig. 2, 3 und 4 zeigen im Prinzip gleichartige Anordnungen für den Stromwandlerteil einer erfindungsgemäßen Schaltung. Verwendet wird hier ein sogenannter Durchsteckstromwandler. Durchsteckstromwandler die handelsüblich sind und für höhere Stromstärken viel verwendet werden, weisen eine vom Eisenkern 11 vollständig umschlossene Durchstecköffnung 12 auf. Für höhere Stromstärken wird nicht die ebenfalls vorhandene, an Klemmen geführte Primärwicklung, sondern ein ein- oder mehrfach durch die Durchstecköffnung 12 des Stromwandlers 4 geführter Primärstromleiter benützt, der z.B. für 100 A Nennwert des Primärstromes 6 mal oder für 600 A Nennwert des Primärstromes 1 mal durchgeführt wird, um die erforderliche Nenndurchflutung von z.B. 600 AW zu erreichen. Die Sekundärwicklung 13 ist meist für 5 A (1 A, 0,1 A) Nennstrom ausgelegt. Als Primärwindungen zählen nur die Gänge im Inneren der Durchstecköffnung 12. Natürlich hängt es von der Stromflußrichtung ab, ob der AW-Beitrag eines Leiters als positiv oder negativ zu werten ist. Während herkömmlich zur Drehstrommessung meist 3 derartige Stromwandler oder, in der Zwei-Stromwandler-V-Schaltung, zumindest 2 Stromwandler verwendet werden, wobei letztere Schaltung wegen ungleicher Abmagnetisierungsbedingungen für die beiden Stromwandler zu Reglerschwingungen führen kann, wird erfindungsgemäß nur ein Durchsteckstromwandler benützt. Dadurch ist eine große Einsparung an Gewicht, Volumen und Kosten gegeben.
  • Aus den Fig. 2, 3 und 4 ist erkennbar, daß nur jeweils zwei der insgesamt drei Phasenleiter des Drehstromsystems durch die Durchstecköffnung 12 des Stromwandlers 4 durchgeführt sind und zwar in den nachfolgend beschriebenen erfindungsgemäßen Arten. Bei der Anordnung nach Fig. 2 wird das was wesentlich ist, nämlich das Auftreten einer resultierenden Durchflutung vom Betrag Null und damit ein Lücken des Sekundärstromes zu verhindern, dadurch erzielt, daß die beiden Leiter R, S mit zueinander entgegengesetzter Durchsteckrichtung durch die Durchstecköffnung 12 des Stromwandlers 4 geführt sind. Selbstverständlich müssen die je nach auftretender Stromstärke erforderlichen Schleifenzahlen berücksichtigt werden. Der dritte Leiter T wird außen am Eisenkern 11 des Stromwandlers 4 vorbeigeführt.
  • In Fig. 4 ist ein Leiter, z.B. S einfach und ein Leiter z.B. R unter Ausbildung einer Rückführschleife zweifach durchgesteckt. Dabei weisen beide Leiter die gleiche definierte Durchsteckrichtung auf. Der dritte Leiter T wird ebenfalls außen am Eisenkern 11 des Stromwandlers 4 vorbeigeführt.
  • In Fig. 3 wird das erfindungsgemäße erforderliche AW-Verhältnis von 2:1 dadurch erzielt, daß zwei Leiter einfach durchgesteckt sind, bei einem Leiter jedoch der halbe Strom durch einen Shunt 15 außen am Eisenkern 11 des Stromwandlers 4 vorbeigeführt wird. Dazu ist es selbstverständlich erforderlich, daß der Shunt 15 und das geshuntete Leiterstück gleiche Impedanz aufweisen. Außerdem ist hier im Falle einer Eichung eine andere Umrechnungskonstante anzuwenden. Die bei Stromfluß in den beiden durchgesteckten Leitern jeweils verursachte resultierende Durchflutung erzeugt in der Sekundärwicklung 13 einen eingeprägten Strom, der über den angeschlossenen Bürdenwiderstand 14 fließt. Der Verlauf der resultierenden Durchflutungen (AW) sowie der diesen proportionalen Sekundärströme, die aufgrund der erfindungsgemäßen Anordnung der Leiter und der in diesen fließenden Leiterströme erzeugt werden, wird in den folgenden Figuren gezeigt.
  • Die Fig. 5 zeigt den bekannten Schaltplan einer Drehstrombrückenschaltung 16, die aus den beiden dreipulsigen Sternschaltungen 17, 18 besteht. Sie weist sechs Thyristoren 21 - 26 auf, die symmetrisch an den Phasen R, S, T angeschlossen sind. Darunter ist der Spannungsstern der sechs jeweils unter 60° aufeinanderfolgenden Spannungen aufgezeichnet. In dieser Reihenfolge müssen die Thyristoren nacheinander gezündet werden. Die Ziffern 21 - 26 am Spannungsstern, die mit den Bezugsziffern für die Thyristoren übereinstimmen, geben diese Reihenfolge an.
  • In Fig. 6 sind die drei Sternspannungen U₁, U₂, U₃ der beiden dreipulsigen Sternschaltungen 17, 18, aus denen die Drehstrom-Brückenschaltung 16 besteht, beim Zündwinkel = 0° in ihrem zeitlichen Verlauf dargestellt. Diese ergeben, in Reihe geschaltet, die resultierende Spannung Udi. Darunter ist die zeitliche Zuordnung der Zündimpulse für die einzelnen Thyristoren 21 - 26 angegeben, die schräg schraffiert dargestellt sind sowie die Blöcke der dabei fließenden Thyristorströme, diese zur vereinfachten Erläuterung des Prinzips in schematisierter Form. Durch weitere Schraffur sind die Thyristorstromblöcke nach ihrer Bedeutung für das erfindungsgemäße Anordnungsbeispiel nach Fig. 4 hervorgehoben. Da die Zuleitungen R und S durchgesteckt sind und daher die in ihnen fließenden Ströme Durchflutungen positiver und negativer Art, jedoch mit um den Faktor 2 unterschiedlichen Beträgen erzeugen, sind die einfach wirkenden Stromblöcke, die in der Zuleitung S und somit abwechselnd in den Thyristoren 23 und 26 fließen, durch horizontale Schraffur gekennzeichnet und die doppelt wirkenden Stromblöcke, die in der Zuleitung R und somit abwechselnd in den Thyristoren 21 und 24 fließen, durch vertikale Schraffur. Die Stromblöcke durch die Thyristoren 22 und 25 sind ohne Einfluß. Durch geometrische Addition der gleichzeitig auftretenden Stromblöcke ergibt sich der unten gezeichnete Linienzug für die gerichtete Größe der resultierenden Durchflutung, die von den in positiver oder negativer Zählrichtung die Durchstecköffnung 12 durchsetzenden Strömen erzeugt wird, der in einem anderen Maßstab der in der Sekundärwicklung 13 fließende Meßstrom bzw. die am Bürdenwiderstand 14 auftretende Bürdenspannung = Meßspannung entspricht. Der Linienzug läßt die lückenlose und vorzeichenrichtige Erfassung aller Primärströme erkennen. Allerdings tritt noch ein Sekundärstrom mit seinem doppelten Wert auf und zwar ausschließlich in dem Zeitabschnitt, in dem gleichzeitig ein Stromfluß durch den doppelt durchgesteckten Leiter R und den nichtdurchgesteckten Leiter T erfolgt, d.h. durch die Thyristoren 21 und 22 bzw. 24 und 25. Da zu dem die für die Regler 7, 8 nicht brauchbaren negativen Stromwerte auftreten, werden mittels nachfolgend beschriebener Schaltungen die erforderlichen Korrekturen vorgenommen. Die gleiche Form des Linienzuges ergibt sich auch für die Anordnung gemäß Fig. 3 jedoch, wie schon bei der Beschreibung dieser Figur erwähnt, mit um den Faktor 2 geänderten Maßstabsverhältnissen.
  • In Fig. 6 sind die Sekundärstrom- bzw. AW-Verhältnisse für die Anordnung gemäß Fig. 4 angegeben. Der Linienzug ist aufgrund der zuvor gebrachten Hinweise einfach zu konstruieren, wobei anzumerken ist, daß hier die beim Stromfluß durch den doppelt durchgesteckten Leiter R und die Thyristoren 21 bzw. 24 auftretenden Stromblöcke vertikal schraffiert hervorgehoben sind.
  • Die Korrekturschaltung nach Fig. 8 zeigt den Bürdenwiderstand 14, der über einen Gleichrichter 10 an die Sekundärwicklung 13 des Stromwandlers 4 angeschlossen ist. Dem Bürdenwiderstand 14 wird während der Zeitspanne doppelter AW-Zahl ein gleichgroßer Widerstand 27 über einen Transistor 28 parallelgeschaltet. Dadurch steht dem mit seinem doppelten Wert auftretenden Meßstrom nur ein Bürdenwiderstand mit dem halben resultierenden Ohmwert zur Verfügung, sodaß die erwünschte Korrektur erfolgt. Dazu wird der Transistor 28 von einem Flip-Flop 29 in den leitenden Zustand gesteuert, der mittels des nicht überkoppelten Ansteuerimpulses (Low) für den Thyristor 22 bzw. 25 gesetzt und mittels des jeweils darauffolgenden nicht überkoppelten Ansteuerimpulses für den Thyristor 23 bzw. 26 rückgesetzt wird. Dazu sind die Ansteuerleitungen für die Thyristoren 22 und 25 auch an die Eingänge einer AND-Stufe 30 geschaltet, deren Ausgang mit dem Setzeingang des Flip-Flop 29 verbunden ist. In gleicher Weise sind die Ansteuerleitungen für die Thyristoren 23 und 26 auch an die Eingänge einer AND-Stufe 31 geschaltet, deren Ausgang mit dem Rücksetzeingang des Flip-Flop 29 verbunden ist. Die Gleichrichtung des Meßstromes erfolgt in bekannter Weise mittels des Gleichrichters 10. Bei anderer Anordnung der Leiter R, S, T bezüglich des Stromwandlers 4 muß, wie schon früher ausgeführt, eine andere Reihenfolge der zum Setzen und Rücksetzen des Flip-Flop 29 dienenden Ansteuerimpulse verwendet werden. Dies gilt seblstverständlich auch für eine Anordnung der Leiter nach Fig. 2, bei der erfindungsgemäß zwei der drei Primärleiter mit zueinander entgegengesetzter Durchsteckrichtung durch die Durchstecköffnung 12 des Stromwandlers 4 geführt sind. Ein doppelter Betrag der resultierenden AW bzw. des Sekundärstromes tritt, aus Fig. 7 erkennbar, dann auf, wenn beide durchgesteckten Leiter gleichzeitig stromführend sind, d.h. im Beispiel die Leiter R und S und die zugehörigen Thyristoren 21 und 26 bzw. 23 und 24. Es werden also hier die Ansteuerimpulse für die Thyristoren 21 und 24 auch zum Setzen und die jeweils darauffolgenden Ansteuerimpulse für die Thyristoren 22. und 25 auch zum Rücksetzen des Flip-Flop 29 heranzuziehen sein. Hier ist erkennbar und auch hervorzuheben, daß die resultierenden Linienzüge immer in der selben Form auftreten, die Lage der doppelten AW- bzw. Sekundärstromwerte jedoch je nach Anordnung der Leiter bezüglich des Stromwandlers 4 unterschiedlich ist.
  • Der Vorteil dieser Schaltung liegt darin, daß bei dem doppelt erfaßten Strom der Eisenkern 11 des Stromwandlers 4 nicht doppelt so hoch aufmagnetisiert wird, da in diesem Fall der resultierende Bürdenwiderstand 14 || 27 mit dem halben Ohmwert auftritt. Der zusätzliche Magnetisierungsaufwand liegt nur im Kupferinnenwiderstand der Sekundärwicklung 13. Dadurch ist keine höhere Typenleistung des Stromwandlers 4 erforderlich.
  • Eine Korrekturschaltung mit einer etwas aufwendigeren Elektronik ist in Fig. 9 angegeben. In dieser ist es durch die Verwendung eines Operationsverstärkers 32 möglich, den Stromwandler 4 nur mit einer sehr kleinen Bürdenspannung zu belasten. Dem Operationsverstärker 32 ist ein Impedanzwandler 33 nachgeschaltet, um für den Operationsverstärker 32 eine Type geringer Stromtragfähigkeit verwenden zu können.
  • Am Bürdenwiderstand 34 fällt die Bürdenspannung ab, die über einen Vollweg-Meßgleichrichter oder Absolutwertbildner in bekannter Schaltung gleichgerichtet wird. Sein erster, als invertierender Gleichrichter arbeitender Operationsverstärker 35 ist mit den Widerständen 36 und 37, die untereinander gleiche Ohmwerte aufweisen sowie mit Dioden 38 und 39 beschaltet. Sein zweiter, als invertierender Verstärker arbeitender Operationsverstärker 40 ist mit den untereinander gleiche Ohmwerte aufweisenden Widerständen 41 - 45 in der gezeigten Weise beschaltet.
  • Durch einen elektronischen Schalter 46 kann seine Verstärkung zwischen ihrem vollen und halben Wert umgeschaltet werden. Die Ansteuerung dieses Schalters 46 erfolgt wieder durch das Ausgangssignal des in Fig. 8 gezeigten Flip-Flops 29.
  • Die Zenerdioden 47, 48 dienen zur Ableitung des Bürdenstromes und damit zum Überspannungsschutz für den Operationsverstärker 32 für den Fall, daß in der Sekundärwicklung 13 des Stromwandlers 4 Überspannungen auftreten, die durch hochdynamische Vorgänge im Primärstromkreis, etwa durch Schaltvorgänge oder Kurzschlüsse verursacht sind. Der Vorteil dieser Schaltung liegt darin, daß der Stromwandler 4 praktisch gegen die Bürdenspannung null arbeitet und daher nur ein sehr kleiner Magnetisierungsstrom auftritt. Dadurch ist diese Schaltung besonders zur momentanwertrichtigen Stromistwerterfassung mit nachgeschalteter Stromnullmeldung über Schwellwertschalter geeignet. Dies deshalb, weil der bei der Stromnullmeldung störende Magnetisierungsstrom, der bekanntlich durch das Verursachen des sogen. "Schweifes" der Abmagnetisierungsspannung die Stromnullmeldung verzögert, auf einem Minimalwert gehalten werden kann.
  • Abschließend sei noch erwähnt, daß bei reiner Stromnullmeldung, bei Strom- oder Leistungsmessungen mit Zeiger- oder Digitalinstrumenten oder bei Reqelungen mit großer Glättungszeitkonstante die elektronische Korrekturschaltung nicht erforderlich ist, da im ersten Fall nur das Nullwerden des Stromes interessiert und in den anderen Fällen der durch den mit doppeltem Wert auftretenden Meßstrom verursachte Fehler in die Anzeige eingeeicht bzw. ausgeglichen werden kann.
    • Bezugszeichenliste:
    • 1
    = Thyristorstromrichter
    2
    = Kommutierungsdrosseln
    3
    = Gleichstrommotor
    4
    = Durchsteckstromwandler
    5
    = Drehzahlmeßgeber
    6
    = Steuersatz
    7
    = Stromregler
    8
    = Drehzahlregler
    9
    = Sollwertgeber
    10
    = Gleichrichter
    11
    = Eisenkern
    12
    = Durchstecköffnung
    13
    = Sekundärwicklung
    14
    = Bürdenwiderstand
    15
    = Shunt
    16
    = Drehstrombrückenschaltung
    17, 18
    = Sternschaltungen
    21 - 26
    = Thyristoren
    27
    = Widerstand
    28
    = Transistor
    29
    = Flip-Flop
    30, 31
    = AND-Stufe
    32, 35, 40
    = Operationsverstärker
    33
    = Impedanzwandler
    34
    = Bürdenwiderstand
    36, 37
    = Widerstände
    38, 39
    = Dioden
    41 - 45
    = Widerstände
    46
    = Schalter
    47, 48
    = Zenerdioden
    49
    = Zündimpulsendstufe
    R, S, T
    = Leiter
    U₁, U₂, U₃
    = Sternspannungen
    Udi
    = resultierende Spannung

Claims (1)

  1. Stromwandleranordnung für Dreileiter-Drehstromsysteme, insbesondere zur Stromistwerterfassung für geregelte, stromrichtergespeiste Gleichstromverbraucher (3), dadurch gekennzeichnet, daß ein einziger Stromwandler (4) in Form eines Durchsteckstromwandlers vorgesehen ist, daß dieser drehstromseitig angeordnet ist und daß nur zwei der drei Phasenleiter durch den Stromwandler (4) gefädelt oder durchgesteckt sind, daß dabei zur Vermeidung des Auftretens einer resultierenden Durchflutung vom Betrag Null die beiden Phasenleiter mit gleicher definierter Durchsteckrichtung und einem Windungszahlverhältnis von 1:2 oder mit gleicher definierter Durchsteckrichtung und gleicher Windungszahl jedoch mit in einem Phasenleiter durch einen Shunt (15) halbierten Strombetrag oder mit gleichen Windungszahlen jedoch mit zueinander entgegengesetzter definierter Durchsteckrichtung durch den Stromwandler (4) gefädelt oder durchgesteckt sind, daß der aufgrund des dabei auftretenden doppelten Wertes der resultierenden Durchflutung sekundärseitig auftretende doppelte Betrag der Meßspannung durch eine Korrekturschaltung auf seinen halben Wert reduziert wird und daß die Befehle zum Ein- und Ausschalten der Korrekturschaltung aus Ansteuerimpulsen für die Ventile (21 bis 26) des Stromrichters (1) abgeleitet sind.
EP90903165A 1989-03-09 1990-02-16 Stromwandleranordnung für dreileiter-drehstromsysteme, insbesondere zur stromistwerterfassung für geregelte, stromrichtergespeiste gleichstromverbraucher Expired - Lifetime EP0453518B1 (de)

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