EP0071845B1 - Gerät zur Kompensation von Gehörschäden - Google Patents

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EP0071845B1
EP0071845B1 EP82106683A EP82106683A EP0071845B1 EP 0071845 B1 EP0071845 B1 EP 0071845B1 EP 82106683 A EP82106683 A EP 82106683A EP 82106683 A EP82106683 A EP 82106683A EP 0071845 B1 EP0071845 B1 EP 0071845B1
Authority
EP
European Patent Office
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filters
frequency
signal
amplifier
circuits
Prior art date
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EP82106683A
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English (en)
French (fr)
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EP0071845A3 (en
EP0071845A2 (de
Inventor
Gerhard Heinrich Dr. Steeger
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Siemens AG
Original Assignee
Siemens AG
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Publication date
Family has litigation
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Application filed by Siemens AG filed Critical Siemens AG
Priority to AT82106683T priority Critical patent/ATE16748T1/de
Publication of EP0071845A2 publication Critical patent/EP0071845A2/de
Publication of EP0071845A3 publication Critical patent/EP0071845A3/de
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; ELECTRIC HEARING AIDS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
    • H04R25/00—Electric hearing aids
    • H04R25/50—Customised settings for obtaining desired overall acoustical characteristics
    • H04R25/505—Customised settings for obtaining desired overall acoustical characteristics using digital signal processing
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; ELECTRIC HEARING AIDS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
    • H04R2225/00—Details of deaf aids covered by H04R25/00, not provided for in any of its subgroups
    • H04R2225/43—Signal processing in hearing aids to enhance the speech intelligibility
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; ELECTRIC HEARING AIDS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
    • H04R25/00—Electric hearing aids
    • H04R25/35—Electric hearing aids using translation techniques
    • H04R25/356—Amplitude, e.g. amplitude shift or compression

Definitions

  • the invention relates to a device for compensating for hearing damage according to the preamble of claim 1.
  • Devices of this type are e.g. described in Scand. Audiol. 8: 121-126, 1979, as "programmable hearing aid with multichannel compression" by S. Mangold and A. Leijon (see in particular page 121, right column, last paragraph including page 122, right column, paragraph 4).
  • the electrical input signal which is generated, for example, in a microphone or an induction pick-up coil, is fed to a plurality of filters, which each pass adjacent sections of the offered frequency range.
  • the individual parts of the signal are then influenced with regard to the hearing loss that has to be compensated for by compression and change in the amplitudes.
  • the various signals from the so-called channels are brought together again and fed to the ear of the hearing impaired via an output converter.
  • the control of the filters as well as the compression and the volume control takes place via a memory that has been programmed with data about the hearing loss to be compensated or with data derived therefrom, for example by inputting this data through an audiometer via a data input of the hearing aid.
  • DE-A-2 707 607 relates to compensating filters which are also to be used in hearing aids and shows the use of discrete time filters.
  • the components required for this also result in the disadvantages of the arrangement according to US Pat. No. 3,784,750 because they result in a structure which is too bulky and which places high demands on the power supply.
  • US-A-4 185 168 discloses methods and devices with which approximately stationary noises can be filtered out of signals.
  • the construction required corresponds to the volume and power supply required discussed above with DE-A-2 707 607 and therefore has its disadvantages.
  • the invention has for its object to provide an arrangement for compensation for hearing damage according to the preamble of claim 1, which allows multi-channel processing of the input signal in terms of space and power consumption even in hearing aids to be worn on the head, which can be controlled from a memory .
  • the above object is achieved according to the invention by the measures mentioned in the characterizing part of claim 1.
  • Advantageous further developments and refinements can be found in the subclaims.
  • discrete-time and amplitude-analog filters eliminates the need for complex circuits, so that implementation in the size of commercially available pocket hearing aids or behind-the-ear hearing aids is made considerably easier.
  • time-discrete integrated filter circuits which have all the advantages of pure digital filters that are essential for hearing aid applications, but which no longer require analog-digital and digital-analog converters because of the analog representation of the state variables.
  • SCF switched capacitor filters
  • BBD chain storage filters
  • charge-CCD charge coupled devices
  • the filters mentioned can also be constructed in such a way that their coefficients can be changed very quickly by digital control signals it is possible according to the invention to carry out a multi-channel adaptive optimal filtering in the hearing device. At the same time, this enables the targeted reduction of interference noises, as is described in more detail in US Pat. No. 4,025,721.
  • the output signals from time-discrete filters operating in an amplitude-analog manner and from digital-to-analog converters are in the form of a staircase curve. This means that their spectrum contains repetitions of the signal spectrum at multiples of the sampling frequency (known e.g. from A.B. Carlson, Communication Systems, McGraw Hill, New York, 1968, Sect. 7.1 - 7.2, pages 272 to 289). If parts of these repetition spectra fall within the audible frequency range, they become audible as distortions. For this reason, these repetition spectra are usually suppressed by an analog low pass (a so-called “smoothing filter”).
  • an analog low pass a so-called “smoothing filter”.
  • the limit frequency is to be understood as the frequency at which a limit value of the frequency response (e.g. -60 dB) is finally undershot. In this way, the above-mentioned distortions can no longer be heard in a simple manner and there is no need for their screening.
  • the discrete-time filters used have the advantage that they can also be manufactured as integrated circuits using thick- or thin-film as well as monolithic integration technology. This enables highly complex circuits to be implemented in a small space.
  • the time-discrete mode of operation has the advantage that the problems with stability and temperature behavior known from integrated analog circuits can largely be avoided and thus also the circuits with discrete components which are often required to stabilize the integrated circuits.
  • Switch-capacitor filters in particular can be integrated particularly advantageously in complementary metal-oxide-silicon (CMOS) technology to form circuits which are characterized by a small space requirement, maximum time and temperature constancy, and very low supply voltages and currents.
  • CMOS complementary metal-oxide-silicon
  • the invention includes multi-channel hearing aids of any number of channels, i.e. Devices with generally n parallel frequency-selective filters, whose passband areas overlap at most slightly in the falling edges of the frequency response, n: s 2 being selected.
  • a desirable upper limit for the number of channels n at the current state of knowledge is the number of frequency groups (“critical bands”) of the hearing, which is given as 24 [according to E. Zwicker, Scaling, in: W.D. Keidel and W.D. Neff (Ed.), Handbook of Sensory Physiology, Vol. V, Part 2, Springer, Berlin 1975, section Ill. A, pages 409 to 4141.
  • the parameter memory of the programming circuit is expediently designed to be erasable, for example in the form of a programmable read-only memory erasable by ultraviolet light or electrical voltage [erasable programmable read-only memory (EPROM) or electrically alterable read-only memory (EAROM)].
  • EPROM erasable programmable read-only memory
  • EAROM electrically alterable read-only memory
  • An extension of the programming circuit which has proven to be expedient in many cases, can be obtained in that, in addition to the storage of predetermined basic data, the programming circuit itself enables the hearing aid data to be changed continuously, depending on the input signal, e.g. by implementing this circuit by means of a microcomputer circuit.
  • This enables adaptive interference signal suppression by means of optimal filtering, as is known from US Pat. No. 4,025,721.
  • the principle implemented there in only one channel can be expanded by the invention to multi-channel optimal filtering in all frequency channels.
  • a hearing aid equipped with filters according to the invention is drawn in a schematic block diagram.
  • a microphone 1 is provided as an input converter, which is connected to a preamplifier 2, which, as indicated by 2 ', has a low-pass frequency response.
  • the signal thus amplified is then divided at a point 3 to a plurality, i.e. a total of n time-discrete frequency filters 4a to 4n, distributed.
  • the one labeled 4a is a bandpass that passes frequencies from 50 to 600 Hz.
  • the filter 4b which is also connected to point 3, is a bandpass which is effective at frequencies from 0.6 to 2.5 kHz. If the frequency range of the filters 4a and 4b is reduced, several filters can then be provided, as indicated by points 4c.
  • the filter 4n follows, which is effective in the frequency distribution specified for 4a and 4b at 2.5 to approx. 8 kHz.
  • controllable amplifiers 5a and 5n which, together with controllers 6a to 6n, implement a gain control in a manner known in principle.
  • controllers 6a to 6n implement a gain control in a manner known in principle.
  • the arrangement of further control amplifiers is denoted by 5c and regulators by 6c.
  • the signals then reach controllable amplifiers 7a to 7n which, controlled by the output voltage of the volume control 8, adjust the volume.
  • the signals are then subjected to a peak value limitation in the nonlinear elements 9a to 9n in a known manner. Signal distortions caused thereby are reduced by post-filtering with filters 10a to 1 On, which frequency response can correspond to filters 4a to 4n, for example.
  • filters 10a to 1 On which frequency response can correspond to filters 4a to 4n, for example.
  • the limiters and the distortion-reducing filters 10a to 10n, 7c, 9c and 10c also indicate that additional channels can be added.
  • Filters 4a to 4n, controllers 6a to 6n and peak limiters 9a to 9n are set by a programming circuit 14. Filters 4a to 4n receive their control signals via lines 15a to 15n; The same applies to the controllers 6a to 6n via the lines 16a to 16n, to the limiters 9a to 9n via the lines 17a to 17n and finally to the filters 10a to 10n via the lines 18a to 18n.
  • the programming circuit 14 receives the setting data from an external device (e.g. an audiometer) via one or more data lines 19, the transmission and the storage in the programming circuit 14 being controlled via a plurality of control lines 20 from the external device.
  • the connection to the latter is mediated by a plug connection 21.
  • the programming circuit 14 is implemented by a microcomputer circuit, it can calculate the setting parameters completely or partially itself, depending on the input signal currently present, which is supplied to it for this purpose via the line 22.
  • the operation of the device results from the fact that in the input signal converter, i.e. in the microphone 1 or in its place induction pick-up coil for electromagnetic vibrations, generated electrical signal in the amplifier 2 is raised to such a voltage level that it is easily accessible to the subsequent signal processing.
  • the low-pass frequency response 2 ′ contained in the amplifier 2 prevents signal components and any interference signals that are coupled in, which are above half the sampling frequency, from being folded back into the audible frequency range during the sampling process to be carried out in the time-discrete filters 4a to 4n.
  • the signal in the filters 4a to 4n is then sampled and frequency-selectively suppressed to such an extent that the respective parts of the signal belonging to the specified frequency ranges can be treated separately.
  • the control amplifiers 5a to 5n which are controlled by the controllers 6a to 6n, a gain control that is dependent on the input or output level is achieved, whereby various known control principles can be used, for example the usual AGC circuits using the short-term average of these levels, but also instantaneous value compressors, as specified by Keidel and Spreng in DE-AS 1 512 720. This enables extensive compensation for disturbances in hearing dynamics (e.g. loudness compensation - recruitment).
  • the hearing aid wearer has the Possibility to bring the volume of the output signal into a volume range that is comfortable for him.
  • any nonlinear signal deformation can be achieved with the nonlinear circuits 9a to 9n.
  • a peak value limitation is carried out in a known manner and thus the occurrence of unpleasant or even hearing-damaging peak values of the output sound pressure level is prevented.
  • Filters 1 Oa to 1 On can be dispensed with if the interference suppression due to the low-pass properties of power amplifier 12 and receiver 13 is sufficient.
  • the further treatment of the sum signal takes place in the usual way, i.e. it is in the amplifier 12 to operate the output converter, i.e. in the present case, the receiver 13, brought the necessary intensity.
  • a signal then appears on the receiver 13 which is suitable for compensating for the particular hearing loss.
  • the controllers 6a to 6n must now be set so that the loss of dynamics in the respective frequency band is compensated for as well as possible, i.e. the controller 6n in the most high-frequency channel will bring about a significant gain reduction at high levels, while the controller 6a in the low-pass channel remains almost without influence.
  • the limiters 9a to 9n are to be set in a known manner in such a way that the patient's discomfort threshold is not appreciably exceeded by the signal level at any frequency. If the filters 10a to 10n are installed, they must be dimensioned in such a way that distortion components are largely suppressed (e.g. by designing them as duplicates of the corresponding channel separation filters 4a to 4n).
  • the programming circuit 14 represents a microcomputer circuit operating in the sense of an adaptive optimal filter, this will only maintain the basic setting described above if it is only in the input signal supplied via line 22 according to the methods described in US Pat. No. 4,025,721 Speech, but no significant interference signal components. However, if interference noise components are detected, the gain in each channel is automatically reduced the more the greater the ratio of interference level to speech signal level in the relevant channel in the sense of the optimal filter function.
  • the data which are supplied to the programming circuit 14 via the plug connection 21 can be sent to an external device, e.g. an audiometer.
  • an external device e.g. an audiometer.
  • the data transfer from the external device to the hearing aid can take place according to the signal plan of a standardized interface (e.g. CCITT-V.24 according to DIN 66020), only the signal levels have to be adjusted to the operating voltage of the hearing aid.
  • an agreed data word or control signal causes the non-volatile storage in an EPROM or EAROM. Later reprogramming is easily possible by deleting the non-volatile memory (EPROM or EAROM) according to its design (using ultraviolet radiation or electrical voltages) and transferring a new data record.

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Description

  • Die Erfindung betrifft ein Gerät zur Kompensation von Gehörschäden nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Geräte dieser Art sind z.B. beschrieben in Scand. Audiol. 8:121-126, 1979, als «programmabie Hearing aid with multichannel compression» von S. Mangold und A. Leijon (vgl. insbesondere Seite 121, rechte Spalte, letzter Absatz einschliesslich Seite 122, rechte Spalte, Absatz 4).
  • Bei dem bekannten Gerät wird das elektrische Eingangssignal, das etwa in einem Mikrofon oder einer Induktionsaufnahmespule erzeugt wird, mehreren Filtern zugeleitet, die jeweils aneinandergrenzende Abschnitte des angebotenen Frequenzbereiches durchlassen. Die einzelnen Teile des Signals werden dann im Hinblick auf die Schwerhörigkeit, die zu kompensieren ist, durch Kompression und Veränderung der Amplituden beeinflusst. Schliesslich werden die verschiedenen Signale aus den sogenannten Kanälen wieder zusammengeführt und über einen Ausgangswandler dem Ohr des Schwerhörigen zugeführt. Die Steuerung der Filter ebenso wie der Kompression und der Lautstärkesteuerung erfolgt dabei über einen Speicher, der mit Daten über die zu kompensierende Schwerhörigkeit oder mit daraus hergeleiteten Daten programmiert wurde, etwa, indem die Eingabe dieser Daten durch ein Audiometer über einen Dateneingang des Hörgerätes erfolgt.
  • Aus der US-A-3 784 750 ist eine Anordnung zur Kompensation von Gehördefekten bekannt. Bei dieser liegt hinter dem die Eingangsschallsignale aufnehmenden Element eine Parallelanordnung aus mehreren Signalzweigen. Jeder davon besteht aus einem frequenzselektiven Filter und einer pegelabhängigen Verstärkungsregelung, gefolgt von einem die Teilsignale zusammenfassenden Summierverstärker, der über einen Endverstärker mit einem Ausgangssignalwandler verbunden ist. Die dabei in Betracht gezogene Schaltung geht von einer rein analogen Realisierung mit handelsüblichen integrierten Operationsverstärkern aus. Dabei werden aber zwei Batterien mit je 2,7 V Spannung erfordert. Es hat sich erwiesen, dass eine solche Anordnung keinesfalls in alle Arten von Hörgeräten, insbesondere in am Kopf zu tragende, eingebaut werden kann und dass sogar der Einbau in Taschenhörgeräte heute üblicher Grösse ausserordentlich schwierig ist.
  • Die DE-A-2 707 607 bezieht sich auf kompensierende Filter, die auch in Hörhilfen benutzt werden sollen, und zeigt den Einsatz von Diskretzeitfiltern auf. Auch die hierzu erforderlichen Bauelemente ergeben die Nachteile der Anordnung nach der US-A-3 784 750, weil sie einen zu voluminösen Aufbau ergeben, der zu hohe Ansprüche an die Stromversorgung stellt.
  • In der US-A-4 185 168 sind Verfahren und Vorrichtungen angegeben, mit denen annähernd stationäre Geräusche von Signalen abgefiltert werden können. Der dabei erforderliche Aufbau stimmt aber hinsichtlich benötigtem Volumen und erforderlicher Stromversorgung mit oben diskutierter DE-A-2 707 607 überein und weist daher ihre Nachteile auf.
  • Es ergeben sich folgende Nachteile:
    • 1. Soll die Hörhilfe auch schwergradige Hörstörungen ausgleichen können (z.B. starke Hochtonverluste), so werden Filterschaltungen notwendig, die viel Raum und Strom beanspruchen, so dass ein Einbau in Hinter-dem-Ohr-Geräte erschwert ist.
    • 2. Es ergeben sich Genauigkeits- und Temperaturstabilitätsprobleme bei den Widerständen und Kondensatoren, insbesondere, wenn die Filter in integrierter Schaltungstechnik realisiert werden sollen.
    • 3. Die Einstellung der Filtercharakteristik mit der für eine universell anwendbare Hörhilfe nötigen Variationsbreite und Genauigkeit erfordert sehr aufwendige Schaltungen (z.B. Digital-Analog-Wandler und Analog-Multiplizierer).
  • Die unter 2. und 3. genannten Nachteile werden vermieden, wenn die Signalverarbeitung vollständig digital, d.h. zeitdiskret und amplitudenquantisiert, durchgeführt wird. Ein derartiges, mit integrierten Logikschaltungen arbeitendes Hörgerät ist aus der US-PS 4 187 413 bekannt. Wegen des Aufwandes für den Analog-Digital-Wandler am Eingang und den Digital-Analog-Wandler am Ausgang bleibt aber die unter 1. genannte Schwierigkeit erhalten. Insbesondere der hohe Strombedarf derartiger Schaltkreise kann aus den in dem bei Hinter-dem-Ohr-Geräten durch die Schaltung schon beschränkten Einbauraum einsetzbaren Batterien nur schwer gedeckt werden.
  • Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für ein Gerät zur Kompensation von Gehörschäden nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 eine Anordnung anzugeben, die hinsichtlich Raumbedarf und Stromverbrauch auch in am Kopf zu tragenden Hörgeräten eine Mehrkanalverarbeitung des Eingangssignals ermöglicht, die von einem Speicher aus gesteuert werden kann. Die vorgenannte Aufgabe wird nach der Erfindung durch im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 genannten Massnahmen gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen sind den Unteransprüchen zu entnehmen.
  • Durch die Verwendung zeitdiskret und amplitudenanalog arbeitender Filter werden aufwendige Schaltungen vermieden, so dass eine Realisierung in der Grösse von handelsüblichen Taschenhörgeräten oder Hinter-dem-Ohr-Hörgeräten wesentlich erleichtert wird. Dies ist mit den inzwischen bekanntgewordenen zeitdiskret arbeitenden integrierten Filterschaltungen möglich, welche alle für Hörgeräteanwendungen wesentlichen Vorteile reiner Digitalfilter besitzen, die wegen der analogen Darstellung der Zustandsvariablen aber keine Analog-Digital- und Digital-Analog-Wandler mehr erfordern. Es handelt sich hierbei vorzugsweise um Schalter-Kondensator-Filter («switched capacitor filters»-SCF), Kettenspeicher-Filter («bucked brigade devices»-BBD) und Filter mit ladungsgekoppelten Speichern («charge coupied devices»-CCD). Damit ergibt sich die Möglichkeit, kleine Taschenhörgeräte und Hinter-dem-Ohr-Hörgeräte mit zeitdiskreten Filtern auszustatten. Weil die genannten Filter auch so aufgebaut werden können, dass ihre Koeffizienten durch digitale Steuersignale sehr schnell veränderbar sind, wird es nach der Erfindung möglich, eine mehrkanalige adaptive Optimalfilterung im Hörgerät durchzuführen. Dies ermöglicht zugleich die gezielte Verminderung von Störgeräuschen, wie sie etwa im US-PS 4 025 721 näher beschrieben ist.
  • Die Ausgangssignale von amplitudenanalog arbeitenden zeitdiskreten Filtern und von Digital-Analog-Wandlern liegen in der Form einer Treppenkurve vor. Dies bedeutet, dass ihr Spektrum Wiederholungen des Signalspektrums bei Vielfachen der Abtastfrequenz enthält (bekannt z.B. aus A.B. Carlson, Communication Systems, McGraw Hill, New York, 1968, Abschn. 7.1 - 7.2, Seiten 272 bis 289). Fallen Teile dieser Wiederholungsspektren in den hörbaren Frequenzbereich, so werden sie als Verzerrungen hörbar. Deshalb werden diese Wiederholungsspektren üblicherweise durch einen analogen Tiefpass (ein sogenanntes «Glättungsfilter») unterdrückt.
  • Als besonders zweckmässig hat es sich erwiesen, die Arbeitstaktfrequenz der zeitdiskreten Filter höher zu wählen als die Summe aus der oberen Grenzfrequenz der Hörfähigkeit und der Grenzfrequenz des Eingangsverstärkers, weil dann die genannten Wiederholungsspektren vollständig oberhalb des hörbaren Frequenzbereiches liegen. Als Grenzfrequenz ist hierbei diejenige Frequenz zu verstehen, bei der ein Grenzwert des Frequenzganges (z.B. -60 dB) endgültig unterschritten wird. Damit werden auf einfache Weise die genannten Verzerrungen nicht mehr hörbar und man kommt ohne Mittel für ihre Aussiebung aus.
  • Die verwendeten zeitdiskreten Filter haben den Vorteil, dass sie auch als integrierte Schaltkreise sowohl in Dick- oder Dünnschicht- als auch in monolithischer Integrationstechnik herstellbar sind. Dadurch lassen sich hochkomplexe Schaltungen auf kleinem Raum realisieren. Die zeitdiskrete Arbeitsweise hat hierbei den Vorteil, dass die von integrierten Analogschaltungen bekannten Probleme hinsichtlich Stabilität und Temperaturverhaltens weitgehend vermeidbar sind und damit auch die oft zur Stabilisierung der integrierten Schaltungen erforderlichen Beschaltungen mit diskreten Bauelementen. Speziell Schalter-Kondensator-Filter lassen sich besonders vorteilhaft in komplementärer Metall-Oxid-Silizium-(CMOS-)Technologie integrieren zu Schaltkreisen, die sich durch geringen Platzbedarf, höchste Zeit- und Temperaturkonstanz sowie sehr kleine Versorgungsspannungen und -ströme auszeichnen.
  • Die Erfindung umfasst Mehrkanalhörgeräte jeder Kanalzahl, d.h. Geräte mit allgemein n parallelen frequenzselektiven Filtern, deren Durchlassbereiche sich höchstens geringfügig in den Abfallflanken des Frequenzganges überlappen, wobei n :s 2 gewählt ist. Im Hinblick auf den beabsichtigten optimalen Ausgleich möglichst vieler praktisch vorkommender Hörstörungen ist eine wünschenswerte obere Grenze der Kanalzahl n beim gegenwärtigen Stand der Erkenntnis die Zahl der Frequenzgruppen («Critical Bands») des Gehörs, die mit 24 angegeben wird [lt. E. Zwicker, Scaling, in: W.D. Keidel und W.D. Neff (Ed.), Handbookof Sensory Physiology, Vol. V, Part 2, Springer, Berlin 1975, Abschn. lll.A, Seiten 409 bis 4141.
  • Derart hohe Kanalzahlen sind wegen des Raum-und Strombedarfs der erforderlichen Schaltungselemente derzeit noch nicht realisierbar. Es hat sich jedoch erwiesen, dass bereits Dreikanalgeräte eine wesentlich bessere Anpassung als konventionelle Hörgeräte erlauben, wenn die Durchlassbereiche der Filter mit denjenigen Frequenzbändern übereinstimmen, die von den wichtigsten Formanten durchschnittlicherweise eingenommen werden. Damit würde der erste Bereich zwischen der unteren Frequenzgrenze der Schallwandler (ca. 50 Hz) und ca. 600 Hz, der zweite zwischen ca. 600 Hz und ca. 2,5 kHz und der dritte zwischen ca. 2,5 kHz und der durch die Schallwandler festgelegten Obergrenze (derzeit 8 bis 10 kHz) liegen. Mit solchen Geräten kann in sehr vielen Fällen die Hörstörung bereits mit ausreichender Genauigkeit ausgeglichen werden; ausserdem wird damit verhindert, dass starke tieffrequente Störsignale (z.B. Verkehrs- oder Maschinengeräusche) die Verstärkungsregelung in den für die Sprachverständlichkeit besonders wesentlichen höherfrequenten Kanälen, d.h. insbesondere bei ca. 1 bis ca. 8 kHz, ungünstig beeinflussen.
  • Es hat sich als zweckmässig erwiesen, nur einen Lautstärkesteller vorzusehen, dessen Ausgangssignal die Verstärkung jeweils eines Signalverstärkers in je einem Teilkanal beeinflusst. Damit lässt sich der Einbau von Mehrfachpotentiometern vermeiden, welche hinsichtlich ihres Platzbedarfes und des schwierigen Gleichlaufabgleiches problematisch sind. Gleichzeitig kann so in jedem Kanal eine individuelle, durch Bauart oder Voreinstellung des jeweiligen Verstärkers festgelegte Stellerkennlinie realisiert werden.
  • Als weiterhin vorteilhaft hat es sich erwiesen, vor oder nach der additiven Zusammenfassung der Teilsignale eine Ausfilterung von Verzerrungsanteilen, die sich aus der nichtlinearen Signalverformung durch die automatische Vertärkungsregelung (AGC) und die Spitzenwertbegrenzung (PC) ergeben können, aus den Teilsignalen oder aus dem Summensignal zu bewirken. Dafür können Tiefpässe oder Bandpässe verwendet werden, deren Frequenzgänge denjenigen der oben beschriebenen Filter zur Kanaltrennung angenähert sind. Je nach dem Grad der erforderlichen Störbefreiung können einfache passive RC-Filter, integrierte aktive RC-Schaltungen oder wiederum zeitdiskrete Filter verwendet werden.
  • Die Verwendung zeitdiskreter Filter ermöglicht es, eine Änderung der Filtercharakteristika (Frequenzgrenzen und Verstärkungen) über einen weiten Verstellbereich hin in einfacher Weise zu erreichen. Dies geschieht zweckmässigerweise dadurch, dass die Einstellparameter in einem externen Gerät, am vorteilhaftesten bereits im Audiometer, digital codiert und seriell über eine Doppelleitung oder parallel über mehrere Leitungen an das Hörgerät übermittelt Werden. Diese Daten werden in eine Programmierschaltung eingespeichert, welche daraus in prinzipiell bekannter Weise (o.g. Veröffentlichung von Mangold u. Leijon; US-PS 4 187 413) Einstellsignale herleitet und den Filtern zuführt. Wie ebenfalls prinzipiell vorbekannt, erweist es sich als zweckmässig, mittels weiterer, andie Programmierschattung übertragener Daten auch die Parameter der Verstärkungsregelungs-. und Spitzenwertbegrenzungs-Schaltungen (z.B. Grundverstärkung, Regelungseinsatz, statischer und dynamischer Kennlinienverlauf) einzustellen.
  • Der Parameterspeicher der Programmierschaltung wird zweckmässigerweise löschbar ausgebildet, etwa nach Art eines durch Ultraviolettlicht bzw. elektrische Spannung löschbaren programmierbaren Festwertspeichers ausgeführt [erasable programmable read-only-memory (EPROM) bzw. electrically alterable read-only-memory (EAROM)]. Dadurch ist es möglich, die für einen längeren Zeitraum fest programmierten Hörgerätedaten später, z.B. bei einer weiteren audiometrischen Untersuchung des Hörgeräteträgers gemäss der inzwischen eingetretenen Veränderung des Hörschadens, zu ändern.
  • Eine Erweiterung der Programmierschaltung, die sich in vielen Fällen als zweckmässig erwiesen hat, kann dadurch erhalten werden, dass neben der Speicherung vorgegebener Grunddaten eine vom Eingangssignal abhängige fortlaufende Veränderung der Hörgerätedaten durch die Programmierschaltung selbst ermöglicht wird, z.B. durch Realisierung dieser Schaltung mittels eines Mikrocomputerschaltkreises. Dadurch wird eine adaptive Störsignalunterdrückung durch Optimalfilterung möglich, wie sie aus US-Patent 4 025 721 bekannt ist. Durch die Erfindung wird aber das dort nur einkanalig realisierte Prinzip auf eine mehrkanalige Optimalfilterung in allen Frequenzkanälen erweiterbar.
  • Weitere Einzelheiten und Vorteile der Erfindung werden nachfolgend anhand des in der Figur dargestellten Ausführungsbeispieles weiter erläutert.
  • In der Figur ist in einem schematischen Blockschaltbild ein erfindungsgemäss mit Filtern ausgestattetes Hörgerät gezeichnet.
  • Bei dem gezeichneten Gerät ist als Eingangswandler ein Mikrofon 1 vorgesehen, das an einen Vorverstärker 2 angeschlossen ist, der, wie durch 2' angedeutet, einen Tiefpassfrequenzgang aufweist. Das so verstärkte Signal wird dann an einem Punkt 3 auf eine Mehrzahl, d.h. insgesamt n zeitdiskrete Frequenzfilter 4a bis 4n, verteilt. Davon ist das mit 4a bezeichnete ein Bandpass, welcher Frequenzen von 50 bis 600 Hz durchlässt. Das ebenfalls an den Punkt 3 angeschlossene Filter 4b ist ein Bandpass, welcher bei Frequenzen von 0,6 bis 2,5 kHz wirksam ist. Bei verkleinertem Frequenzumfang der Filter 4a und 4b können dann, wie durch Punkte 4c angedeutet, noch mehrere Filter vorgesehen sein. Schliesslich folgt als letztes das Filter 4n, welches bei der für 4a und 4b angegebenen Frequenzverteilung bei 2,5 bis ca. 8 kHz wirksam ist.
  • Auf die Filter folgen dann regelbare Verstärker 5a und 5n, die zusammen mit Reglern 6a bis 6n in prinzipiell bekannter Weise eine Verstärkungsregelung realisieren. Auch hier ist die Anordnung weiterer Regelverstärker mit 5c und Regler mit 6c bezeichnet. Danach gelangen die Signale zu regelbaren Verstärkern 7a bis 7n, welche, gesteuert durch die Ausgangsspannung des Lautstärkestellers 8, die Lautstärkeeinstellung vornehmen.
  • Anschliessend werden die Signale in bekannter Weise in den nichtlinearen Elementen 9a bis 9n einer Spitzenwertbegrenzung unterworfen. Dadurch verursachte Signalverzerrungen werden durch Nachfilterung mit Filtern 10a bis 1 On vermindert, welche in ihrem Frequenzgang beispielsweise den Filtern 4a bis 4n entsprechen können. Auch bei den Regelverstärkern 7a bis 7n, den Begrenzern und den verzerrungsvermindernden Filtern 10a bis 10n ist mit 7c, 9c und 10c eine Ergänzungsmöglichkeit durch weitere Kanäle angedeutet.
  • Die so behandelten Signale werden schliesslich in einem Punkt 11 additiv wieder zusammengefasst und über einen Endverstärker 12 einem Hörer 13 als Ausgangswandler zugeführt.
  • Die Einstellung der Filter 4a bis 4n, Regler 6a bis 6n und Spitzenwertbegrenzer 9a bis 9n erfolgt durch eine Programmierschaltung 14. Die Filter 4a bis 4n erhalten dabei ihre Steuersignale über die Leitungen 15a bis 15n; entsprechendes erfolgt bei den Reglern 6a bis 6n über die Leitungen 16a bis 16n, bei den Begrenzern 9a bis 9n über die Leitungen 17a bis 17n und schliesslich bei den Filtern 10a bis 10n über die Leitungen 18a bis 18n.
  • Die Programmierschaltung 14 ihrerseits erhält die Einstelldaten von einem externen Gerät (z.B. einem Audiometer) über eine oder mehrere Datenleitungen 19, wobei die Übertragung und die Abspeicherung in der Programmierschaltung 14 über mehrere Steuerleitungen 20 vom externen Gerät aus kontrolliert wird. Die Verbindung zu letzterem wird durch eine Steckverbindung 21 vermittelt. Wird die Programmierschaltung 14 durch einen Mikrocomputerschaltkreis realisiert, so kann sie die Einstellparameter vollständig oder teilweise selbst errechnen, in Abhängigkeit von dem momentan vorliegenden Eingangssignal, das ihr zu diesem Zweck über die Leitung 22 zugeführt wird.
  • Die Wirkungsweise des Gerätes ergibt sich dadurch, dass das im Eingangssignalwandler, d.h. im Mikrofon 1 bzw. einer an seine Stelle tretenden Induktionsaufnahmespule für elektromagnetische Schwingungen, erzeugte elektrische Signal im Verstärker 2 auf einen solchen Spannungspegel angehoben wird, dass es der nachfolgenden Signalverarbeitung gut zugänglich ist. Der im Verstärker 2 enthaltene Tiefpassfrequenzgang 2' verhindert, dass bei dem in den zeitdiskreten Filtern 4a bis 4n durchzuführenden Abtastvorgang Signalanteile und gegebenenfalls eingekoppelte Störsignale, die oberhalb der halben Abtastfrequenz liegen, in den hörbaren Frequenzbereich zurückgefaltet werden.
  • Darauf wird das Signal in den Filtern 4a bis 4n abgetastet und frequenzselektiv jeweils so weit unterdrückt, dass die jeweiligen, den angegebenen Frequenzbereichen angehörenden Teile des Signals gesondert behandelt werden können. So wird in den Regelverstärkern 5a bis 5n, die über die Regler 6a bis 6n gesteuert werden, eine vom Eingangs- oder Ausgangspegel abhängige Verstärkungsregelung erreicht, wobei verschiedene bekannte Regelungsprinzipien anwendbar sind, beispielsweise die üblichen, den Kurzzeitmittelwert dieser Pegel verwendenden AGC-Schaltungen, aber auch Momentanwertkompressoren, wie von Keidel und Spreng in der DE-AS 1 512 720 angegeben. Dadurch wird eine weitgehende Kompensation von Störungen der Gehördynamik (z.B. dem Lautheitsausleich - Rekruitment -) ermöglicht.
  • Mittels des Stellers 8 und der davon angesteuerten Regelverstärker 7a bis 7n hat der Hörgeräteträger die Mglichkeit, die Lautstärke des Ausgangssignals in einen ihm angenehmen Lautstärkebereich zu bringen. Mit den nichtlinearen Schaltungen 9a bis 9n kann prinzipiell eine beliebige nichtlineare Signalverformung erreicht werden. Im Normalfall wird in bekannter Weise eine Spitzenwertbegrenzung vorgenommen und damit das Auftreten von unangenehmen oder gar gehörschädigenden Spitzenwerten des Ausgangsschalldruckpegels verhindert.
  • In den Filtern 10a bis 10n werden die durch diese Nichtlinearitäten verursachten Verzerrungsanteile vermindert, die Nutzsignale aber weitmöglichst unbeeinflusst gelassen. Auf die Filter 1 Oa bis 1 On kann verzichtet werden, wenn die Störanteil-Unterdrückung durch die Tiefpasseigenschaften von Endverstärker 12 und Hörer 13 ausreichend ist. Nach der Zusammenfassung der Teilsignale am Additionspunkt 11 erfolgt die weitere Behandlung des Summensignals in üblicher Weise, d.h. es wird im Verstärker 12 auf die zum Betrieb des Ausgangswandlers, d.h. im vorliegenden Fall des Hörers 13, notwendige Intensität gebracht. Am Hörer 13 erscheint dann ein Signal, welches zur Kompensation der jeweils vorliegenden Schwerhörigkeit geeignet ist.
  • Bei einer Schwerhörigkeit, bei der z.B. hauptsächlich die Hörfähigkeit für hohe Frequenzen beeinträchtigt ist und ausserdem ein Lautheitsausgleich (Rekruitment) im wesentlichen nur in diesem Bereich auftritt, ist die (ungeregelte) Grundverstärkung der Frequenzkanäle an den Verstärkern 5a bis 5n in bekannter Weise jeweils so einzustellen, dass insgesamt der pathologische Hörschwellenverlauf des Patienten im Mittel bestmöglich kompensiert wird. Die Regler 6a bis 6n sind nun so einzustellen, dass der Dynamikverlust im jeweiligen Frequenzband so gut wie möglich ausgeglichen wird, d.h. der Regler 6n im hochfrequentesten Kanal wird bei grossen Pegeln eine deutliche Verstärkungsverminderung bewirken, während der Regler 6a im Tiefpasskanal nahezu ohne Einfluss bleibt. Die Begrenzer 9a bis 9n schliesslich sind in bekannter Weise so einzustellen, dass die Unbehaglichkeitsschwelle des Patienten bei keiner Frequenz vom Signalpegel merklich überschritten wird. Sind die Filter 10a bis 10n eingebaut, so sind sie so zu bemessen, dass Verzerrungsanteile weitestgehend unterdrückt werden (z.B. indem sie frequenzgangsmässig als Duplikate der entsprechenden Kanaltrennungsfilter 4a bis 4n ausgeführt werden).
  • Stellt die Programmierschaltung 14 eine im Sinne eines adaptiven Optimalfilters arbeitende Mikrocomputerschaltung dar, so wird diese die oben beschriebene Grundeinstellung nur dann beibehalten, wenn sie nach Verfahren, die im US-Patent 4 025 721 beschrieben sind, in dem über die Leitung 22 zugeführten Eingangssignal nur Sprache, aber keine wesentlichen Störsignalanteile feststellt. Werden jedoch Störschallanteile erkannt, dann wird im Sinne der Optimalfilterfunktion die Verstärkung in jedem Kanal automatisch um so mehr zurückgenommen, je grösser das Verhältnis von Störpegel zu Sprachsignalpegel in dem betreffenden Kanal ist.
  • Die Daten, welche der Programmierschaltung 14 über die Steckverbindung 21 zugeführt werden, können einem externen Gerät, z.B. einem Audiometer, entnommen werden. Dazu ist es notwendig, dass im externen Gerät das Sendeteil einer Datenschnittstelle eingebaut ist, während die Programmierschaltung 14 so ausgeführt ist, dass sie die Funktion des zugehörigen Empfangsteils erfüllt. Die Datenübertragung vom externen Gerät zur Hörhilfe kann entsprechend dem Signalplan einer genormten Schnittstelle (z.B. CCITT-V.24 nach DIN 66020) erfolgen, lediglich die Signalpegel sind an die Betriebsspannung der Hörhilfe anzupassen. Nach der Übertragung veranlasst ein vereinbartes Datenwort oder Steuersignal die nichtflüchtige Speicherung in einem EPROM oder EAROM. Eine spätere Umprogrammierung ist leicht möglich, indem der nichtflüchtige Speicher (EPROM oder EAROM) entsprechend seiner Bauweise (mittels Ultraviolettstrahlung oder elektrischer Spannungen) gelöscht und ein neuer Datensatz übertragen wird.

Claims (8)

1. Gerät zur Kompensation von Gehördefekten, bei dem hinter dem die Eingangsschallsignale aufnehmenden Element (1) eine Parallelanordnung aus mehreren Signalzweigen angeordnet ist, von welchen jeder aus jeweils einem frequenzselektiven Filter (4a bis 4n), einer pegelabhängigen Verstärkungsregelung (6a bis 6n und 7a bis 7n) und einer Anordnung zur nichtlinearen Signalverformung (9a bis 9n) besteht, gefolgt von einem die Teilsignale zusammenfassenden Summierverstärker (11), der über einen Endverstärker (12) mit einem Ausgangssignalwandler (13) verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass das frequenzselektive Filter (4a bis 4n) sowie ein wahlweise zwischen der Anordnung zur nichtlinearen Signalverformung (9a bis 9n) und dem Summierverstärker (11) zusätzlich einfügbares Filter (10a bis 1 On), welches die durch nichtlineare Signalbeeinflussung entstehenden Verzerrungsanteile des jeweiligen Teilsignals reduziert, als amplitudenanalog arbeitende zeitdiskrete Filter in der Form integrierter Schaltkreise ausgebildet sind.
2. Gerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Arbeitsfrequenz der zeitdiskreten Filter (4a bis 4n und 10a bis 10n) höher ist als die Summe der oberen Frequenzgrenze der Hörfähigkeit und der oberen Grenzfrequenz des Eingangsverstärkers (2).
3. Gerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Anordnung eine Programmierschaltung (14) umfasst, welche über eine Verbindung (21) zu einem externen Datenerzeugungsgerät, etwa einem Audiometer, mit Daten für die Beeinflussung der Koeffizienten der frequenzselektiven Filter (4a bis 4n), der Parameter der Verstärkungsregler (6a bis 6n) und der nichtlinearen Schaltungsanordnungen (9a bis 9n) sowie der Koeffizienten der verzerrungsabschwächenden Filter (10a bis 10n) versorgt wird.
4. Gerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die frequenzselektiven Filter (4a bis 4n und 10a bis 10n) Schalter-Kondensator-Filter («Switched Capacitor Filters») sind.
5. Gerät nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch ein Mikrofon (1) als Eingangssignalwandler, einen anschliessenden, einen Tiefpassfrequenzgang aufweisenden Vorverstärker (2, 2'), dessen Ausgang an wenigstens zwei (allgemein n) parallelgeschalteten zeitdiskreten Filtern (4a bis 4n) liegt, auf die mindestens in einem Kanal (allgemein in allen n Kanälen) jeweils ein Regelverstärker (5a bis 5n) mit Regler (6a bis 6n) für automatische Verstärkungsregelung (6a bis 6n), je ein über einen gemeinsamen Lautstärkesteller (8) in seiner Verstärkung veränderbarer Signalverstärker (7a bis 7n), je ein nichtlineares Element (9a bis 9n) sowie je ein frequenzselektives Filter zur Verzerrungsanteilsabschwächung (10a bis 10n) .folgt und dass die Ausgänge dieser Parallelschaltungen an einem Summierpunkt (11) zusammengeführt sind, an dem ein Endverstärker (12) und schliesslich ein Ausgangswandler (13) liegen, sowie durch eine Programmierschaltung (14), über welche die Filterkoeffizienten der Filter (4a bis 4n und 1 Oa bis 10n) und die Parameter der Regler (6a bis 6n) sowie der Nichtlinearitäten (9a bis 9n) einstellbar sind.
6. Gerät nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Programmierschaltung (14) über mehrere Leitungen (19 und 20) und eine Steckverbindung (21) von einem externen Gerät aus mit Einstelldaten versorgt werden kann.
7. Gerät nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Programmierschaltung (14) eine integrierte Mikrocomputerschaltung ist.
8. Gerät nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass in der Mikrocomputerschaltung Programme und Daten gespeichert und wirksam sind, welche eine von dem an Punkt (3) anstehenden Eingangssignal abhängige Einstellung der zeitdiskreten Filter (4a bis 4n) als adaptive Optimalfilter ermöglichen.
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