EA020813B1

EA020813B1 - Система радиочастотных ofdm-mimo передач

Info

Publication number: EA020813B1
Application number: EA201200040A
Authority: EA
Inventors: Оливер Пол Хэффенден; Кристофер Райан Ноукс; Джонатан Хайтон Стотт
Original assignee: Бритиш Бродкастинг Корпорейшн
Priority date: 2007-05-23
Filing date: 2008-05-22
Publication date: 2015-01-30
Also published as: EA016296B1; EP2477369B1; EA201200040A1; HRP20120300T1; WO2008142419A1; RS52238B; GB2449470B; EP2477369A1; KR20100021623A; CN101730990B; ES2380412T3; WO2008142419A9; ES2431029T3; PL2477369T3; GB0709899D0; KR101529450B1; PL2158736T3; EP2158736A1; EP2158736B1; AU2008252671B2

Abstract

В изобретении система радиочастотных OFDM-MIMO передач принимает форму системы DVB-T, которая модифицирована таким образом, что фазы выбранных одних из передач пилот-сигналов, в частности рассеянных пилот-сигналов, выбирают или изменяют в передатчиках так, что некоторые из соответствующих передач пилот-сигналов от двух (или больше) каскадов передатчиков MIMO имеют одну и ту же фазу, а другие из передач имеют относительно инвертированную фазу. В приемнике принимаемые пилот-сигналы (30) извлекают и объединяют так, чтобы получать индикацию относительно характеристик канала передач. Имеется три усовершенствования: i) любые непрерывные пилот-сигналы на той же несущей, что и инвертированные рассеянные пилот-сигналы, также являются инвертированными по фазе (1), ii) эти рассеянные пилот-сигналы на чередующихся несущих пилот-сигналов являются инвертированными по фазе, даже если это означает, что данный символ имеет некоторые инвертированные и некоторые неинвертированные, и iii) в приемнике неинвертированные (34) и инвертированные пилот-сигналы (36) разделяют, интерполируют по частоте и времени (38, 40), а затем суммируют и вычитают (42, 44).

Description

Данное изобретение относится к способу радиочастотных ΟΡΌΜ-ΜΙΜΟ передач (системы мультиплексирования с ортогональным частотным разделением каналов со многими входами и многими выходами) и к передатчику и приемнику, предназначенным для использования в таком способе.

Должна быть сделана ссылка на следующие документы в качестве предшествующего уровня техники.

[1] Стандарт ΕΤδ 300 744 (Европейский телекоммуникационный стандарт) ΕΤδΙ (Европейского института стандартизации электросвязи), Цифровые широковещательные системы для службы телевизионного вещания, передачи звука и данных; структура формирования кадров, кодирование каналов и модуляция для цифрового наземного телевидения, 1997 г., стандарт БУВ-Т (стандарт цифрового наземного телевизионного вещания).

[2] Патент США 5345599, выданный Раи1га.) и др., 1994 г.

[3] С. р18сЫш апб Μ. Сащ. О пределах беспроводной связи в среде с замираниями при использовании множества антенн, \Уне1е55 Регкопа1 Соттишсабопк (Беспроводная персональная связь), т. 6, № 3, март 1998 г., с. 311-335.

[4] Европейская патентная заявка 1221793А, которая описывает базовую структуру приемника БУВ-Т.

[5] Технологии δΌΜ^ΟΡΌΜ (пространственного разделения каналов - кодового ортогонального частотного уплотнения) для беспроводного широкополосного доступа свыше 100 мегабит/с, δид^уата и др., ΝΤΤ ТесЬп1са1 Ке\зе\у (Технический обзор ΝΤΤ), т. 2, № 1, январь 2004 г.

[6] Отношение пилот-сигналов к данным по мощности для увеличения до максимума пропускной способности ΜΙΜΘ-ΘΡΌΜ, Ктт и др., ΙΕΕΕ Тгапк. оп Соттцшсабопк (Транзакции при передаче данных Института инженеров по электротехнике и радиоэлектронике), 22 ноября 2004 г; см. также ссылочные материалы [1]-[7] этого документа, которые описывают различные предложения по ΘΡΌΜ-ΜΙΜΘ, и ссылочные материалы [8]-[20], которые связаны с аспектами пилот-сигналов в системах ΘΡΌΜ (мультиплексирования с ортогональным частотным разделением каналов) и/или ΜΙΜΟ (с множеством входов и множеством выходов).

[7] К. Μоηη^е^, ЕВ. Каи11 апб Т. бе Соиакпоп, Цифровое телевизионное вещание с высокой эффективностью использования спектра ΙΒδ (Институт основных эталонов), Амстердам, Нидерланды, с. 380384, 1992 г., который описывает систему цифровых передач, использующую передачи с двойной поляризацией.

[8] δοΗϋ1ζβ апб Ьибегк Теория и применения ΟΡΌΜ и ί'ΌΜΛ (множественного доступа с кодовым разделением каналов), издание 1оЬп \УПеу & δопк, 2005 г., ΙδΒΝ 0470850698 (международный стандартный номер книги), особенно см. с. 181-183.

[9] Международная патентная заявка \УО 01/76110 Циа1сотт !пс/^а11асе и др. описывает получение информации СδI (указателя состояния канала) в основанной на ΟΡΌΜ системе ΜΙΜΟ посредством использования символов пилот-сигналов. Блоки приемников определяют СδI для определенных непересекающихся подканалов, которые несут символы пилот-сигналов, и сообщают их обратно на передатчик, производящий оценки для непересекающихся подканалов, которые не несут символы пилот-сигналов.

Были предложены способы поставки наземного цифрового беспроводного телевидения, которые применяют методы систем со многими входами и многими выходами (ΜΙΜΟ), чтобы обеспечивать возможность выполнять двунаправленные передачи или передачи с двойной поляризацией, подлежащие использованию. В типичной базовой системе имеется две передающие антенны и две приемные антенны с ассоциированными передатчиками и приемниками, как иллюстрируется на фиг. 1 прилагаемых чертежей. Такая система может выдавать до двойной пропускной способности общепринятого БУВ-Т (стандарта цифрового наземного телевизионного вещания), пока не требуется дополнительный спектр. В более общем смысле ΜΙΜΟ относится к линии радиосвязи, использующей по меньшей мере два (два или больше) передатчика и два приемника. Основное допущение заключается в том, что в соответствующей среде РЧ (радиочастотные) тракты от каждого передатчика к каждому приемнику являются достаточно несходными, так что действуют, по меньшей мере частично, как два отдельных канала.

Наши более ранние патентная заявка Великобритании 0603356.7 и европейская патентная заявка 07250430.1, обе опубликованные после приоритетной даты настоящей заявки и упоминаемые ниже как наши более ранние заявки, описывают систему ΟΡΌΜ-ΜΙΜΟ в форме системы БУВ-Т, которая модифицирована таким образом, что фазы выбранных одних из передач пилот-сигналов, в частности рассеянных пилот-сигналов, выбирают или изменяют в передатчиках так, что некоторые из соответствующих передач пилот-сигналов от двух (или больше) каскадов передатчиков ΜΙΜΟ имеют ту же самую фазу, а другие из передач имеют относительно инвертированную фазу. В приемнике пилот-сигналы извлекают и объединяют посредством прибавления и вычитания инвертированных и неинвертированных пилотсигналов, чтобы получать индикацию относительно характеристик канала передач. Такие модификации сигнала передачи стандарта БУВ-Т обеспечивают возможность приемнику иметь знание относительно результирующего матричного канала размерностью 2x2.

- 1 020813

Сущность изобретения

Настоящее изобретение обеспечивает способ выполнения радиочастотных ΟΡΌΜ-ΜΙΜΟ передач и передатчик и приемник, предназначенные для использования в этом способе. Изобретение относится к различным усовершенствованиям в системе по нашим более ранним заявкам.

Усовершенствования по настоящему изобретению определены в независимых пунктах формулы изобретения ниже, на которые теперь может быть сделана ссылка. В прилагаемой формуле изобретения сформулированы выгодные признаки. В частности, следует отметить, что различные усовершенствования можно использовать по отдельности или вместе, в различных комбинациях.

Краткое описание чертежей

Изобретение будет описано более подробно посредством примера со ссылкой на прилагаемые чертежи, на которых:

фиг. 1 - схематическое изображение системы ΜΙΜΟ с двумя передатчиками и двумя приемниками; фиг. 2 - временная диаграмма, иллюстрирующая пилот-сигналы в сигнале ΟΡΌΜ, как они используются в соответствии со стандартом ΌνΒ-Τ (ссылочный материал [1] выше);

фиг. 3 иллюстрирует систему ΟΡΌΜ-ΜΙΜΟ размерностью 2x2, применяемую для ΌνΒ-Τ, использующую двунаправленные антенны типа волновой канал; фиг. 4 - блок-схема передатчика в системе; фиг. 5 - блок-схема приемника в системе;

фиг. 6 - блок-схема части схемы приемника, предназначенной для обработки принимаемых пилотсигналов;

фиг. 7 - временная диаграмма, подобная показанной на фиг. 2, изображающая модификацию в соответствии с первым усовершенствованием по данному изобретению;

фиг. 8 показывает временные диаграммы, подобные фиг. 2, изображающие модификацию в соответствии со вторым усовершенствованием по данному изобретению;

фиг. 9 - блок-схема альтернативной формы в соответствии с третьим усовершенствованием по данному изобретению для части схемы приемника, показанной на фиг. 6, предназначенной для обработки принимаемых пилот-сигналов.

Подробное описание предпочтительного варианта осуществления изобретения

Изобретение наших более ранних заявок.

В упомянутых выше наших более ранних заявках раскрыты системы ΟΡΌΜ-ΜΙΜΟ, как будет подробно описано вначале.

В настоящее время действует цифровое наземное телевидение (ΌΤΤ), использующее стандарт ΌνΒΤ, которое хорошо известно специалистам в данной области техники. Оно использует ΟΟΡΌΜ (кодированное мультиплексирование с ортогональным частотным разделением каналов, или кодированное ΟΡΌΜ), которое представляет собой систему с множеством несущих, использующую большое количество ортогональных и близко расположенных несущих в пределах единственной полосы частот. Подлежащие передаче данные распределены по многим несущим, таким образом сильно снижая скорость передачи данных на каждой несущей. Данные передают в последовательности периодов символов, где каждый период символов перемещает один символ 0ΛΜ (квадратурной амплитудной модуляции) на каждой из множества переносящих данные несущих.

Чтобы помогать в частотной синхронизации и в оценивании канала, сигнал включает в себя два типа пилот-сигналов, и их выбирают одними из множества несущих, которые не переносят данные. Пилотсигналы или обучающие сигналы расположены в заданной структуре по частоте и времени. Как определено в стандарте ΌνΒ-Τ (ссылочный материал 1 выше), в дополнение к рассеянным пилот-сигналам обеспечивают непрерывные пилот-сигналы. Модуляция, применяемая и к непрерывным, и к рассеянным пилот-сигналам, обычно может представлять собой +4/3 или -4/3 в соответствии с псевдослучайной последовательностью в индексе несущей. Такие несущие хорошо описаны во многих публикациях, включая учебники, такие как ссылочный материал [8] выше, который дает две возможные сетки для таких пилот-сигналов. Одна из этих сеток, а именно диагональная сетка, также показана в виде фиг. 2 прилагаемых чертежей. Пилот-сигналы обозначены черными кружками, носители данных обозначены белыми кружками.

Система ΜΙΜΟ размерностью 2x2 иллюстрируется на фиг. 1. В этой системе имеется два передатчика Тх1 и Тх2, передающих на два приемника Кх1 и Кх2. Тракты передачи выбирают в соответствии с методами разнесения или пространственного мультиплексирования так, что приемник Кх1 принимает первичный (полезный) сигнал от передатчика Тх 1 и только вторичный (мешающий) сигнал от передатчика Тх2, и наоборот, приемник Кх2 принимает первичный сигнал от передатчика Тх2 и только вторичный сигнал от передатчика Тх1. Это может быть достигнуто, например, несколькими возможными путями при наличии разнесенных на расстояние антенн в различных географических местоположениях, как иллюстрируется на фиг. 3. Альтернатива заключается в использовании направленных ортогональных передач с двойной поляризацией из одного и того же местоположения передатчика (с единственной мачты) с помощью направленной антенны с двойной поляризацией с разными поляризациями антенн в ме- 2 020813 стонахождении приемника. Пропускная способность канала связи увеличивается до максимума, когда между передаваемыми сигналами имеется минимальное взаимное влияние. При версии с двойной поляризацией, если канал должен приблизиться к единичной матрице для увеличения до максимума пропускной способности, поляризационная дискриминация должна быть настолько высокой, насколько возможно. Иначе канал может демонстрировать низкую пропускную способность. Хотя они упомянуты выше как первичные и вторичные сигналы, система может допускать их уровни, являющиеся сопоставимыми, при условии, что матрица канала является, по существу, ортогональной. То есть до тех пор, пока элементы приемной антенны остаются ортогональными, угловое смещение относительно передающих элементов не ухудшает пропускную способность, поскольку матрица канала просто умножается на ортогональную матрицу вращения. Это оставляет пропускную способность без изменений.

Каждый из двух передатчиков Тх1 и Тх2 передает половину требуемого сигнала. Данные разделяют между двумя каналами любым подходящим способом. Структура каждого передатчика известна и является такой, как описана, например, в ссылочном материале 1 и 4 выше и иллюстрируется на фиг. 4. Аналогичным образом, каждый из приемников принимает половину данных, и приемники также известны, и каждый может иметь форму, описанную в ссылочном материале 4 выше и иллюстрируемую на фиг. 5. Однако приемники также могут принимать мешающие сигналы в форме вторичного сигнала от другого передатчика. Фиг. 4 и 5 описываются ниже.

Если тракты между передатчиками и приемниками не изменяются со временем, то составной канал, ассоциированный с фиг. 1, может быть описан матрицей комплексных коэффициентов размерностью 2х2 таким образом:

где каждый коэффициент Ьц имеет следующую форму (с ί - индексом приемника; _) - индексом передатчика) ехр (2)

Коэффициенты 1ц, должны быть выведены приемником в каждом положении несущей. Предполагается, что канал имеет плавное замирание на каждой индивидуальной несущей. Это гарантируется для ИУБ-Т на практике относительно большим количеством несущих и их близким разносом. Как только матрица Н известна, ряд методов становится подходящим для инвертирования канала, самый простой из которых состоит в применении обратной матрицы к принимаемому сигналу-плюс-шум. Это может быть сделано, например, посредством использования обратной матрицы с обращением в нуль незначащих коэффициентов (ΖΡ) или использования подхода минимальной среднеквадратической ошибки (ММ8Е). Эти методы специалистам в данной области техники известны.

В системе ИТТ-М1МО, как описано, приемнику с двумя входами известен комплексный канал размерностью 2х2, который характеризует тракт передачи. Этот тип информации инкапсулирован в общепринятой системе ИУБ-Т в комплексном векторе оценок канала. Этот вектор получают посредством интерполирования по времени и частоте структуры пилот-сигналов ИУБ-Т, вводимой в передатчике. Каждый элемент вектора является комплексным числом (Ь⁰ Ь¹⁷⁰⁴), представляющим канал в конкретном положении несущей.

В случае М1МО размерностью 2х2 оценка канала, полученная |-м приемником, соответствует сумме комплексных трактов передачи Ь₁₁ и Ь₁₂ соответственно. Что требуется приемникам, так это способ индивидуальной оценки Ь₁₁ и Ь₁₂. В соответствии с изобретением наших более ранних заявок мы предлагаем инвертировать рассеянные пилот-сигналы в одном из двух передатчиков в каждом следующем символе. Это заставляет приемник оценивать сумму комплексных трактов передачи Ь₁₁ и Ь₁₂ в течение, скажем, символов с четными номерами и разность в течение чередующихся символов с нечетными номерами. Теперь, поскольку мы уже имеем сумму с разностью комплексных трактов передачи Ь₁₁ и Ь₁₂, полученной таким образом, индивидуальные члены Ь₁₁ и Ь₁₂ могут быть извлечены с помощью простого арифметического действия. В более общем смысле фазы пилот-сигналов изменяют таким образом, что выбранные одни из пилот-сигналов являются относительно инвертированными предсказуемым способом.

Фиг. 6 показывает функциональные возможности, требуемые для получения этого результата. Фиг. 6 может быть реализована в аппаратном обеспечении, хотя чаще может быть реализована в программном обеспечении, когда чертеж можно расценивать, как являющийся по своей природе графической схемой программы. Чертеж иллюстрирует оценку канала, полученную от одного из пилот-сигналов, принимаемых на входе 10. Она применяется и для буфера 12, обеспечивающего задержку на один период символов, и для инвертора 14, который принимает на входе 16 управляющий сигнал прямоугольной формы с периодом, равным двум периодам символов. То есть в течение одного периода символов сигнал на входе 16 представляет собой единицу, а в течение другого - нуль. Выходные сигналы и буфера 12 и инвертора 14 подают и на суммирующее устройство 18 и на вычитающее устройство 20. Один из них обеспечивает выходной сигнал Ьп, а другой - выходной сигнал Ь₁₂. Следует оценить, что фиг. 6 представляет весьма упрощенную версию, в которой не показан комплексный характер сигналов, и что в действительности

- 3 020813 реализация будет производиться посредством обратной матрицы, как описано выше. Тем не менее, из этого чертежа может быть виден принцип работы.

Таким образом, приемник образован с возможностью выполнять необходимые операции вычисления суммы и разности на паре последовательных оценок канала для нахождения комплексных трактов передачи Η,ι и й₁₂. Ясно, что приемник должен быть модифицирован так, чтобы выполнять необходимые операции вычисления суммы и разности на паре последовательных оценок канала для нахождения комплексных трактов передачи Η,ι и й₁₂. Этот процесс и последующее обращение матрицы для восстановления переданных данных является аналогичным компенсатору с обращением в нуль незначащих коэффициентов, находящемуся в общепринятом приемнике ЭУВ-Т.

В практической реализации, как только каждая половина приемника размерностью 2x2 определяет свои ассоциированные коэффициенты канала А и Η_ι2. может иметь место обращение матрицы с использованием инверсии с обращением в нуль незначащих коэффициентов (ΖΡ) или инверсии с минимально-среднеквадратичной погрешностью (ММЗЕ), как упомянуто выше. Как говорит само название, последняя доводит до минимума суммарную погрешность.

Обращение ΖΡ имеет вид (Н^н Н)^-1 Н^н, где Н^н представляет транспозицию функции Эрмита. Обращение ΖΡ приводит к Н^-1 для квадратной матрицы полного ранга.

Обращение ММЗЕ имеет вид (а1+Н^Н Н)^-1 Н^Н, где α - отношение сигнал-шум по мощности, а I - единичная матрица.

Для каждого положения несущей существует отдельная матрица канала, характер которой определяет отношение сигнал-шум каждого элемента вектора восстановленного сигнала.

Предпочтительно матрица канала является почти ортогональной, чтобы доводить до минимума образование максимумов шума. С матричной структурой, свойственной и двунаправленным версиям и версиям с двойной поляризацией, описанные системы этому условию в значительной степени удовлетворяют. Таким образом, передаваемые данные восстанавливают.

Важно принять во внимание влияние непрерывного разрушения пилот-сигналов, упомянутого выше в отношении его воздействия на автоматическую подстройку частоты приемника (АПЧ). Теперь это будет обсуждаться.

Трудность возникает, если во время некоторых символов ЭУВ-Т рассеянные пилот-сигналы совпадают в положениях их несущих с непрерывными пилот-сигналами. Например, индекс несущей 0 представляет непрерывный пилот-сигнал и таким образом со ссылкой на фиг. 2 он совпадает с рассеянным пилот-сигналом в моменты времени 0, 4, 8 и т.д. Если это случается с символом, который должен иметь инвертирование пилот-сигнала, инвертирование пользуется преимуществом и непрерывный пилотсигнал фактически разрушается. Это требует изменений для АПЧ приемника, которые рассматриваются ниже.

В приемнике ЭУВ-Т АПЧ работает посредством определения положения непрерывных пилотсигналов в векторе демодулированного сигнала и затем накапливая фазу пилот-сигналов таким образом, чтобы определять знак и величину любой погрешности частоты.

В контексте М1МО, использующей инвертирование рассеянных пилот-сигналов, как было описано, непрерывные пилот-сигналы, которые были разрушены (при инвертировании одного или больше передаваемых исходных сигналов), определяют и исключают из обработки АПЧ. Рассмотрим, например, режим 2К в ЭУВ-Т, который имеет 45 непрерывных пилот-сигналов. Предположим, что символ 0 на фиг. 2 не имеет инвертирования пилот-сигналов на каком-либо передатчике, символ 1 имеет инвертирование пилот-сигналов на одном из передатчиков и т.д. Из этого следует, что символы с четным номером никогда не имеют разрушенные непрерывные пилот-сигналы, а символы с нечетным номером иногда имеют.

Из 45 непрерывных пилот-сигналов оказывается, что 11 разрушены в символе 1, а другие 11 - в символе 3. Таким образом, если мы игнорируем все 22 потенциально разрушенных пилот-сигнала во время приобретения частот и используем только остающиеся 23, то система будет работать как прежде, хотя со слегка ухудшенным отношением сигнал-шум АПЧ. Как только получена полная синхронизация приемника и определена позиция суперкадра ЭУВ-Т, то тогда необходимо игнорировать только 11 пилот-сигналов в каждом из символов 1 и 3 и полностью использовать все непрерывные пилот-сигналы в символах 0 и 2. Это дает улучшенную полосу пропускания или отношение сигнал-шум в пределах связанного контура АПЧ по сравнению с использованием только 23 непрерывных пилот-сигналов в течение всего времени.

Упомянутый последним момент особенно важен в системе размерностью 4x4, как описано ниже, где только один символ из четырех является полностью неразрушенным и где первоначально можно полагаться только на 12 непрерывных пилот-сигналов. После приобретения суперкадра для использования, как и прежде, пригодны все, кроме максимум 11.

2к-режим ЭУВ-Т был взят для иллюстративных целей (1705 несущих), но расширение до 8к явля- 4 020813 ется прямым при рассмотрении соответствующего перечня из 177 непрерывных пилот-сигналов вместо 45 и действительно является предпочтительным. Для совместимости с одночастотной сетью связи является предпочтительным, чтобы в качестве основного режима ИУВ-Т был выбран режим 8к с защитным интервалом, совместимым с предложенной плотностью и мощностью передатчика. Типичная совокупность параметров и результирующая скорость передачи данных показаны в таблице ниже.

Параметр

Модуляция	64 ОАМ
Частота появления ошибок при кодировании	2/3
Защитный интервал (мкс)	28 (1/32)
Режим	ЗИ
Скорость передачи данных (мегабит/с)	24,1*2=43,2

Теперь со ссылкой на фиг. 4 будет описана структура передатчика. Входной сигнал принимают на выводе 50 и в схеме 52, связанной с поступающим транспортным потоком информации, сигнал разделяют на две части для подачи в модуляторы каждого из двух передатчиков. Подробно показан только один из передатчиков. В этом передатчике сигнал подают в схему 54 мультиплексирования и рассредоточения энергии стандарта МРЕС (Экспертная группа по вопросам движущегося изображения), а оттуда во внешний кодер 56 Рида-Соломона (РС). Это является первой частью устройства прямого исправления ошибок, которое также включает в себя схему 58 перемежения байтов, сверточное кодирующее устройство 60 и схему 62 перемежения битов. Затем этот сигнал подают в устройство 64 отображения байтов в символы, а оттуда - в устройство 66 перемежения символов. Это формирует выходной сигнал устройства прямого исправления ошибок, который подают в схему 68 устройства отображения и адаптации кадров. Устройство отображения отображает чертеж в формат САМ. Именно на этой стадии пилот-сигналы суммируют с сигналом со схемы 70 генерирования пилот-сигналов и сигнализации параметров передачи (ТР8). Выходной сигнал схемы 68 устройства отображения и адаптации кадров подают на кодер ОРИМ, содержащий схему 72 обратного БПФ (быстрого преобразования Фурье) и схему 74 вставки защитных интервалов. После соответствующей фильтрации в фильтре 76 произведений 8шс(х) затем сигнал подают в цифроаналоговый преобразователь (ЦАП) 78 и, наконец, в РЧ схему преобразования с повышением частоты или входные каскады 80 передатчика и, наконец, к передающей антенне. В соответствии с изобретением наших более ранних заявок схема 70 генерирования пилот-сигналов адаптирована, как описано выше, таким образом, чтобы чередовать фазу на выбранных несущих на последовательных символах.

Соответствующий приемник иллюстрируется на фиг. 5. Сигнал от одной из входных антенн принимают на выводе 100 и подают на РЧ входные каскады 102, где его преобразуют с понижением частоты. Затем сигнал подают в аналого-цифровой преобразователь (АЦП) 104, а оттуда в фильтр 106 канала. Его выходной сигнал подают в схему 108 временной синхронизации, а затем в декодер ОРИМ, выполненный в форме схемы 110 быстрого преобразования Фурье. Выходной сигнал БПФ подают в схему 112 автоматической подстройки частоты. Выходной сигнал схемы 112 АПЧ подается в схему 122 оценивания и частотной коррекции канала М1МО, который также принимает на входе 120 соответствующий входной сигнал от другого из этих двух приемников. Схема оценивания и частотной коррекции канала адаптирована так, как описано выше, и обеспечивает выходные сигналы для декодера 124 ТР8, который обеспечивает импульсы кадров и информацию о конфигурации, и в схему 126, которая генерирует битовые метрики из индикации состояния канала (С81), получаемой в схеме 122. Затем их общепринятым способом подают в устройство 128 обратного перемежения внутренних символов и битов, устройство 130 декодирования по Витерби, синхронизатор 132 кадров транспортного потока информации, устройство 134 обратного перемежения внешних байтов, декодер 136 Рида-Соломона (РС) и, наконец, в дешифратор 138 псевдослучайных последовательностей, чтобы обеспечить выходной сигнал 140 транспортного потока информации (ТПИ). В соответствии с данным изобретением оценивание канала М1МО в схеме частотной коррекции адаптировано, как описано выше, такими образом, чтобы получать оценку отдельного канала для сигналов, принимаемых в приемниках, использующих инвертирование фазы пилот-сигналов, вводимое в передатчиках.

Описываемая базовая система размерностью 2x2 может быть расширена так, чтобы включать в себя и прием с двойной поляризацией и двунаправленный прием. Тогда система сможет обеспечивать пропускную способность ИУВ-Т, которая в четыре раза больше, или более реалистично, в три раза больше, с улучшенной устойчивостью, предоставляемой благодаря применению пространственно-временного кодирования. Неудобство заключается в увеличении сложности системы и немного более высокой стоимости антенны приемника.

Способ не ограничен системой М1МО размерностью 2x2 с двумя передатчиками и двумя приемниками, а может также использоваться с другими системами, такими как системы размерностью 3x3 или системы размерностью 4x4. Пропускная способность канала увеличивается с количеством передающих и приемных антенн. Там могут быть различные количества передатчиков и приемников. Вышеупомянутый случай с размерностью 2x2 обобщен с помощью первого распознавания того, что последовательность передаваемых рассеянных пилот-сигналов (игнорируя псевдослучайный множитель) может быть пред- 5 020813 ставлена посредством матрицы Адамара размерностью 2x2 следующим образом:

Здесь индекс строки может рассматриваться как индекс передатчика, а индекс столбца - как индекс времени.

Аналогичным образом, система размерностью 4x4 может быть определена с использованием матрицы Адамара размерностью 4x4. В этом случае каждый приемник узнает о своих четырех определенных трактах через четыре символа. Соответствующая матрица представляет собой р 1 1 1 Ί

1-11-1 11-1-1 1 -1-1 1;

хотя она не является исключительной, поскольку, например, столбцы могут быть перестроены.

Для размерности 3x3 и многих более высоких значений Ν, где матрица Адамара не доступна, могут использоваться альтернативные матрицы, не матрицы Адамара, а матрицы размерностью N полного ранга, такие как следующая (для размерности 3x3):

р 1 Г 1 1 -1 1 -ι -Ё

Таким образом, изобретение наших более ранних заявок обеспечивает способ использования канала ΜΙΜΟ в модифицированной системе ЭУВ-Т при помощи использования выборочного инвертирования рассеянных пилот-сигналов ИУВ-Т с целью улучшения вычисления оценки канала. Для систем размерностью 2x2 и размерностью 4x4 предпочтительная реализация основана на матрице Адамара. Для систем размерностью 3x3 и других может использоваться не матрица Адамара, а матрица полного ранга. Изменения в обработке АПЧ в приемнике могут быть желательными для доведения до минимума влияния разрушения непрерывных пилот-сигналов. Начальное приобретение может направляться на использование уменьшенного набора непрерывных пилот-сигналов, хотя как только получено приобретение суперкадра, количество пригодных для использования пилот-сигналов может быть, по существу, восстановлено.

Данная система может быть встроена в наземную цифровую телевизионную систему одночастотной сети связи и, по существу, характеризуется высокой степенью эффективности использования спектра. Система может быть основана на двунаправленной передаче или, в более простом случае, на передаче с двойной поляризацией.

Первое усовершенствование.

В контексте ΜΙΜΟ, использующей инвертирование рассеянных пилот-сигналов, как описано выше и в наших более ранних заявках, когда рассеянный пилот-сигнал, который должен быть инвертирован, совпадает в своей позиции с непрерывным (или установленным) пилот-сигналом, непрерывный пилотсигнал разрушается. Тогда эти пилот-сигналы описывают, как исключенные из обработки. Это требует специальной обработки в приемнике и, конечно, снижает эффективность непрерывных пилот-сигналов. Проблема состоит в том, что схема АПЧ в приемнике не будет работать, если фазы для данной несущей иногда инвертированы.

Мы оценили, что система может быть улучшена, если непрерывные пилот-сигналы всегда передают с одной и той же фазой в каждом символе, включая символы, в которых они совпадают с рассеянными пилот-сигналами. По этой причине, если рассеянные пилот-сигналы на конкретной несущей должны быть инвертированы, любые непрерывные пилот-сигналы на этой несущей также должны быть инвертированы, в каком бы символе они ни встречались. Тогда алгоритм АПЧ в приемнике не нужно значительно изменять относительно того, который требуется для операции, отличающейся от ΜΙΜΟ, или общепринятой операции, но он будет работать, по существу, без модифицирования, и будут получены лучшие результаты.

Теперь это иллюстрируется на фиг. 7, которая является диаграммой, подобной фиг. 2, для данного усовершенствования. Полагается, что несущие на символах 0, 2, 4 и т.д. неинвертированы и что несущие на символах 1, 3, 5 и т.д. инвертированы. Конечно, символы показаны на оси времени. Инвертированные несущие показаны на фиг. 7, как представленные черными квадратами, тогда как неинвертированные несущие показаны, как и прежде, черными кружками. Это означает, что несущие 3 и 9 и т.д. переносят инвертированные рассеянные пилот-сигналы. В соответствии с этим аспектом изобретения всякий раз, когда непрерывный пилот-сигнал встречается на несущих 3, 9..., эти непрерывные несущие также инвертируются. То есть любые непрерывные несущие, которые встречаются в затененных позициях на фиг. 7, являются инвертированными, это относится к инвертированным несущим, как показано буквой Ι в верхней части чертежа.

Реализация этого усовершенствования достигается следующим образом. Как и в базовой системе по

- 6 020813 нашим более ранним заявкам, один из двух передатчиков ΜΙΜΟ размерностью 2x2 является общепринятым, в то время как другой изменен. Однако в этом измененном передатчике схема 70 генерирования пилот-сигналов теперь адаптирована так, чтобы инвертировать фазы любых несущих пилот-сигналов, которые встречаются на той же самой несущей, что и рассеянные пилот-сигналы, имеющие инвертированные фазы. Это обычно достигается посредством небольшого изменения программного обеспечения, установленного в передатчике. Точно так же в приемнике усовершенствование реализовано с помощью изменения приемника, как показано на фиг. 5. Приемник, в частности блок 112 АПЧ, адаптирован так, чтобы компенсировать реверсирование фаз непрерывных пилот-сигналов, которые встречаются на той же самой несущей, что и рассеянные пилот-сигналы, имеющие инвертированные фазы. Этого обычно достигают посредством небольшого изменения программного обеспечения, установленного в приемнике. В более общем смысле в системе ΜΙΜΟ размерностью ΝχΝ (N>2) изменения делают, по меньшей мере, во всех передатчиках, кроме одного, и в приемнике. Подробности изменений программного обеспечения в данном описании не приводятся, поскольку они будут зависеть от конкретного применения, и они могут быть достигнуты многими различными способами, как должно быть очевидно специалистам в данной области техники.

Представленное выше описание со ссылкой на матрицы размерностью 2x2 и другие матрицы ранга Ν являются подходящими в одинаковой степени, за исключением того, что индекс строки, скажем, матрицы Адамара может расцениваться, как и прежде, как индекс передатчика, но индекс столбца теперь указывает на то, к которому из двух поднаборов пилот-сигналов (инвертированных и нормальных) он относится. Если в конфигурации ΜΙΜΟ размерностью ΝχΝ каждый кодер ΟΡΌΜ (то есть передатчик) имеет индекс ί, а несущие пилот-сигналов разделены на N поднаборов в соответствии с индексом ф вычисленным из их индекса несущей опорных пилот-сигналов, по модулю Ν, то рассеянные опорные пилот-сигналы инвертируют или нет в соответствии с элементом матрицы размерностью ΝχΝ полного ранга, номер строки которого равен ί и номер столбца которого равен ф

Второе усовершенствование.

В примере, описанном в нашей более ранней заявке, а также относительно фиг. 7, рассеянные пилот-сигналы являются инвертированными в каждом втором символе, т.е. во времени. То есть символы с четным номером неинвертированы, а символы с нечетным номером инвертированы. Это иллюстрируется на фиг. 8(а), где инвертированные несущие показаны как черные квадраты и меняются на чередующихся строках, как видно на чертеже, тогда как неинвертированные несущие показаны, как и прежде, черными кружками.

В каждом символе рассеянный пилот-сигнал встречается каждые 12 несущих, и эти несущие смещаются на 3 несущие между одним символом и следующим. Это также ясно видно на фиг. 8(а). Это означает, что на данной несущей рассеянные пилот-сигналы встречаются каждые четыре символа. Четыре является четным числом и поэтому инвертированные рассеянные пилот-сигналы, с одной стороны, и неинвертированные рассеянные пилот-сигналы, с другой стороны, происходят соответственно на несущих с нечетным номером и несущих с четным номером.

Это может расходиться с ситуацией, показанной на фиг. 8(Ь). Здесь рассеянный пилот-сигнал, как полагается, встречается каждые 9 несущих, в то время как несущие все еще смещаются на 3 несущие между одним символом и следующим. В этой ситуации на любой данной несущей некоторые рассеянные пилот-сигналы являются инвертированными, а другие неинвертированными. Например, на несущей 3 символ 1 инвертирован, а символ 4 неинвертирован.

Таким образом, в системе по нашим более ранним заявкам, где пилот-сигналы встречаются каждые четыре символа на данной несущей, с инвертированием, выполняемым на каждом втором символе, то есть во времени, получается такой результат, что на любой данной несущей рассеянные пилот-сигналы будут либо всегда нормальными, либо всегда инвертированными. Однако там, где повторяющаяся комбинация представляет собой три, как только что иллюстрировалось, или пять, как может также происходить в ΌΚΜ (всемирной цифровой радиосвязи), дело обстоит не так и любая данная несущая будет иметь некоторые рассеянные пилот-сигналы инвертированными, а некоторые - нет.

В соответствии с этим усовершенствованием мы предлагаем выбирать или изменять фазы передач пилот-сигналов, то есть рассеянных пилот-сигналов, таким образом, чтобы некоторые из передач пилотсигналов от двух передатчиков имели одну и ту же относительно неинвертированную фазу, а другие из этих передач имели относительно инвертированную фазу, и где фазы выбирают или изменяют так, чтобы передачи пилот-сигналов с относительно инвертированной фазой находились в одном наборе опорных пилот-сигналов несущих, а передачи пилот-сигналов с относительно неинвертированной фазой находились в другом, отличающемся наборе опорных пилот-сигналов несущих. Предпочтительно две совокупности несущих пилот-сигналов находятся в чередующемся формировании по несущим опорных пилотсигналов.

Это иллюстрируется на фиг. 8(с), которая отличается от фиг. 8(Ь) тем, что все несущие, которые переносят опорные пилот-сигналы (столбцы на фиг. 8(с)), несут либо инвертированные, либо неинвертированные несущие. Однако любой данный символ (строки на фиг. 8(с)) теперь несет некоторые инвертиро- 7 020813 ванные несущие (квадраты) и некоторые неинвертированные несущие (кружки). В более общем случае это можно применять, по меньшей мере, к некоторым из символов.

Используя представленную выше терминологию, в случае ΜΙΜΟ размерностью 2x2, оценка канала, полученная ί-м приемником, соответствует сумме комплексных трактов передачи Η,ι и 1ι_ι2 соответственно. При этом приемникам требуется способ индивидуальной оценки Η_ι1 и 1ι_ι2. В соответствии с нашими более ранними заявками мы предложили инвертировать рассеянные пилот-сигналы в одном из двух передатчиков каждый второй символ, то есть опорный пилот-сигнал несущей. Это заставляет приемник измерять сумму комплексных трактов передачи Η_ι1 и 1ι_ι2 в одном наборе элементов пилот-сигналов и разность на чередующихся элементах пилот-сигналов. Если приемник выполняет отдельный процесс интерполирования для каждого набора пилот-сигналов, он будет выдавать оценку и суммы и разности комплексных трактов передачи Η_ι1 и 1ι_ι2 для каждой несущей на каждом символе. Поэтому индивидуальные члены Η,ι и 1ι_ι2 могут быть извлечены с помощью простого арифметического действия. В более общем смысле фазы пилот-сигналов изменяются таким образом, что выбранные одни из пилот-сигналов являются относительно инвертированными предсказуемым способом.

Теперь мы оценили, что, если комбинация пилот-сигналов является диагональной и повторяется после четного количества символов, то инвертирование рассеянных пилот-сигналов на чередующихся несущих опорных пилот-сигналов эквивалентно их инвертированию на чередующихся символах, как описано в наших более ранних заявках. Однако если повторяющаяся комбинация представляет собой нечетное количество символов, то эти две операции не эквивалентны. Это может вызывать неблагоприятные вовлечения непрерывных пилот-сигналов. В более общем случае ΜΙΜΟ размерностью ΝχΝ, длина повторяющейся комбинации должна быть в N раз больше, чем два, чтобы быть эквивалентной.

Проблема, подобная описанной выше со ссылкой на фиг. 8(Ь), также может возникать с ΜΙΜΟ размерностью ΝχΝ (где N>2), и решение является таким же, а именно инвертировать (или нет) рассеянные пилот-сигналы в повторяющейся комбинации скорее на последовательных несущих опорных пилотсигналов по частоте, чем на последовательных символах во времени.

Усовершенствование фиг. 8(с), как должно быть понятно, можно без труда использовать в комбинации с первым усовершенствованием, показанным на фиг. 7.

Реализация этого усовершенствования достигается, по существу, способом, аналогичным первому усовершенствованию, показанному на фиг. 7, а именно так, как представлено ниже. Как и в базовой системе по нашим более ранним заявкам, один из двух передатчиков ΜΙΜΟ размерностью 2x2 является традиционным, в то время как другой изменен. Однако в этом измененном передатчике схема 70 генерирования пилот-сигналов теперь адаптирована так, чтобы инвертировать фазы рассеянных пилотсигналов, которые встречаются на чередующихся одних из несущих, переносящих рассеянные пилотсигналы. Это обычно достигается посредством небольшого изменения программного обеспечения, установленного в передатчике. Точно так же в приемнике усовершенствование реализовано посредством изменения приемника так, как показано на фиг. 5. Схема 122 оценивания канала и частотной коррекции адаптирована таким образом, чтобы компенсировать реверсирование фаз рассеянных пилот-сигналов, которые встречаются на чередующихся несущих опорных пилот-сигналов. Это обычно достигается посредством небольшого изменения программного обеспечения, установленного в приемнике. В более общем смысле в системе ΜΙΜΟ размерностью ΝχΝ (N>2) изменения сделаны, по меньшей мере, во всех, кроме одного, передатчиках и в схеме приемника. Подробности изменений программного обеспечения в данном описании не приводятся, поскольку они будут зависеть от конкретного применения, и могут быть получены многими различными способами, как должно быть очевидно специалистам в данной области техники.

Обсуждение, описанное выше со ссылкой на матрицу размерностью 2x2 и другие матрицы ранга Ν, в равной степени является подходящим, за исключением того, что индекс строки, скажем, матрицы Адамара может расцениваться, как и прежде, как индекс передатчика, а индекс столбца теперь указывает, к которому из Ν поднаборов пилот-сигналов (то есть к которой фазе повторяющейся комбинации) он относится. Если в конфигурации ΜΙΜΟ размерностью ΝχΝ каждый кодер ΟΡΌΜ (то есть передатчик) имеет индекс ί, а несущие опорных пилот-сигналов разделены на Ν поднаборов в соответствии с индексом ф вычисленным из их индекса несущей опорных пилот-сигналов, по модулю Ν, то рассеянные пилотсигналы инвертируются или нет в соответствии с элементом матрицы размерностью ΝχΝ полного ранга, номер строки которого равен ί и номер столбца которого равен ф

Наконец, фиг. 8(6) также показывает другое расположение, которое представляет незначительную модификацию расположения пилот-сигналов, показанного на фиг. 8(с). На фиг. 8(6) первые две несущие опорных пилот-сигналов являются нормальными (неинвертированными), следующие две - инвертированными и т.д., в чередующемся формировании, но скорее по две одновременно, чем по одной, как на фиг. 8(с). Например, это является частным значением, если должно использоваться только интерполирование по частоте, а интерполирование по времени не используется (см. третье усовершенствование ниже), поскольку информация и о сумме и о разности значений Η тогда может быть получена из каждого символа сама по себе. Также могут быть предусмотрены другие комбинации инверсии, которые могут

- 8 020813 иметь конкретные преимущества.

Третье усовершенствование.

Фиг. 6 показывает один путь получения отдельных оценок для Ь₁₁ и Ь_|2. Фиг. 6 может быть реализована в аппаратном обеспечении, хотя обычно ее реализуют в программном обеспечении, и в этом случае чертеж можно расценивать как являющийся по своей природе блок-схемой процесса. Чертеж иллюстрирует оценку канала, получаемую с использованием только пилот-сигналов в текущем символе, принимаемом на входе 10, то есть в системе по нашим более ранним заявкам. Как описано выше, они применяются и для буфера 12, обеспечивающего задержку на один период символов, и для инвертора 14, который принимает на входе 16 управляющий сигнал прямоугольной формы с периодом, равным двум периодам символов. То есть в течение одного периода символов сигнал на входе 16 представляет единицу, а в течение другого он представляет нуль. Каждый из выходных сигналов буфера 12 и инвертора 14 подается и на суммирующее устройство 18 и на вычитающее устройство 20. Один из них обеспечивает выходной сигнал й₁1, а другой - выходной сигнал Ь₁₂.

Предыдущий параграф соответствует компенсатору, основанному только на интерполировании по частоте в пределах символа и без интерполирования по времени, за исключением фиксации нулевого порядка, представляемой буфером с одним символом. На фиг. 9 иллюстрируется более общий и улучшенный способ. Принимаемые пилот-сигналы, которые принимают на входе 30, разделяют схемой 32 разделения пилот-сигналов на один набор 34, который содержит пилот-сигналы, передаваемые нормально от обоих передатчиков, и второй набор 36, который содержит пилот-сигналы, которые являются инвертированными, от одного передатчика. Каждый набор пилот-сигналов подают на свой собственный интерполятор 38, 40 по времени и частоте соответственно, выходные сигналы которых представляют собой соответственно сумму и разность двух характеристик канала для каждой несущей в каждом символе. Каждый из этих выходных сигналов подают и в суммирующее устройство 42 и в вычитающее устройство 44. Как и прежде, один из них обеспечивает выходной сигнал й_1Ь а другой - выходной сигнал Ь₁₂, как упоминалось в данном описании, и которые на фиг. 6 обозначены как Ьо и Ц.

Таким образом, приемник выполнен с возможностью выполнять необходимые операции вычисления суммы и разности на паре оценок канала для нахождения комплексных трактов передачи Ь₁₁ и Ь₁₂. Ясно, что приемник должен быть модифицирован так, чтобы выполнять интерполирования по частоте и времени и выполнять необходимые операции вычисления суммы и разности на паре оценок канала для нахождения комплексных трактов передачи Ь₁₁ и Ь₁₂. Подробности этих модификаций в данном описании не приведены, поскольку они зависят от конкретного применения, и могут быть получены многими различными способами, как должно быть очевидно специалистам в данной области техники. Последующее обращение матрицы для восстановления передаваемых данных, как и по нашим более ранним заявкам, выполняется аналогично компенсатору с обращением в нуль незначащих коэффициентов, находящемуся в общепринятом приемнике ΌνΒ-Τ.

Некоторые усовершенствования, которые были описаны, можно использовать независимо или в комбинации. Читатель, являющийся специалистом в данной области техники, должен оценить, что в приведенных конкретных примерах, которые являются исключительно примерными, можно делать множество модификаций.

Claims

ФОРМУЛА ИЗОБРЕТЕНИЯ

1. Приемник ΟΡΌΜ-ΜΙΜΟ, содержащий по меньшей мере два каскада радиочастотных приемников, выполненных с возможностью принимать передачи ΟΡΌΜ, передаваемые в канале передач в одной и той же полосе частот, причем передачи ΟΡΌΜ содержат множество несущих, где каждая передает последовательность символов;

соответствующее количество декодеров ΟΡΌΜ, подсоединенных к выходам каскадов приемников соответственно и выполненных с возможностью декодировать информационные биты и передачи пилотсигналов из принимаемых передач ΟΡΌΜ, причем передачи пилот-сигналов для всех декодеров располагаются для каждого символа на заданных несущих;

выходной каскад для сборки информационных выходных сигналов декодеров в единственный цифровой выходной сигнал;

средство для извлечения пилот-сигналов посредством объединения передач пилот-сигналов, имеющих относительно неинвертированную фазу, с передачами пилот-сигналов, имеющих относительно инвертированную фазу, чтобы получать индикацию характеристик канала передач, отличающийся тем, что средство извлечения пилот-сигналов содержит средство для приема пилот-сигналов и разделения их на первый набор, состоящий из неинвертированных пилотов, и второй набор, состоящий из инвертированных пилотов;

первое и второе средства интерполирования для приема первого набора и второго набора соответственно и для интерполирования по частоте и/или по времени между пилотами каждого набора;

средство для суммирования и средство для вычитания соответствующих выходных сигналов первого средства интерполирования и второго средства интерполирования.

- 9 020813
2. Приемник ΘΡΌΜ-ΜΙΜΘ по п.1, в котором, по меньшей мере, некоторые из принимаемых символов содержат передачи и инвертированных, и неинвертированных пилот-сигналов в данном символе.
3. Приемник по п.1 или 2, в котором приемник представляет собой приемник БУВ-Т, который принимает непрерывные пилоты и распределенные пилоты, некоторые из которых являются инвертированными.