KR20080105355A - 신호 송수신 방법 및 신호 송수신 장치 - Google Patents

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KR20080105355A
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Abstract

본 발명은 신호 송수신 방법 및 신호 송수신 장치에 관한 것으로서, 본 발명에 따른 신호 송신 방법은, 입력된 데이터에 대해 오류를 검출하고 수정할 수 있도록 부호화하는 순방향 오류정정 인코딩 단계, 상기 오류정정 인코딩된 데이터를 인터리빙하는 단계, 상기 인터리빙된 데이터를 옵티멀 성상(optimal constellation) 매핑 방식에 따른 심볼 데이터로 매핑하는 단계, 및 상기 심볼 데이터를 주파수 영역에서 분산시키고, 상기 분산된 데이터를 인터리빙하여 출력하는 페이딩 코딩 단계를 포함한다.
따라서, 본 발명에 의하면, 기존의 신호 송수신 네트워크 망을 이용하여 제안된 신호 송수신 시스템으로의 전환이 용이하며, 비용을 절감할 수 있는 효과가 있다. 또한, SNR 이득을 바탕으로 데이터 전송률을 향상시킬 수 있고, 긴 지연 확산을 갖는 전송 채널에 대해서 채널 추정이 가능하게 되어 신호 송신 거리를 증가시킬 수 있는 효과가 있다.
Figure P1020070052841
DTV, symbol mapping

Description

신호 송수신 방법 및 신호 송수신 장치{Method for signal transmitting and apparatus for the same, Method for signal receiving and apparatus for the same}
도 1은 본 발명에 따른 일 실시예로서, 신호 송신 장치를 개략적으로 나타낸 블록도
도 2는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 옵티멀 성상(optimal constellation) 포인트의 위치를 개략적으로 나타낸 도면
도 3은 본 발명에 따른 일 실시예로서, 옵티멀 성상의 포인트를 결정하는 순서를 나타낸 순서도
도 4는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 16포인트를 갖는 옵티멀 성상을 개략적으로 나타낸 도면
도 5는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 64포인트를 갖는 옵티멀 성상을 개략적으로 나타낸 도면
도 6은 본 발명에 따른 일 실시예로서, 256포인트를 갖는 옵티멀 성상을 개략적으로 나타낸 도면
도 7은 본 발명에 따른 일 실시예로서, 256포인트를 갖는 다른 옵티멀 성상을 개략적으로 나타낸 도면
도 8은 본 발명에 따른 일 실시예로서, 신호 수신 장치를 개략적으로 나타낸 블록도
도 9는 64포인트를 갖는 옵티멀 성상의 결정 경계(decision boundary)를 개략적으로 나타낸 블록도
도 10a는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 수신된 옵티멀 성상 심볼을 디맵핑하는 심볼 디맵퍼를 개략적으로 나타낸 도면
도 10b는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 수신된 옵티멀 성상 심볼을 디맵핑하는 다른 심볼 디맵퍼를 개략적으로 나타낸 도면
도 11은 본 발명에 따른 일 실시예로서, 수신된 옵티멀 성상 심볼을 디맵핑하는 과정을 개략적으로 나타낸 도면
도 12는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 경계(edge) 영역의 수신된 옵티멀 성상 심볼을 디맵핑하는 과정을 개략적으로 나타낸 도면
도 13은 본 발명에 따른 일 실시예로서, 또 다른 신호 송신 장치를 개략적으로 나타낸 블록도
도 14는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 순방향 오류정정부를 개략적으로 나타낸 블록도
도 15는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 입력 데이터를 인터리빙시키는 인터리버를 나타낸 도면
도 16은 본 발명에 따른 일 실시예로서, 선형 프리코딩부를 개략적으로 나타낸 블록도
도 17(a) 내지 17(c)는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 입력 데이터를 분산시키는 코드의 매트릭스를 나타낸 도면
도 18은 본 발명에 따른 일 실시예로서, 전송 프레임의 구조를 나타낸 도면
도 19는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 신호 송신 장치에서 복수의 전송 경로를 갖는 경우를 개략적으로 나타낸 블록도
도 20(a) 내지 20(e)는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 입력 심볼을 분산시키는 2×2 코드 매트릭스의 일 예를 나타낸 도면
도 21은 본 발명에 따른 일 실시예로서, 인터리버의 일 예를 나타낸 도면
도 22는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 도 21의 인터리버의 구체적인 예를 나타낸 도면
도 23은 본 발명에 따른 일 실시예로서, 다중 입출력 인코딩 방식의 일 예를 나타낸 도면
도 24(a)는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 파일럿 심볼구간의 구조를 나타낸 도면
도 24(b)는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 파일럿 심볼구간의 다른 구조를 나타낸 도면
도 25는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 또 다른 신호 수신 장치를 개략적으로 나타낸 블록도
도 26(a)는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 선형 프리코딩 디코더의 예를 개략적으로 나타낸 블록도
도 26(b)는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 선형 프리코딩 디코더의 또 다른 일 예를 개략적으로 나타낸 블록도
도 27(a) 내지 27(c)는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 분산된 심볼을 복원시키는 2×2 코드 매트릭스의 일 예를 나타낸 도면
도 28은 본 발명에 따른 일 실시예로서, 순방향 오류정정 복호부를 개략적으로 나타낸 블록도
도 29는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 신호 수신 장치에서 복수의 수신 경로를 갖는 경우를 개략적으로 나타낸 블록도
도 30은 본 발명에 따른 일 실시예로서, 다중 입출력 디코딩 방식의 일 예를 나타낸 도면
도 31은 본 발명에 따른 일 실시예로서, 도 30의 구체적인 예를 나타낸 도면
도 32는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 신호 송신 방법의 순서를 나타낸 순서도
도 33은 본 발명에 따른 일 실시예로서, 신호 수신 방법의 순서를 나타낸 순서도
*도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명
100 : 아웃터 인코더 110 : 인너 인코더
120 : 제1인터리버 130 : 심볼 맵퍼
140 : 선형 프리코딩부 150 : 제2인터리버
160 : 프레임 형성부 170 : 변조부
180 : 전송부
본 발명은 신호 송수신 방법 및 신호 송수신 장치에 관한 것으로서, 더욱 자세하게는 데이터 전송률을 높일 수 있는 신호 송수신 방법 및 송수신 장치에 관한 것이다.
사용자는 디지털 방송(Digital Broadcasting) 기술의 발전으로 인해 HD(High Definition)급의 동영상과 디지털 음향 등의 뛰어남을 경험하게 되었고, 압축 알고리즘의 계속적인 발전과 하드웨어의 고성능화에 의해 앞으로 더 나은 환경을 접하게 될 것이다. 디지털 텔레비전(DTV)은 상기 디지털 방송신호를 수신하여 영상, 음성과 더불어 다양한 부가 서비스를 사용자에게 제공할 수 있다.
상기 디지털 방송의 보급과 더불어 더 나은 영상, 음향 등과 같은 서비스에 대한 요구가 증가하고 있고, 사용자가 원하는 데이터의 크기나 방송 채널의 수가 점차 커지고 있다.
그러나, 기존의 신호 송수신 방식으로는 증가하는 데이터의 크기나 방송 채널의 수를 감당하기 어렵게 되었다. 따라서, 기존의 신호 송수신 방식보다 채널의 대역폭 효율이 높고, 신호 송수신 네트워크 망을 구성하는 비용이 적게 요구되는 새로운 신호 송수신 기술에 대한 요구가 늘어나고 있다.
본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 기존의 신호 송수신 네트워크 망을 이용할 수 있고, 데이터의 전송률을 높일 수 있는 신호 송수신 방법 및 송수신 장치를 제공하는 데 목적이 있다.
상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 본 발명에 따른 신호 송신 장치는, 입력된 데이터에 대해 오류를 검출하고 수정할 수 있도록 부호화하는 순방향 오류정정부, 상기 오류정정 인코딩된 데이터를 인터리빙(interleaving)하는 제1인터리버, 상기 인터리빙된 데이터를 옵티멀 성상(optimal constellation) 매핑 방식에 따른 심볼 데이터로 매핑(mapping)하는 심볼 맵퍼, 및 상기 심볼 데이터를 주파수 영역에서 분산시키고, 상기 분산된 데이터를 인터리빙(interleaving)하여 출력하는 페이딩 코딩부를 포함한다.
본 발명에 따른 신호 송신 방법은, 입력된 데이터에 대해 오류를 검출하고 수정할 수 있도록 부호화하는 순방향 오류정정 인코딩 단계, 상기 오류정정 인코딩된 데이터를 인터리빙하는 단계, 상기 인터리빙된 데이터를 옵티멀 성상(optimal constellation) 매핑 방식에 따른 심볼 데이터로 매핑하는 단계, 및
상기 심볼 데이터를 주파수 영역에서 분산시키고, 상기 분산된 데이터를 인터리빙하여 출력하는 페이딩 코딩 단계를 포함한다.
본 발명에 따른 신호 수신 장치는, 수신된 심볼 데이터를 디인터리빙(de-interleaving)하고, 주파수 영역에 분산되어 있는 데이터를 복원하여 출력하는 페이딩 디코딩부, 상기 복원되어 출력된 심볼 데이터를 옵티멀 성상(optimal constellation) 방식에 따라 디매핑(demapping)하여 상기 심볼에 해당하는 비트 데이터를 출력하는 심볼 디맵퍼, 상기 디매핑된 비트 데이터를 디인터리빙하여 순서를 복원하는 제1디인터리버, 및 상기 디인터리빙된 데이터를 디코딩하여 오류를 검출하고 수정하는 순방향 오류정정 복호부를 포함한다.
본 발명에 따른 신호 수신 방법은, 수신된 심볼 데이터를 디인터리빙하고, 주파수 영역에 분산되어 있는 데이터를 복원하여 출력하는 단계, 상기 복원되어 출력된 심볼 데이터를 옵티멀 성상 방식에 따라 디매핑하여 상기 심볼에 해당하는 비트 데이터를 출력하는 단계, 상기 디매핑된 비트 데이터를 디인터리빙하여 순서를 복원하는 단계, 및 상기 디인터리빙된 데이터를 디코딩하여 오류를 검출하고 수정하는 단계를 포함한다.
본 발명의 다른 목적, 특성 및 이점들은 첨부한 도면을 참조한 실시 예들의 상세한 설명을 통해 명백해질 것이다.
아울러, 본 발명에서 사용되는 용어는 가능한 한 현재 널리 사용되는 일반적인 용어를 선택하였으나, 특정한 경우는 출원인이 임의로 선정한 용어도 있으며 이 경우 해당되는 발명의 설명 부분에서 상세히 그 의미를 기재하였으므로, 단순한 용어의 명칭이 아닌 용어가 가지는 의미로서 본 발명을 파악하여야 함을 밝혀 두고자 한다.
이와 같이 구성된 본 발명에 따른 신호 송수신 방법 및 신호 송수신 장치의 동작을 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명하면 다음과 같다.
도 1은 본 발명에 따른 일 실시예로서, 신호 송신 장치를 개략적으로 나타낸 블록도이다. 상기 도 1의 신호 송신 장치는 방송 신호 등 비디오 데이터를 전송하는 신호 송신 시스템이 될 수 있다. 예를 들어, DVB(digital video broadcasting) 시스템에 따른 신호 송신 시스템일 수 있다. 도 1을 참조하여 본 발명에 따른 신호 송신 시스템의 실시예를 설명하면 다음과 같다.
도 1의 실시예는 아웃터 인코더(Outer encoder)(100), 인너 인코더(Inner encoder)(110), 제1인터리버(interleaver)(120), 심볼맵퍼(symbol mapper)(130), 선형 프리코딩부(140), 제2인터리버(150), 프레임 형성부(frame builder)(160), 변조부(modulator)(170) 및 전송부(180)를 포함한다.
상기 아웃터 코더(100)와 인너 코더(110)는 각각 입력된 신호를 부호화하여 출력함으로써, 전송되는 데이터에 발생한 오류를 수신기에서 검출하고, 상기 오류를 수정할 수 있도록 한다. 즉, 상기 아웃터 코더(100)와 인너 코더(110)는 순방향 오류정정부(Forward Error Correcting : FEC)로 볼 수 있다.
상기 아웃터 코더(100)는 입력된 신호에 대한 송신 성능을 향상시키기 위해 입력 데이터를 부호화하고, 인너 코더(110)는 송신 신호에 에러 발생을 대비하여 송신할 신호를 다시 부호화한다. 상기 각 인코더의 종류는, 해당하는 신호 송신 시스템에서 사용하는 코딩 방식에 따라 다를 수 있다.
제1인터리버(120)는 상기 인너 코더(110)에서 출력된 신호가 전송될 경우 겪을 수 있는 버스트 에러(burst error)에 강인하도록 데이터 열을 랜덤한 위치로 분산시키는 역할을 한다. 예를 들어, 상기 제1인터리버(120)에는 블록(block) 인터리빙 방식이나 컨벌루션(convolution) 인터리빙 방식 등이 사용될 수 있다. 상기 제1 인터리버(120)의 종류는 해당하는 신호 송신 시스템에서 사용하는 방식에 따라 다를 수 있다.
심볼맵퍼(130)는 상기 제1인터리버(120)에서 인터리빙된 데이터를 전송 방식에 따른 심볼(symbol)로 매핑한다. 예를 들어, 상기 심볼 맵퍼(130)의 매핑 방식으로 QAM(Quadrature Amplitude Modulation), QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), APSK(Amplitude Phase Shift Keying), PAM(Pulse Amplitude Modulation) 등이 사용될 수 있다. 본 발명에서는 상기 매핑 방식으로 옵티멀 성상(optimal constellation) 매핑 방식을 이용하는 것을 제안한다.
도 2는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 옵티멀 성상(optimal constellation) 포인트의 위치를 개략적으로 나타낸 도면이다. 옵티멀 성상 매핑을 위해 상기 포인트가 사용될 수 있다. 상기 성상 포인트의 숫자는 파워를 나타낸다.
상기 옵티멀 성상 포인트들의 x축 값은 홀수(1, 3, 5, …) 또는 짝수(2, 4, 6, …)가 될 수 있으며, y축 값은
Figure 112007039833838-PAT00001
의 정수배가 될 수 있다.
예를 들어, x축 위에 위치한 포인트의 경우 1, 3, 5, …의 홀수 값을 가지며, 파워는 각각 1, 9, 25, … 이다. y축 위에 위치한 포인트의 경우
Figure 112007039833838-PAT00002
,
Figure 112007039833838-PAT00003
,
Figure 112007039833838-PAT00004
의 값을 가지며, 파워는 각각 3, 27, 75, … 이다. 파워가 13인 포인트의 경우, x축 값은 1이고, y축 값은
Figure 112007039833838-PAT00005
이다. 파워가 7인 포인트의 경 우, x축 값은 2이고, y축 값은
Figure 112007039833838-PAT00006
이다.
상기와 같이 포인트를 원형에 가깝게 위치시키고, 가능한 포인트의 위치를 DC위치에서 멀리함으로써, 전송 파워를 효율적으로 사용할 수 있다.
상기 도 2와 같은 포인트들의 위치 이외에, 상기 포인트들을 x축, y축, 또는 원점에 대하여 대칭 시켜 얻어진 위치를 사용할 수도 있다. 또는, 상기 포인트들의 위치를 원점을 축으로 임의의 각도로 회전시켜 얻어진 위치를 사용할 수도 있다. 이는 구현 예에 따라 달라질 수 있다.
도 3은 본 발명에 따른 일 실시예로서, 옵티멀 성상의 포인트를 결정하는 순서를 나타낸 순서도이다. 상기 도 2와 같은 성상 포인트 가운데 필요한 수의 옵티멀 성상 포인트를 얻는다.
먼저, 상기 도 2와 같은 성상 포인트 가운데 가장 작은 파워를 가지는 성상 포인트를 선택한다(S300). 그리고 상기 선택된 성상 포인트의 수와 필요한 성상 포인트의 수를 비교한다(S310). 만약, 상기 선택된 성상 포인트의 수가 더 적으면, 다시 S300 단계를 수행하여 선택되지 않은 포인트 가운데 가장 작은 파워를 가지는 성상 포인트를 선택한다. 만약 상기 선택된 성상 포인트의 수가 더 크면, 넘은 포인트의 수만큼 파워가 큰 순서대로 성상 포인트를 제거한다(S320). 상기와 같은 과정을 통해 원하는 수의 성상 포인트를 얻을 수 있으며, 상기 얻어진 성상 포인트를 이용하여 입력된 데이터를 심볼 데이터로 매핑할 수 있다.
도 4 내지 도 7은 본 발명에 따른 일 실시예로서, 상기와 같은 방식에 따라 선택된 포인트를 갖는 옵티멀 성상을 개략적으로 나타낸 도면이다. 즉, 도 4내지 도 7은 각각 16포인트, 64포인트, 256포인트, 256포인트를 갖는 옵티멀 성상을 개략적으로 나타낸 도면이다. 다만, 도 6의 경우에는 상기 도 2에서 설명한 성상 포인트 위치와 다른 위치를 가지는 다른 실시예의 경우로서, DC위치에 가까운 성상 포인트를 가지는 경우이다.
상기에서 설명한 바와 같이, 상기 도 4 내지 도 7의 포인트들의 위치 이외에, 상기 포인트들을 x축, y축, 또는 원점에 대하여 대칭 시켜 얻어진 위치를 사용할 수도 있다. 또는, 상기 포인트들의 위치를 원점을 축으로 임의의 각도로 회전시켜 얻어진 위치를 사용할 수도 있다. 이는 구현 예에 따라 달라질 수 있다.
상기 심볼맵퍼(130)는 상기와 같이 정해진 포인트 수를 갖는 옵티멀 성상 매핑 방식에 따라, 입력된 데이터를 심볼 매핑하여 출력한다.
선형 프리코딩부(140)는 입력된 심볼 데이터를 여러 개의 출력 심볼 데이터에 분산시켜, 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading) 채널을 겪었을 때 모든 정보가 페이딩으로 손실될 확률을 줄여준다.
제2인터리버(150)는 상기 선형프리코딩부(140)에서 출력된 심볼 데이터를 다시 인터리빙하여, 상기 심볼 데이터가 동일한 주파수 선택적인 페이딩을 겪지 않도록 한다. 상기 제2인터리버(150)에는 블록 인터리빙 방식이나 컨벌루션 인터리빙 방식 등이 사용될 수 있다.
프레임 형성부(160)는 상기 인터리빙된 신호를 직교 주파수 다중 분할(Orthogonal Frequency Division Multiplex : OFDM) 방식으로 변조할 수 있도록, 데이터 구간에 파일럿(pilot) 신호를 삽입하여 프레임을 형성한다.
변조부(170)는 상기 프레임 형성부(160)에서 출력된 데이터들을 각각 OFDM의 부반송파(sub carrier)들에 실어 전송할 수 있도록 가드 구간(guard interval)을 삽입하여 변조한다. 전송부(180)는 변조부(170)에서 출력된 보호 구간과 데이터 구간을 가진 디지털 형식의 신호를 아날로그 신호로 변환하여 송신(transmit)한다.
도 8은 본 발명에 따른 일 실시예로서, 신호 수신 장치를 개략적으로 나타낸 블록도이다. 상기 도 8의 실시예는 DVB 수신 장치 등에 포함될 수 있다.
도 8의 본 발명에 따른 실시예는 수신부(800), 동기부(810), 복조부(820), 프레임 파싱(parsing)부(830), 제1디인터리버(deinterleaver)(840), 선형 프리코딩 디코더(850), 심볼디맵퍼(symbol demapper)(860), 제2디인터리버(870), 인너 디코더(inner decoder)(880) 및 아웃터 디코더(outer decoder)(890)를 포함한다.
수신부(800)는 수신된 RF 신호의 주파수 대역을 다운 컨버전(down conversion)한 후 디지털 신호로 변환하여 출력한다. 동기부(810)는 수신부(800)에서 출력된 수신 신호의 주파수 영역과 시간 영역의 동기를 획득하여 출력한다. 상기 동기부(810)는 주파수 영역 신호의 동기 획득을 위해 복조부(820)가 출력하는 데이터의 주파수 영역의 오프셋(offset) 결과를 이용할 수 있다.
복조부(820)는 상기 동기부(810)에서 출력된 수신 데이터를 복조하고, 가드구간(guard interval)을 제거한다. 이를 위해 복조부(820)는 수신 데이터를 주파수 영역으로 변환시키고, 서브 캐리어(sub carrier)에 분산된 데이터 값을 각각의 부반송파에 할당되었던 값으로 디코딩한다. 프레임 파싱부(830)는 상기 복조부(820) 에서 복조된 신호의 프레임 구조에 따라 파일럿 심볼을 제외하고 데이터 심볼 구간의 심볼 데이터를 출력할 수 있다.
제1디인터리버(840)는 상기 프레임 파싱부(830)에서 출력된 데이터 열에 대해 디인터리빙(de-interleaving)을 수행하여 데이터를 인터리빙되기 전의 순서로 복원시킨다. 상기 제1디인터리버(840)는 상기 도 1의 제2인터리버(150)에서 인터리빙한 방식에 대응되는 방식에 따라 디인터리빙하여 데이터 열의 순서를 복원한다.
선형 프리코딩 디코더(850)는 신호 송신 장치에서 데이터를 분산한 과정의 역과정을 수행하여, 상기 선형 프리코딩 디코더(850)에 입력된 데이터에 분산되어 있는 본래의 데이터를 복원한다.
심볼디맵퍼(860)는 상기 선형 프리코딩 디코더(850)에서 복원된 심볼 데이터를 비트열로 복원할 수 있다. 상기 심볼 디매핑 방식은 상기 도 1과 같은 송신 장치의 심볼맵퍼(130)에서 사용한 매핑 방식에 대응되는 방식을 사용한다. 이하 설명의 편의를 위해, 상기 도 1의 심볼맵퍼(130)에서 64포인트를 갖는 옵티멀 성상 매핑 방식에 따라 심볼 데이터를 매핑하였다고 가정한다. 상기 포인트의 수는 설명의 편의를 위해 정한 하나의 실시 예에 불과하다.
도 9는 64포인트를 갖는 옵티멀 성상의 결정 경계(decision boundary)를 개략적으로 나타낸 블록도이다. 심볼디맵퍼(860)는 상기 도 9와 같은 결정 경계를 이용하여, 수신된 심볼 데이터를 디맵핑한다. 옵티멀 성상 매핑 방식의 경우, 전송 파워를 효율적으로 사용하기 위해 벌집 구조의 성상을 가지며, 심볼디맵퍼(860)에서는 상기 도 9와 같이 심볼마다 육각형의 결정 경계를 갖는다. 다만, 가장 가장자 리에 위치한 포인트에 해당하는 심볼은 육각형이 아닌 한 쪽면이 터진 형태의 결정 경계를 갖는다.
입력된 심볼 데이터가 상기 도 9와 같은 결정 경계 가운데 특정 육각형 내에 위치한 것으로 인식되면, 심볼디맵퍼(860)는 상기 입력된 심볼 데이터를 상기 특정 육각형에 해당하는 포인트의 심볼로 디맵핑한다.
도 10a는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 수신된 옵티멀 성상 심볼을 디맵핑하는 심볼 디맵퍼를 개략적으로 나타낸 도면이고, 도 10b는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 수신된 옵티멀 성상 심볼을 디맵핑하는 다른 심볼 디맵퍼를 개략적으로 나타낸 도면이다.
심볼디맵퍼(860)는 상기 도 9와 같은 옵티멀 성상의 결정 경계 전체를 한번에 이용하여 심볼 디맵핑을 할 수도 있고, 상기 도 10a, 10b의 심볼디맵퍼와 같이 직사각형 형태의 결정 경계를 사용하여 심볼 디맵핑을 할 수도 있다.
상기 도 10a의 심볼디맵퍼는 제1결정부(1000), 제2결정부(1002), 제1회전부(1004), 제3결정부(1006), 제4결정부(1008), 제2회전부(1010), 제5결정부(1012), 제6결정부(1014), 및 비트 변환부(1016)를 포함한다.
상기 심볼디맵퍼(860)에 심볼 데이터가 입력되면, 제1결정부(1000)는 육각형의 결정 경계 영역마다 마주보는 두 면을 이용한 직사각형 형태의 결정 경계 영역을 이용하여, 입력된 심볼 데이터가 상기 직사각형 형태의 결정 경계 영역에 위치하는지 결정한다. 제2결정부(1002)는 입력된 심볼 데이터가 성상 가장자리(constellation edge) 영역, 즉, 도 9와 같은 전체 결정 경계에서 도형을 이루지 않는 가장자리 영역에 위치하는 지에 대하여 결정을 내린다. 상기 제2결정부(1002)는 상기 가장자리 영역 가운데 실선으로 구분되는 결정 경계 영역에 위치하는지 결정한다. 상기 제1결정부(1000)와 제2결정부(1002)는 회전하지 않은 결정 경계를 이용하여, 입력된 심볼 데이터의 위치를 결정하는 결정부이다.
제1회전부(1004)는 상기 제1결정부(1000)와 제2결정부(1002)에서 사용된 결정 경계 전체를 60도 회전시키는 역할을 한다. 상기 제1회전부(1004)에서 출력된 데이터는 제3결정부(1006)에 입력된다. 상기 제3결정부(1006)는 상기 60도 회전된 전체 결정 경계 영역 가운데, 육각형의 결정 경계 영역마다 마주보는 두 면을 이용한 직사각형 형태의 결정 경계 영역을 이용하여, 입력된 심볼 데이터가 상기 직사각형 형태의 결정 경계 영역에 위치하는지 결정한다. 제4결정부(1008)는 입력된 심볼 데이터가 성상 가장자리 영역에 위치하는지에 대하여 결정을 내린다. 상기 제4결정부(1008)는 상기 가장자리 영역 가운데 1점 쇄선으로 구분되는 결정 경계 영역에 위치하는지 결정한다. 상기 제3결정부(1006)와 제4결정부(1008)는 1회 회전, 즉 60도 회전한 결정 경계를 이용하여, 입력된 심볼 데이터의 위치를 결정하는 결정부이다.
제2회전부(1010)는 상기 제3결정부(1006)와 제4결정부(1008)에서 사용된 결정 경계 전체를 다시 60도 회전시키는 역할을 한다. 상기 제2회전부(1010)에서 출력된 데이터는 제5결정부(1012)에 입력된다. 제5결정부(1012)는 상기 다시 60도가 회전된 전체 결정 경계 영역 가운데 육각형의 결정 경계 영역마다 마주보는 두 면을 이용한 직사각형 형태의 결정 경계를 이용하여, 입력된 심볼 데이터가 상기 직 사각형 형태의 결정 경계에 위치하는지 결정한다. 제6결정부(1014)는 입력된 심볼 데이터가 성상 가장자리 영역에 위치하는지에 대하여 결정을 내린다. 상기 제6결정부(1014)는 상기 가장자리 영역 가운데 점선으로 구분되는 결정 경계 영역에 위치하는지 결정한다. 상기 제5결정부(1012)와 제6결정부(1014)는 2회 회전, 즉 본래 결정 경계와 비교하여 120도 회전한 결정 경계를 이용하여, 입력된 심볼 데이터의 위치를 결정하는 결정부이다.
상기 제2결정부(1002), 제4결정부(1008), 제6결정부(1014)에서 성상 가장자리 영역에 대하여 결정하는 경우, x축, y축에 평행한 위치에 대한 결정은 새츄레이션(saturation) 기법을 사용하고, 사선 형태의 위치에 대한 결정은 상기 사선에 해당하는 직선 방정식을 이용하여 결정한다.
비트 변환부(1016)는 상기 각 결정부에서 결정된 정보 즉, 입력된 심볼 데이터를 대응되는 포인트의 심볼로 결정한 값을 이용하여, 상기 결정된 심볼 값에 해당하는 비트 데이터로 변환한다.
상기와 같이 2회의 회전과 6번의 결정 과정을 모두 수행할 수도 있고, 상기 6번의 결정 가운데 특정 결정에 의하여, 수신된 심볼 데이터에 대응되는 포인트의 심볼이 결정되면, 더 이상의 회전이나 결정은 하지 않고 바로 비트 변환부(1016)에 상기 결정 정보를 출력하여 비트 데이터로 변환할 수도 있다. 이는 구현 예에 따라 달라질 수 있다.
도 10b는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 수신된 옵티멀 성상 심볼을 디맵핑하는 다른 심볼 디맵퍼를 개략적으로 나타낸 도면이다. 상기 도 10b의 심볼 디맵퍼 는 피드백(feed-back)을 이용한 반복(recursive) 디코딩 방식의 실시예이다.
상기 도 10b의 심볼 디맵퍼는 버퍼(1020), 선택부(1022), 제1결정부(1024), 제2결정부(1026), 회전부(1028), 및 비트 변환부(1030)를 포함한다.
버퍼(1020)는 입력된 심볼 데이터를 임시 저장하였다 출력한다. 선택부(1022)는 상기 버퍼(1020)에서 출력된 심볼 데이터와 회전부(1028)에서 출력된 심볼 데이터를 입력받아, 하나의 심볼 데이터를 출력한다. 상기 선택부(1022)는 반복 디코딩을 수행하는 경우 상기 회전부(1028)에서 피드백된 심볼 데이터를 출력하며, 새로운 심볼 데이터에 대하여 결정 과정을 수행하는 경우 상기 버퍼(1020)로부터 입력된 심볼 데이터를 출력한다.
제1결정부(1024)는 육각형의 결정 경계 영역마다 마주보는 두 면을 이용한 직사각형 형태의 결정 경계 영역을 이용하여, 입력된 심볼 데이터가 상기 직사각형 형태의 결정 경계 영역에 위치하는지 결정한다. 그리고 제2결정부(1026)는 입력된 심볼 데이터가 성상 가장자리(constellation edge) 영역, 즉, 도 9와 같은 전체 결정 경계에서 도형을 이루지 않는 가장자리 영역에 위치하는 지에 대하여 결정을 내린다. 상기 제2결정부(1026)는 회전된 횟수에 따라, 각각 실선(0회 회전), 1점 쇄선(1회 회전), 점선(2회 회전)으로 구분되는 결정 경계 영역에 위치하는지 결정한다. 회전부(1028)는 상기 제1결정부(1024)와 제2결정부(1026)에서 사용된 결정 경계 전체를 60도 회전시키는 역할을 한다.
비트 변환부(1030)는 상기 각 결정부에서 결정된 정보 즉, 입력된 심볼 데이터를 대응되는 포인트의 심볼로 결정한 값을 이용하여, 상기 결정된 심볼 값에 해 당하는 비트 데이터로 변환한다.
상기 10b의 심볼 디맵퍼는 2회의 회전과 6번의 결정 과정을 모두 수행할 수도 있고, 반복 디코딩 과정 중에 상기 제1결정부(1024)와 제2결정부(1026)에서, 입력된 심볼 데이터에 대응되는 포인트의 심볼을 결정하면 바로 비트 변환부(1030)에 상기 결정 정보를 출력하여 비트 데이터로 변환할 수도 있다. 이는 구현 예에 따라 달라질 수 있다.
도 11은 본 발명에 따른 일 실시예로서, 수신된 옵티멀 성상 심볼을 디맵핑하는 과정을 개략적으로 나타낸 도면이고, 도 12는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 가장자리(edge) 영역의 수신된 옵티멀 성상 심볼을 디맵핑하는 과정을 개략적으로 나타낸 도면이다.
상기 도 11은 전체 결정 경계 가운데 4개의 육각형 형태의 결정 경계 영역을 나타낸 도면이다. 상기 도면은 상기 도 10a 또는 도 10b의 결정부 가운데, 육각형의 결정 경계 영역에서 마주보는 두 면을 이용한 직사각형 형태의 결정 경계 영역을 이용하여, 심볼 데이터가 상기 직사각형 형태의 결정 경계 영역에 위치하는지 결정하는 결정부의 결정 과정을 나타낸다.
우선, 회전하지 않은 첫 번째 결정 경계 형태에서, 육각형의 결정 경계 영역마다 좌우의 마주보는 두 면을 이용한 직사각형 형태의 결정 경계 영역을 이용하여, 입력된 심볼 데이터가 상기 직사각형 형태의 결정 경계 영역에 위치하는지 결정한다. 상기 결정이 끝나면 상기 결정 경계 전체를 60도 회전시켜, 다시 육각형의 결정 경계 영역마다 좌우의 마주보는 두 면을 이용한 직사각형 형태의 결정 경계 영역을 이용하여, 입력된 심볼 데이터가 상기 직사각형 형태의 결정 경계 영역에 포함되는지 결정한다. 그리고 결정 경계 전체를 다시 60도 회전시켜, 육각형의 결정 경계 영역마다 좌우의 마주보는 두 면을 이용한 직사각형 형태의 결정 경계를 이용하여, 입력된 심볼 데이터가 상기 직사각형 형태의 결정 경계 영역에 포함되는지 결정한다. 상기 도 11에서 두 번째 결정 경계 형태와 세 번째 결정 경계 형태는 상기 회전을 거치면서 결정과정을 거치는 영역을 중첩적으로 표현하였다.
상기와 같이 2회 회전을 통해, 상기 직사각형 형태의 결정 경계 영역은 육각형 내부의 모든 영역을 커버할 수 있다. 따라서, 상기 육각형의 결정 경계 영역 각각에 대해, 상기 육각형의 결정 경계 영역을 갖는 포인트에 대응되는 심볼로 디맵핑할 수 있다.
구현 예에 따라, 입력된 심볼 데이터가 상기 직사각형 형태의 결정 경계 영역에 위치한 것으로 인식되면, 남은 회전과 결정을 수행하지 않고 결정 과정을 마무리할 수도 있다. 그리고, 상기 설명에서는 육각형의 좌우 마주보는 두 면을 이용한 직사각형 형태의 결정 경계 영역을 이용하였으나, 좌우 면 이외, 다른 마주보는 두 면을 이용한 영역, 예를 들어, 비스듬히 기울어진 직사각형 형태의 결정 경계 영역을 이용할 수도 있다.
상기 도 12는 64포인트 옵티멀 성상 매핑 방식의 전체 결정 경계를 나타낸 도면이다. 상기 도 12는 상기 도 10a, 10b의 결정부 가운데 입력된 심볼 데이터가 성상 가장자리(constellation edge) 영역, 즉, 도형을 이루지 않는 가장자리 영역에 위치하는 지에 대하여 결정을 내리는 결정부의 결정 과정을 나타낸다.
우선, 회전하지 않은 첫 번째 결정 경계 형태에서, 입력된 심볼 데이터가 성상 경계 영역 가운데, 실선으로 구분되는 영역에 위치하는지 결정한다. 상기 결정이 끝나면 상기 결정 경계 전체를 60도 회전시켜, 성상 경계 영역 가운데, 1점 쇄선으로 구분되는 영역에 위치하는지 결정한다. 그리고 결정 경계 전체를 다시 60도 회전시켜, 점선으로 구분되는 영역에 위치하는지 결정한다.
구현 예에 따라, 상기 실선으로 구분되는 영역, 1점 쇄선으로 구분되는 영역, 점선으로 구분되는 영역의 순서가 바뀔 수도 있다. 예를 들어, 도 12의 첫 번째 결정 경계 형태에서 점선으로 구분되는 영역의 결정 후에, 회전에 따라 각각 실선(1회 회전), 1점 쇄선(2회 회전)으로 구분되는 영역의 결정을 할 수도 있다.
제2디인터리버(870)는 상기 심볼 디맵퍼(860)에서 디맵팽된 비트 데이터 열에 대해 인터리빙의 역과정을 수행한다. 상기 제2디인터리버(870)는 도 1의 제1인터리버(120)에 대응되는 디인터리빙을 수행한다. 인너 디코더(inner decoder)(880)는 상기 디인터리빙된 데이터를 복호하여 데이터에 포함된 에러를 정정할 수 있다. 그리고, 아웃터 디코더(outer decoder)(890)는 상기 인너 디코더(880)에서 디코딩된 비트 데이터에 대해 다시 에러 정정 복호 과정을 수행하여 출력한다. 상기 인너 디코더(880)과 아웃터 디코더(890)는 각각 도 1의 인너 인코더(110), 아웃터 디코더(100)에 대응되는 디코딩 방식에 따라 데이터를 디코딩한다.
도 13은 본 발명에 따른 일 실시예로서, 또 다른 신호 송신 장치를 개략적으로 나타낸 블록도이다. 상기 송수신 시스템은 다중 입출력을 위한 MIMO(Multi Input Multi Output)를 사용할 수 있다. 상기 도 13의 송신 장치는 상기 도 1과 같 은 송신 장치에 다중 입출력 방식이 적용된 경우이다. 이하 도 13을 참조하여 본 발명에 따른 신호 송신 시스템의 실시예를 설명하면 다음과 같다.
도 13의 실시예는 순방향 오류정정부(FEC(Forward Error Correction) encoder)(1300), 제1인터리버(interleaver)(1310), 심볼맵퍼(symbol mapper)(1320), 선형 프리코딩부(1330), 제2인터리버(1340), 다중 입출력 인코더(1350), 프레임 형성부(frame builder)(1360), 변조부(1370) 및 전송부(1380)를 포함한다. 상기 도 13의 실시예는 상기 신호 전송 시스템에서 신호가 처리되는 과정을 중심으로 설명한 것이다.
순방향 오류정정부(1300)는 입력된 신호를 부호화하여 출력함으로써, 전송되는 데이터에 발생한 오류를 수신기에서 검출하고, 상기 오류를 수정할 수 있도록 한다. 상기 순방향 오류정정부(1300)는 상기 도 1의 아웃터 인코더(100)와 인너 인코더(110)에 대응된다.
도 14는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 순방향 오류정정부를 개략적으로 나타낸 블록도이다. 상기 도 14의 순방향 오류정정부는 도 13과 같은 송신 시스템에 사용될 수 있다. 상기 순방향 오류정정부는 아웃터 인코더(outer encoder)와 인너 인코더(inner encoder)로서 BCH(Bose-Chaudhuri-Hocquenghem) 인코더(1302)와 LDPC(Low Density Parity Check) 인코더(1304)를 포함한다.
LDPC 코드는 오류정정부호의 일종으로 데이터의 정보유실 확률을 가능한 한 적게 할 수 있다. 상기 LDPC 인코더(1304)는 블록의 길이를 크게 하여 전송 데이터가 전송 에러에 강인한 특성을 가지도록 할 수 있다. 또한, 블록 사이즈의 증가로 인한 하드웨어 복잡도 증가를 막기 위해서, 패리티 비트(parity bit)의 밀도를 작게 하여 복호화기의 복잡도를 감소시켜 줄 수 있다.
수신측의 출력 데이터에 에러 플로어(error floor)가 발생하는 것을 방지하기 위해, 추가적인 아웃터 인코더(outer encoder)로 BCH 인코더(1302)를 상기 LDPC 인코더(1304)에 연결(concatenate) 시킨다. 만약, 에러 플로어를 무시할 수 있을 정도의 LDPC 인코더(1304)가 사용된다면 상기 BCH 인코더(1302)는 사용되지 않을 수도 있다. 또는, 상기 BCH 인코더 이외의 다른 인코더를 아웃터 인코더로 사용할 수도 있다.
상기 BCH 인코더(1302)와 LDPC 인코더(1304)를 거쳐 순방향 오류정정 인코딩된 데이터는 제1인터리버(1310)로 출력된다.
상기 제1인터리버(1310)는 전송 시 발생하는 버스트 에러(burst error)에 강인하도록, 상기 순방향 오류정정부(1300)에서 출력된 데이터 열을 섞어 랜덤한 위치로 분산시킨다. 상기 제1인터리버(1310)에는 컨벌루션 인터리버(convolution interleaver), 블록 인터리버(block interleaver) 등을 사용할 수 있으며, 이는 전송 시스템에 따라 달라질 수 있다.
도 15는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 입력 데이터를 인터리빙시키는 인터리버를 나타낸 도면이다. 상기 도 15의 인터리버는 블록 인터리버의 한 종류로 상기 제1인터리버(1310)에 사용될 수 있는 인터리버의 한 예이다.
상기 도 15의 인터리버는 매트릭스(Matrix) 형태의 저장 공간(memory space)에 입력되는 데이터를 일정 패턴으로 저장하고, 상기 저장 패턴과 다른 패턴으로 데이터를 읽어 출력한다. 예를 들어, 도 15의 인터리버는 Nr의 행과 Nc의 열로 이루어진 저장공간(Nr×Nc)을 가지며, 상기 인터리버에 입력된 데이터는 상기 저장공간의 1열 1행 위치에서부터 채워진다. 1열의 1행에서부터 시작하여 1열의 Nr행까지 데이터를 저장하며, 상기 1열이 다 채워지면 그 다음 열(2열)의 1행에서부터 시작하여 Nr행까지 데이터를 저장한다. 상기와 같은 순서로 Nc열의 Nr행까지 데이터를 저장할 수 있다.
그리고 상기 저장공간에 저장된 데이터를 읽는 경우에는, 저장공간의 1행 1열의 데이터에서부터 시작하여 1행 Nc열까지 해당 행의 데이터를 읽어서 출력한다. 그리고 해당 행의 데이터를 모두 읽으면, 다음 아래 행(2행)의 1열부터 시작하여 우측 방향으로 해당 행의 데이터를 읽어서 출력한다. 상기와 같은 순서로 Nr행의 Nc열까지 데이터를 읽어서 출력할 수 있다. 이때, 데이터 블록의 MSB(Most Significant Bit) 위치는 좌측 최상단이며, LSB(Least Significant Bit) 위치는 우측 최하단이다.
상기 인터리버의 저장 블록의 크기, 저장 패턴, 읽기 패턴 등은 하나의 실시 예이며 이는 구현 예에 따라 달라질 수 있다.
상기 제1인터리버(1310)에서 인터리빙된 데이터는 심볼맵퍼(1320)에 입력된다. 심볼맵퍼(symbol mapper)(1320)는 상기에서 설명한 옵티멀 성상(optimal constellation) 방식의 매핑 방식을 사용할 수 있다.
선형 프리코딩부(1330)는 입력된 심볼 데이터를 여러 개의 출력 심볼 데이터에 분산시켜, 주파수 선택적 페이딩 채널을 겪었을 때 모든 정보가 페이딩으로 손 실될 확률을 줄여준다.
도 16은 본 발명에 따른 일 실시예로서, 선형 프리코딩부를 개략적으로 나타낸 블록도이다. 상기 프리코딩부(1330)는 직/병렬 변환부(1332), 인코딩부(1334) 및 병/직렬 변환부(1336)를 포함한다.
직/병렬 변환부(1332)는 입력된 데이터를 병렬(parallel) 데이터로 변환한다. 인코딩부(1334)는 상기 병렬 데이터를 인코딩 매트릭싱(matrixing)을 통해 여러 개의 데이터에 분산시킨다.
상기 인코딩 매트릭스는 출력 심볼과 입력 심볼을 비교해서, 상기 두 심볼이 틀릴 확률인 PEP(Pairwise Error Probability)가 최소화되도록 설계한다. PEP를 최소화하도록 설계하여 선형 프리코딩을 통해서 얻는 다이버시티 이득(diversity gain)과 코딩 이득(coding gain)을 최대로 할 수 있다.
또한, 상기 인코딩 매트릭스를 통해 선형 프리코딩된 심볼의 최소 유클리드 거리(Euclidean distance)가 최대가 되도록 하면, 수신단에서 ML(Maximum Likelihood) 디코더를 사용할 경우 오류 확률(error probability)을 최소화시킬 수 있다.
도 17(a)는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 입력 데이터를 분산시키는 코드의 매트릭스를 나타낸 도면이다. 상기 도 17(a)는 상기 입력 데이터를 여러 개의 출력 데이터에 분산시키는 인코딩 매트릭스의 일 예로서 vanderMonde 매트릭스로 불린다. 입력 데이터들은 출력 데이터의 개수(L) 길이로 병렬 배열될 수 있다.
상기 매트릭스의 θ는 다음 수학식으로 표현될 수 있으며, 다른 방식으로도 정의가 가능하다. 상기 vanderMonde 매트릭스는 수학식 1으로 그 매트릭스 성분을 조절할 수 있다.
상기 매트릭스는 각 입력 데이터를 대응되는 수학식 1의 위상만큼 회전시켜서 출력 데이터에 반영한다. 따라서, 상기 매트릭스의 특성에 따라 입력되는 값들을 적어도 둘 이상의 출력 값들로 분산시킬 수 있다.
Figure 112007039833838-PAT00007
수학식 1에서 L은 출력 데이터의 개수를 나타낸다. 도 16의 인코딩부(1334)로 입력되는 입력 데이터 군을 x라 하고, 상기 매트릭스에 의해 인코딩부(1334)에서 코딩되어 출력되는 데이터 군을 y라고 하면, y는 다음 수학식 2와 같다.
Figure 112007039833838-PAT00008
도 17(b)는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 입력 데이터를 분산시키는 다른 코드의 매트릭스를 나타낸 도면이다. 상기 도 17(b)는 상기 입력 데이터를 여러 개의 출력 데이터에 분산시키는 인코딩 매트릭스의 일 예로서 Hadamard 매트릭스로 불린다. 상기 도 17(b)의 매트릭스는 임의의 L=2k의 크기로 확장된 일반적인 형태이며, 'L'은 각 입력 심볼들을 분산시킬 출력 심볼들의 개수를 나타낸다.
상기 매트릭스의 출력 심볼은 L개의 입력 심볼의 합과 차로 얻을 수 있다. 다시 말하면, 각 입력 심볼은 L개의 출력 심볼에 분산시킬 수 있다.
상기 도 17(b)의 매트릭스의 경우에도, 도 16의 인코딩부(1334)로 입력되는 입력 데이터 군을 x라 하고, 상기 매트릭스에 의해 인코딩부(1334)에서 코딩되어 출력되는 데이터 군을 y라고 하면, y는 상기 매트릭스와 x의 곱이 된다.
도 17(c)는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 입력 데이터를 분산시키는 다른 코드의 매트릭스를 나타낸 도면이다. 상기 도 17(c)는 상기 입력 데이터를 여러 개의 출력 데이터에 분산시키는 인코딩 매트릭스의 일 예로서 Golden code로 불린다. 상기 Golden code는 특별한 형태의 4x4 매트릭스이며, 서로 다른 두 개의 2x2 매트릭스가 교대로 사용되는 것으로 해석할 수 있다.
상기 도 17(c)의 C는 골든 코드(golden code)의 코드 매트릭스(code matrix)를 나타내며, 상기 코드 매트릭스 내의 x1, x2, x3, x4는 상기 인코딩부(1334)에 입력되는 심볼 데이터를 나타낸다. 그리고 상기 코드 매트릭스 내의 각 상수들은 코드 매트릭스의 특성을 결정짓는다. 상기 코드 매트릭스의 각 상수들과 입력 심볼 데이터들로 계산된 행과 열의 값들은 출력 심볼 데이터를 나타낸다. 상기 심볼 데이터의 출력 순서는 구현 예에 따라 룰이 정의될 수 있다.
병/직렬 변환부(1336)는 상기 인코딩부(1334)에서 수신된 데이터를 다시 직렬(serial) 데이터로 변환하여 출력한다.
제2인터리버(1340)는 상기 선형 프리코딩부(1330)에서 출력된 심볼 데이터를 다시 인터리빙(interleaving)한다. 즉, 상기 제2인터리버(1340)에서 인터리빙을 수 행하여, 상기 선형 프리코딩부(1330)에서 출력된 데이터들에 분산되어 있는 심볼 데이터가 동일한 주파수 선택적 페이딩을 겪지 않도록 한다. 상기 제2인터리버(1340)에는 컨벌루션 인터리버(convolution interleaver), 블록 인터리버(block interleaver) 등을 사용할 수 있다.
상기 선형 프리코딩부(1330)와 제2인터리버(1340)는 전송하고자 하는 데이터를 채널의 주파수 선택적 페이딩에 강인하도록 처리하는 부분으로, 주파수 선택적 페이딩 코딩부로 볼 수 있다.
다중 입출력 인코더(1350)는 상기 제2인터리버(1340)에서 인터리빙된 데이터를 복수의 전송 안테나에 실리도록 인코딩한다. 다중 입출력 인코딩 방식에는 크게 공간 다중화(Spatial Multiplexing) 방식과 공간 다이버시티(Spatial Diversity) 방식이 있다. 공간 다중화는 송신기와 수신기에 다중의 안테나를 이용하여, 서로 다른 데이터를 동시에 전송함으로써 시스템의 대역폭을 더 증가시키지 않고, 보다 고속의 데이터를 전송할 수 있는 방식이다. 공간 다이버시티는 다중의 송신 안테나에서 같은 정보의 데이터를 전송하여 송신 다이버시티(diversity)를 얻는 방식이다.
이때, 공간 다이버시티(spatial diversity) 방식의 다중 입출력 인코더(150)로는 STBC(space-time block code)와 SFBC(space-frequency block code), STTC(space-time trellis code) 등이 사용될 수 있다. 공간 다중화(Spatial multiplex) 방식의 다중 입출력 인코더(1350)로는 단순히 데이터열을 송신 안테나 개수만큼 분리하여 전송하는 방식과 FDFR(full-diversity full-rate) code, LDC(linear dispersion code), V-BLAST(Vertical-Bell Lab. layered space-time)와 D-BLAST (diagonal-BLAST) 같은 방식이 사용될 수 있다.
프레임 형성부(1360)는 상기 프리코딩된 신호를 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex) 방식으로 변조할 수 있도록 파일럿(pilot) 신호를 삽입하여 프레임을 형성한다.
도 18은 본 발명에 따른 일 실시예로서, 전송 프레임의 구조를 나타낸 도면이다. 상기 전송 프레임은 파일럿 캐리어(pilot carrier) 정보를 포함하는 파일럿 심볼 구간과 데이터 정보만을 포함하는 데이터 심볼 구간으로 구성된다.
상기 도 18에서 하나의 프레임은 M개의 구간을 포함하며, M-1개의 데이터 심볼 구간과 프리앰블(preamble)로 사용되는 한 개의 파일럿 심볼 구간으로 나뉜다. 그리고 상기와 같은 구조를 갖는 프레임이 반복된다.
각 심볼 구간에는 직교 주파수 다중 분할 (Orthogonal Frequency Division Multiplex : OFDM)방식의 각 서브 캐리어(sub carrier)의 수만큼 캐리어 정보가 포함된다. 파일럿 심볼 구간의 파일럿 캐리어 정보는 PAPR(Peak to Average Power Ratio)을 낮추기 위해 랜덤한 데이터로 구성된다. 그리고 상기 파일럿 캐리어 정보는 주파수 도메인(frequency domain)에서 자기상관값(auto-correlation)이 임펄스(impulse)인 형태를 갖는다.
데이터 심볼 구간에는 파일럿 캐리어 정보가 포함되지 않으며, 따라서 데이터 양(data capacity)을 늘릴 수 있다. DVB의 경우를 예를 들면, 파일럿 캐리어가 전체 유효 캐리어에서 차지하는 비율이 약 10%정도 되므로, 데이터 양(data capacity)의 증가율은 다음 수학식 3과 같다.
Figure 112007039833838-PAT00009
상기 수학식 3에서 △는 증가율을 나타내며, M은 하나의 프레임에 포함된 구간의 수이다.
변조부(1370)는 상기 프레임 형성부(1360)에서 출력된 데이터들을 각각 OFDM의 부반송파(sub carrier)들에 실어 전송할 수 있도록 가드 구간(guard interval)을 삽입하여 변조한다. 전송부(1380)는 변조부(1370)에서 출력된 보호 구간과 데이터 구간을 가진 디지털 형식의 신호를 아날로그 신호로 변환하여 송신(transmit)한다.
도 19는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 신호 송신 장치에서 복수의 전송 경로를 갖는 경우를 개략적으로 나타낸 블록도이다. 이하 설명의 편의를 위해 전송 경로가 2개인 경우를 예로 하여 설명한다.
도 19의 실시예는 순방향 오류정정부(1900), 제1인터리버(interleaver)(1910), 심볼맵퍼(symbol mapper)(1920), 선형 프리코딩부(1930), 제2인터리버(1940), 다중입출력 인코더(1950), 제1프레임 형성부(frame builder)(1960), 제2프레임 형성부(1965), 제1변조부(1970), 제2변조부(1975), 제1전송부(1980) 및 제2전송부(1985)를 포함한다.
순방향 오류정정부(1900)에서 다중 입출력 인코더(1950)까지의 신호 처리 과 정은 상기 도 13에서 설명한 바와 동일하다.
순방향 오류정정부(1900)는 BCH 인코더와 LDPC 인코더를 포함하며, 입력된 데이터를 오류정정 부호화하여 출력한다. 상기 출력된 데이터는 제1인터리버(1910)에서 인터리빙되어 데이터 열의 순서가 섞인다. 상기 제1인터리버(1910)에는 컨벌루션 인터리버, 블록 인터리버 등이 사용될 수 있다.
심볼맵퍼(symbol mapper)(1920)는 상기에서 설명한 옵티멀 성상 방식의 매핑 방식에 따라, 입력받은 데이터를 심볼 데이터로 매핑한다.
선형 프리코딩부(1930)는 직/병렬 변환부, 인코딩부 및 병/직렬 변환부를 포함한다.
도 20(a) 내지 20(e)는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 입력 심볼을 분산시키는 2×2 코드 매트릭스의 일 예를 나타낸 도면이다. 도 20(a) 내지 20(e)의 코드 매트릭스는 상기 도 19와 같은 송신 장치에 적용될 수 있으며, 상기 선형 프리코딩부(1930)의 인코딩부에 입력된 2개의 데이터를 2개의 출력 데이터에 분산시킨다.
도 20(a)의 매트릭스는 상기 도 17(a)에서 설명한 vanderMonde 매트릭스의 실시예이다.
상기 도 20(a)의 매트릭스는 두 입력 데이터 가운데 첫번째 입력 데이터와 위상이 45도(
Figure 112007039833838-PAT00010
) 회전된 두번째 입력 데이터를 더하여 첫번째 출력 데이터로 출력하며, 첫번째 입력 데이터와 위상이 225도(
Figure 112007039833838-PAT00011
) 회전된 두번째 입력 데이터를 더하여 두번째 출력 데이터로 출력한다. 그리고 상기 각 출력 데이터는
Figure 112007039833838-PAT00012
로 나누어 스케일링(scaling)한다.
도 20(b)의 매트릭스는 상기 도 17(b)에서 설명한 Hadamard 매트릭스의 실시예이다.
상기 도 20(b)의 매트릭스는 두 입력 데이터 가운데 첫번째 입력 데이터와 두번째 입력 데이터를 더하여 첫번째 출력 데이터로 출력하며, 첫번째 입력 데이터에서 두번째 입력 데이터를 빼서 두번째 출력 데이터로 출력한다. 그리고 상기 각 출력 데이터는
Figure 112007039833838-PAT00013
로 나누어 스케일링(scaling)한다.
도 20(c)는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 상기 도 19에 적용될 수 있는 입력 심볼을 분산시키는 코드 매트릭스의 또 다른 일 예를 나타낸 도면이다. 상기 도 20(c)의 매트릭스는 도 17(a), 도 17(b), 도 17(c)에서 설명한 매트릭스가 아닌 또 다른 코드의 실시예이다.
상기 도 20(c)의 매트릭스는 두 입력 데이터 가운데 위상이 45도(
Figure 112007039833838-PAT00014
) 회전된 첫번째 입력 데이터와 위상이 -45도(
Figure 112007039833838-PAT00015
) 회전된 두번째 입력 데이터를 더하여 첫번째 출력 데이터로 출력하며, 위상이 45도 회전된 첫번째 입력 데이터에서 위상이 -45도 회전된 두번째 입력 데이터를 빼서 두번째 출력 데이터로 출력한다. 그리고 상기 각 출력 데이터는
Figure 112007039833838-PAT00016
로 나누어 스케일링한다.
도 20(d)는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 상기 도 19에 적용될 수 있는 입력 심볼을 분산시키는 코드 매트릭스의 또 다른 일 예를 나타낸 도면이다. 상기 도 20(d)의 매트릭스는 도 17(a), 도 17(b), 도 17(c)에서 설명한 매트릭스가 아닌 또 다른 코드의 실시예이다.
상기 도 20(d)의 매트릭스는 0.5를 곱한 첫번째 입력 데이터를 두번째 입력 데이터와 더하여 첫번째 출력 데이터로 출력하며, 첫번째 입력 데이터에서 0.5를 곱한 두번째 입력 데이터를 빼서 두번째 출력 데이터로 출력한다. 그리고 상기 각 출력 데이터는
Figure 112007039833838-PAT00017
로 나누어 스케일링한다.
도 20(e)는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 상기 도 19에 적용될 수 있는 입력 심볼을 분산시키는 코드 매트릭스의 또 다른 일 예를 나타낸 도면이다. 상기 도 20(e)의 매트릭스는 도 17(a), 도 17(b), 도 17(c)에서 설명한 매트릭스가 아닌 또 다른 코드의 실시예이다. 상기 도 20(e)의 '*'는 입력되는 데이터에 대한 켤레 복소수(complex conjugate)를 의미한다.
상기 도 20(e)의 매트릭스는 두 입력 데이터 가운데 위상이 90도(
Figure 112007039833838-PAT00018
) 회전된 첫번째 입력 데이터와 두번째 입력 데이터를 더하여 첫번째 출력 데이터로 출력하며, 첫번째 입력 데이터의 켤레 복소수와 위상이 -90(
Figure 112007039833838-PAT00019
)도 회전된 두번째 입력 데이터의 켤레 복소수를 더하여 두번째 출력 데이터로 출력한다. 그리고 상기 각 출력 데이터는
Figure 112007039833838-PAT00020
로 나누어 스케일링한다.
제2인터리버(1940)는 상기 선형 프리코딩부(1930)에서 출력된 심볼 데이터를 다시 인터리빙(interleaving)한다. 상기 제2인터리버(1940)에는 컨벌루션 인터리버(convolution interleaver), 블록 인터리버(block interleaver) 등을 사용할 수 있다. 상기 제2인터리버(1940)는 상기 선형 프리코딩부(1930)에서 출력된 데이터들에 분산되어 있는 심볼 데이터가 동일한 주파수 선택적 페이딩을 겪지 않도록 섞어주는 역할을 하는 것이므로, 그 종류는 송수신 시스템의 구현 예에 따라 달라질 수 있다.
블록 인터리버를 사용하는 경우 인터리버의 길이는 구현 예에 따라 달라질 수 있다. 인터리버의 길이가 OFDM 심볼 길이보다 작거나 같으면, 인터리빙은 한 OFDM 심볼 내의 영역에서만 이루어지고, 인터리버의 길이가 OFDM 심볼 길이보다 길면, 여러 심볼에 걸쳐서 인터리빙이 이루어질 수 있다.
도 21은 본 발명에 따른 일 실시예로서, 인터리버의 일 예를 나타낸 도면이다. 상기 도 21의 인터리버는 심볼 길이 N을 갖는 OFDM 시스템에 대한 인터리버의 실시예로서 상기 도 19와 같은 송신 장치의 제2인터리버(1940)에 사용될 수 있다.
N은 인터리버의 길이를 나타내며, i는 상기 인터리버의 길이만큼의 값 즉, 0에서 N-1까지의 정수 값을 갖는다. n은 송신 시스템에서 유효 전송 캐리어 만큼의 개수를 가진다. ∏(i)는 modulo-N 연산으로 이루어진 순열을 가리키며, dn은 N/2 값 을 제외하고 유효 전송 캐리어 영역에 있는 ∏(i)값을 순서대로 갖는다. k는 실제 전송 캐리어의 인덱스 값을 나타내며, 상기 dn에서 N/2을 빼서 전송 대역폭의 가운데가 DC가 되도록 한다. P는 순열 상수로 구현 예에 따라 달라질 수 있다.
도 22는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 도 21의 인터리버의 구체적인 예를 나타낸 도면이다. 상기 도 22의 예는 OFDM 심볼의 길이와 인터리버의 길이(N)는 2048로 설정되었고, 유효 전송 캐리어의 개수는 1536(1792-256)개로 설정되었다.
따라서, i는 0~2047의 정수이고, n은 0~1535의 정수이다. ∏(i)는 modulo-2048 연산으로 이루어진 순열이고, dn은 256≤∏(i)≤1792인 값에 대하여, 1024(N/2)를 제외하고 순서대로 ∏(i)값을 갖는다. k는 상기 dn에서 1024를 뺀 값이다. P는 13을 갖는다.
상기와 같은 인터리버를 이용하여, 입력되는 데이터(i)에 대응되는 데이터(k)를 출력하므로, 인터리버의 길이(N) 만큼의 데이터에 대하여 순서를 섞어서 전송할 수 있다.
상기 인터리빙된 데이터는 다중 입출력 인코더(1950)로 출력되며, 상기 다중 입출력 인코더(1950)는 입력된 심볼 데이터를 복수의 전송 안테나에 실리도록 인코딩하여 출력한다. 예를 들어, 두 개의 전송 경로를 갖는 경우, 상기 다중 입출력 인코더(1950)는 프리코딩된 데이터를 제1프레임 형성부(1960) 또는 제2프레임 형성부(1965)로 출력한다.
공간 다이버시티 방식의 경우, 상기 제1프레임 형성부(1960)와 제2프레임 형 성부(1965)로 각각 같은 정보의 데이터가 출력되고, 공간 다중화 방식으로 인코딩한 경우, 상기 제1프레임 형성부(1960)와 제2프레임 형성부(1965)로 각각 다른 데이터가 출력된다.
도 23은 본 발명에 따른 일 실시예로서, 다중 입출력 인코딩 방식의 일 예를 나타낸 도면이다. 상기 도 23의 실시예는 다중 입출력 인코딩 방식 가운데 하나인 STBC로 상기 도 19와 같은 송신 장치에 사용될 수 있다. 상기 인코딩 방식은 하나의 예이며, 다른 다중 입출력 인코딩 방식의 적용이 배제되지 않는다.
상기 STBC 인코더의 예에서 T는 심볼 전송 주기를 나타내며, s는 전송할 입력 심볼을, y는 출력 심볼을 나타낸다. *는 켤레 복소수(complex conjugate)를 나타내며, Tx #1, Tx #2는 각각 전송 안테나 1, 2를 나타낸다.
상기 예에 따르면, 시간 t에서 Tx #1은 s0를, Tx #2는 s1을 전송하고, 시간 t+T에서 Tx #1은 -s1 *를, Tx #2는 s0 *을 전송한다. 각 전송 안테나에서는 전송 주기 내에서 s0와 s1의 같은 정보의 데이터를 송신한다. 따라서, 상기 인코딩 방식은 공간 다이버시티 방식의 하나임을 알 수 있다.
제1프레임 형성부(1960)와 제2프레임 형성부(1965)는 상기 각 수신된 신호를 OFDM(orthogonal frequency division multiplex) 방식으로 변조할 수 있도록 파일럿 신호가 삽입된 프레임을 형성한다.
상기 프레임은 한 개의 파일럿 심볼 구간과 M-1개의 데이터 심볼 구간을 포함한다. 상기 도 19의 송신 시스템이 복수 개의 안테나를 사용하여 다중 입출력 인 코딩을 수행하는 경우, 수신측에서 각 전송 경로(path)를 구별할 수 있도록 파이럿 심볼의 구조가 결정되어야 한다.
도 24(a)은 본 발명에 따른 일 실시예로서, 파일럿 심볼구간의 구조를 나타낸 도면이다. 상기 도 24(a)의 파일럿 심볼구간의 구조는 도 23과 같이 2개의 전송 경로를 갖도록 다중 입출력 인코딩을 수행하는 경우에 사용될 수 있다.
상기 도 24(a)의 경우, 두 전송 경로를 구별하기 위해 파일럿 캐리어 정보를 인터리빙시켜 짝수(even), 홀수(odd) 파일럿으로 나눈다. 예를 들어, 파일럿 심볼 구간에 짝수의 파일럿 캐리어 정보를 포함하는 프레임 데이터의 경우 0번 안테나를 통해서 전송하며, 파일럿 심볼 구간에 홀수의 파일럿 캐리어 정보를 포함하는 프레임 데이터의 경우 1번 안테나를 통해서 전송한다. 따라서, 수신측에서는 상기 파일럿 심볼 구간의 해당 캐리어 인덱스를 이용하여 각 전송 경로를 구별할 수 있다.
상기 실시예의 경우, 하나의 심볼에서 절반의 서브 캐리어(subcarrier)에 해당하는 채널을 추정할 수 있다. 따라서, 짧은 코히어런스 시간(coherence time)을 갖는 전송 채널에 대해서도 높은 채널 추정(channel estimation) 성능을 얻을 수 있다.
도 24(b)는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 파일럿 심볼구간의 다른 구조를 나타낸 도면이다. 상기 도 24(b)의 경우에도 도 23과 같이 2개의 전송 경로를 갖도록 다중 입출력 인코딩을 수행하는 경우에 사용될 수 있다.
상기 도 24(b)의 경우 Hadamard 타입의 파일럿 심볼 구간의 실시예를 나타낸다. 상기 실시 예는 두 전송 경로를 구별하기 위해 심볼 구간 단위로 Hadamard 변 환을 수행한다. 따라서 짝수 심볼 구간에는 각 전송 경로를 위한 두 파일럿 캐리어 정보가 합해진 값을 포함하고, 홀수 심볼 구간에는 두 파일럿 캐리어 정보의 차 값을 포함한다.
예를 들어, 짝수 심볼 구간에는 0번 안테나를 통해 전송할 파일럿 캐리어 정보(a)와 1번 안테나를 통해 전송할 파일럿 캐리어 정보(b)가 합해진 값(a+b)을 포함하며, 홀수 심볼 구간에는 0번 안테나를 통해 전송할 파일럿 캐리어 정보(a)와 1번 안테나를 통해 전송할 파일럿 캐리어 정보(b)의 차 값(a-b)을 포함한다. 수신측에서는 수신된 파일럿 인덱스를 통해 두 파일럿 캐리어 정보의 합/차를 알고 있는 경우, 각 전송 경로를 구별할 수 있다.
상기 실시예의 경우, 모든 서브 캐리어에 해당하는 채널을 추정할 수 있으므로, 각 전송 경로에 대해서 처리할 수 있는 채널의 지연 확산(delay spread)이 심볼 길이만큼 확장될 수 있다.
상기 도 24(b)의 도면은 상기 두 파일럿 캐리어 정보의 구분이 용이하도록 도시된 것으로, 주파수 영역에서의 두 파일럿 캐리어 정보를 모두 도시하였다. 짝수 심볼 구간과 홀수 심볼 구간 도면의 경우, 두 파일럿 캐리어 정보의 임펄스는 같은 주파수 지점에 위치한다. 짝수 심볼 구간 도면의 경우, 구분의 용이를 위해 0번 안테나를 통해 전송할 파일럿 캐리어 정보와 1번 안테나를 통해 전송할 파일럿 캐리어 정보의 위치를 차이가 나도록 도시한 것이고, 상기 파일럿 캐리어 정보는 같은 주파수 지점에 위치한다.
상기 도 24(a)와 24(b)의 실시예는 전송 경로가 2개인 경우의 예이며, 전송 경로가 그 이상인 경우에는 파일럿 캐리어 정보를 홀,짝수가 아닌 전송 경로의 수만큼 구분될 수 있도록 나누거나, 심볼 구간 단위로 Hadamard 변환을 수행할 수 있다.
제1변조부(1970)와 제2변조부(1975)는 상기 제1프레임 형성부(1960)와 제2프레임 형성부(1965)에서 출력된 데이터들을 각각 OFDM의 부반송파(sub carrier)들에 실어 전송할 수 있도록 변조한다.
제1전송부(1980)와 제2전송부(1985)는 각각 제1변조부(1970)와 제2변조부(1975)에서 출력된 보호 구간과 데이터 구간을 가진 디지털 형식의 신호를 아날로그 신호로 변환하고, 상기 변환된 아날로그 신호를 송신(transmit)한다.
도 25는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 또 다른 신호 수신 장치를 개략적으로 나타낸 블록도이다. 상기 도 25의 실시예는 다중 입출력 방식에 따라 송신된 신호를 수신하는 수신 장치를 나타낸다. 상기 도 25의 수신 장치는 상기 도 8과 같은 수신 장치에 다중 입출력 방식이 적용된 경우이다.
도 25의 본 발명에 따른 실시예는 수신부(2500), 동기부(2510), 복조부(2520), 프레임 파싱(parsing)부(2530), 다중 입출력 디코더(2540), 제1디인터리버(deinterleaver)(2550), 선형 프리코딩 디코더(2560), 심볼디맵퍼(2570), 제2디인터리버(2580) 및 순방향 오류정정 복호부(2590)를 포함한다. 상기 도 25의 실시예는 상기 신호 수신 시스템에서 신호가 처리되는 과정을 중심으로 설명한 것으로, 수신 경로의 수가 정해진 것은 아니다.
수신부(2500)는 수신된 RF 신호의 주파수 대역을 다운 컨버전(down conversion)한 후 디지털 신호로 변환하여 출력한다. 동기부(2510)는 수신부(2500)에서 출력된 수신 신호의 주파수 영역과 시간 영역의 동기를 획득하여 출력한다. 상기 동기부(2510)는 주파수 영역 신호의 동기 획득을 위해 복조부(2520)가 출력하는 데이터의 주파수 영역의 오프셋(offset) 결과를 이용할 수 있다.
복조부(2520)는 상기 동기부(2510)에서 출력된 수신 데이터를 복조하고, 가드구간을 제거한다. 이를 위해 복조부(2520)는 수신 데이터를 주파수 영역으로 변환시키고, 서브 캐리어(sub carrier)에 분산된 데이터 값을 각각의 부반송파에 할당되었던 값으로 디코딩한다.
프레임 파싱부(2530)는 상기 복조부(2520)에서 복조된 신호의 프레임 구조에 따라 파일럿 심볼을 제외하고 데이터 심볼 구간의 심볼 데이터를 출력할 수 있다.
다중 입출력 디코더(2540)는 상기 프레임 파싱부(2530)에서 출력한 데이터를 수신하여 디코딩한 후 하나의 데이터 열을 출력한다. 상기 다중 입출력 디코더(2540)는 상기 도 13의 다중 입출력 인코더(1350)에서 복수의 전송 안테나에 실리도록 인코딩한 방식에 대응되는 방식에 따라 디코딩하여 하나의 데이터 열을 출력한다.
제1디인터리버(2550)는 상기 다중 입출력 디코더(2540)에서 출력된 데이터 열에 대해 디인터리빙(de-interleaving)을 수행하여 데이터를 인터리빙되기 전의 순서로 복원시킨다. 상기 제1디인터리버(2550)는 상기 도 13의 제2인터리버(1340)에서 인터리빙한 방식에 대응되는 방식에 따라 디인터리빙하여 데이터 열의 순서를 복원한다.
선형 프리코딩 디코더(2560)는 신호 송신 장치에서 데이터를 분산한 과정의 역과정을 수행하여 데이터를 복원한다.
도 26(a)는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 선형 프리코딩 디코더의 예를 개략적으로 나타낸 블록도이다. 상기 선형 프리코딩 디코더(2560)는 직/병렬 변환부(2562), 제1디코딩부(2564) 및 병/직렬 변환부(2566)를 포함한다.
직/병렬 변환부(2562)는 입력된 데이터를 병렬(parallel) 데이터로 변환한다. 제1디코딩부(2564)는 상기 병렬 데이터를 디코딩 매트릭싱(matrixing)을 통해 분산되어진 데이터들로부터 본래의 데이터를 복원한다. 상기 디코딩을 수행하는 디코딩 매트릭스는 신호 송신 장치의 인코딩 매트릭스의 역 매트릭스(inverse matrix)가 된다. 예를 들어, 상기 신호 송신 장치에서 도 17(a), 17(b), 17(c)와 같은 vanderMonde 매트릭스, Hadamard 매트릭스, Golden code 등을 사용하여 인코딩을 한 경우, 상기 제1디코딩부(2564)는 각각 상기 매트릭스들의 역 매트릭스를 이용하여 분산된 데이터를 본래의 데이터로 복원한다.
병/직렬 변환부(2566)는 상기 제1디코딩부(2564)에서 수신된 병렬 데이터를 다시 직렬(serial) 데이터로 변환하여 출력한다.
도 26(b)는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 선형 프리코딩 디코더의 또 다른 일 예를 개략적으로 나타낸 블록도이다. 상기 선형 프리코딩 디코더(2560)는 직/병렬 변환부(2561), 제2디코딩부(2563) 및 병/직렬 변환부(2565)를 포함한다.
직/병렬 변환부(2561)는 입력된 데이터를 병렬(parallel) 데이터로 변환하고, 병/직렬 변환부(2565)는 상기 제2디코딩부(2563)에서 수신된 병렬 데이터를 다 시 직렬(serial) 데이터로 변환하여 출력한다. 제2디코딩부(2563)는 ML(Maximum Likelihood) 디코딩을 이용하여 상기 직/병렬 변환부(2561)에서 출력된 병렬 데이터에 분산되어 있는 본래의 데이터를 복원하여 출력한다.
상기 제2디코딩부(2563)는 송신기에서의 전송 방식을 고려한 ML 디코더로서, 수신된 심볼 데이터를 상기 전송 방식에 대응되도록 ML 디코딩하여 상기 병렬 데이터에 분산되어 있는 본래의 데이터를 복원한다. 즉, 상기 ML 디코더는 송신단에서의 인코딩 룰(encoding rule)을 고려하여 수신된 심볼 데이터를 ML 디코딩한다.
도 27(a) 내지 27(c)는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 분산된 심볼을 복원시키는 2×2 코드 매트릭스의 일 예를 나타낸 도면이다. 도 27(a) 내지 27(c)의 코드 매트릭스는 상기 도 17(a) 내지 도 17(c)의 인코딩 매트릭스가 아닌 도 20(c) 내지 도 20(e)의 2×2 형태의 인코딩 매트릭스에 대응되는 역 매트릭스이다. 상기 매트릭스는 선형 프리코딩 디코더(2560)의 디코딩부에 입력된 2개의 데이터에 분산되어 있는 데이터를 복원하여 출력한다.
도 27(a)는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 2×2 코드 매트릭스의 일 예를 나타낸 도면이다. 상기 도 27(a)의 매트릭스는 상기 도 20(c)의 인코딩 매트릭스에 대응되는 디코딩 매트릭스이다.
상기 도 27(a)의 매트릭스는 두 입력 데이터 가운데 위상이 -45도(
Figure 112007039833838-PAT00021
) 회전된 첫번째 입력 데이터와 위상이 -45도(
Figure 112007039833838-PAT00022
) 회전된 두번째 입력 데이터를 더 하여 첫번째 출력 데이터로 출력하며, 위상이 45도 회전된 첫번째 입력 데이터에서 위상이 45도 회전된 두번째 입력 데이터를 빼서 두번째 출력 데이터로 출력한다. 그리고 상기 각 출력 데이터는
Figure 112007039833838-PAT00023
로 나누어 스케일링한다.
도 27(b)는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 2×2 코드 매트릭스의 다른 일 예를 나타낸 도면이다. 상기 도 27(b)의 매트릭스는 상기 도 20(d)의 인코딩 매트릭스에 대응되는 디코딩 매트릭스이다.
상기 도 27(b)의 매트릭스는 0.5를 곱한 첫번째 입력 데이터를 두번째 입력 데이터와 더하여 첫번째 출력 데이터로 출력하며, 첫번째 입력 데이터에서 0.5를 곱한 두번째 입력 데이터를 빼서 두번째 출력 데이터로 출력한다. 그리고 상기 각 출력 데이터는
Figure 112007039833838-PAT00024
로 나누어 스케일링한다.
도 27(c)는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 2×2 코드 매트릭스의 다른 일 예를 나타낸 도면이다. 상기 도 27(c)의 매트릭스는 상기 도 20(e)의 인코딩 매트릭스에 대응되는 디코딩 매트릭스이다. 상기 도 27(c)의 '*'는 입력되는 데이터에 대한 켤레 복소수(complex conjugate)를 의미한다.
상기 도 27(c)의 매트릭스는 위상이 -90도(
Figure 112007039833838-PAT00025
) 회전된 첫번째 입력 데이터와 두번째 입력 데이터의 켤레 복소수를 더하여 첫번째 출력 데이터로 출력하며, 첫번째 입력 데이터와 위상이 -90도(
Figure 112007039833838-PAT00026
) 회전된 두번째 입력 데이터의 켤레 복 소수를 더하여 두번째 출력 데이터로 출력한다. 그리고 상기 각 출력 데이터는
Figure 112007039833838-PAT00027
로 나누어 스케일링한다.
심볼디맵퍼(2570)는 상기 선형 프리코딩 디코더(2560)에서 디코딩된 심볼 데이터를 비트열로 복원할 수 있다. 상기 심볼디맵퍼(2570)은 상기에서 설명한 옵티멀 성상 방식의 디맵핑 방식을 이용하여 비트열을 복원한다.
제2디인터리버(2580)는 상기 심볼디맵퍼(2570)에서 출력된 데이터 열에 대해 디인터리빙(de-interleaving)을 수행하여 데이터를 인터리빙되기 전의 순서로 복원시킨다. 상기 제2디인터리버(2580)는 상기 도 13의 제1인터리버(1310)에서 인터리빙한 방식에 대응되는 방식에 따라 디인터리빙하여 데이터 열의 순서를 복원한다.
순방향 오류정정 복호부(2590)는 상기 순서가 복원된 데이터를 순방향 오류정정 복호화하여 수신 데이터에 발생한 오류를 검출하고, 상기 오류를 수정할 수 있다.
도 28은 본 발명에 따른 일 실시예로서, 순방향 오류정정 복호부를 개략적으로 나타낸 블록도이다. 상기 순방향 오류정정 복호부(2590)는 도 13의 순방향 오류정정부(1300)에 대응되며, 인너 디코더(inner decoder)와 아웃터 디코더(outer decoder)로서 LDPC 디코더(2592)와 BCH 디코더(2594)를 포함한다.
LDPC 디코더(2592)는 채널에서 발생한 전송 에러를 검출하여 오류를 정정하고, BCH 디코더(2594)는 상기 LDPC 디코더(2592)에서 디코딩된 데이터의 잔류 오류 를 정정하여 에러 플로어(error floor)를 제거한다.
도 29는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 신호 수신 장치에서 복수의 수신 경로를 갖는 경우를 개략적으로 나타낸 블록도이다. 이하 설명의 편의를 위해 수신 경로가 2개인 경우를 예로 하여 설명한다.
도 29의 실시예는 제1수신부(2900), 제2수신부(2905), 제1동기부(2910), 제2동기부(2915), 제1복조부(2920), 제2복조부(2925), 제1프레임 파싱부(2930), 제2프레임 파싱부(2935), 다중 입출력 디코더(2940), 제3디인터리버(2950), 선형 프리코딩 디코더(2960), 심볼디맵퍼(2970), 제4디인터리버(2980) 및 순방향 오류정정 복호부(2990)를 포함한다.
제1수신부(2900)와 제2수신부(2905)는 RF 신호를 각각 수신하여, 주파수 대역을 다운 컨버전(down conversion)한 후 디지털 신호로 변환하여 출력한다. 제1동기부(2910)와 제2동기부(2915)는 각각 제1수신부(2900)와 제2수신부(2905)에서 출력된 수신 신호의 주파수 영역과 시간 영역의 동기를 획득하여 출력한다. 상기 제1동기부(2910)와 제2동기부(2915)는 주파수 영역 신호의 동기 획득을 위해 각각 제1복조부(2920)와 제2복조부(2925)가 출력하는 데이터의 주파수 영역의 오프셋(offset) 결과를 이용할 수 있다.
제1복조부(2920)는 제1동기부(2910)에서 출력된 수신 데이터를 복조한다. 이를 위해 제1복조부(2920)는 수신 데이터를 주파수 영역으로 변환시키고, 서브 캐리어에 분산된 데이터 값을 각각의 부반송파(sub carrier)에 할당되었던 값으로 디코딩한다. 제2복조부(2925)는 제2동기부(2915)에서 출력된 수신 데이터를 복조한다.
제1프레임 파싱부(2930)와 제2프레임 파싱부(2935)는 각각 제1복조부(2920)와 제2복조부(2925)에서 복조된 신호의 프레임 구조에 따라 수신 경로를 구별하여, 파일럿 심볼을 제외한 데이터 심볼 구간의 심볼 데이터를 출력할 수 있다.
다중 입출력 디코더(2940)는 상기 제1프레임 파싱부(2930)와 제2프레임 파싱부(2935)에서 각각 출력한 데이터를 수신하여 디코딩한 후 하나의 데이터 열을 출력한다.
도 30은 본 발명에 따른 일 실시예로서, 다중 입출력 디코딩 방식의 일 예를 나타낸 도면이다. 상기 도 30은 송신측에서 STBC 방식으로 다중 입출력 인코딩하여 데이터를 전송한 경우에, 수신측에서의 대응되는 디코딩 예를 나타낸 것으로서 송신측에서 2개의 송신 안테나를 사용한 경우이다. 이는 하나의 예이며 다른 다중 입출력 방식의 적용이 배제되는 것은 아니다.
상기 수식의 r(k), h(k), s(k), n(k)는 각각 수신측에 수신된 심볼, 채널 응답, 송신측에서 전송한 심볼 값, 채널 잡음(noise)을 나타낸다. 그리고 아래 첨자의 s, i, 0, 1은 각각 s번째 전송 심볼, i번째 수신 안테나, 0번 송신 안테나, 1번 송신 안테나를 나타낸다. '*'는 켤레 복소수(complex conjugate)를 나타낸다. 예를 들어, hs ,1,i(k)는 1번 송신 안테나에서 s번째로 전송된 심볼이 i번째 수신 안테나에 수신된 경우, 상기 전송된 심볼이 겪은 채널의 응답을 나타낸다. rs +1,i(k)는 i번째 수신 안테나에 수신된 s+1번째 수신 심볼을 나타낸다.
상기 도 30의 수식에 따르면, i번째 수신 안테나에 수신된 s번째 수신 심볼 인 rs ,i(k)는 0번째 송신 안테나에서 i번째 수신 안테나에 채널을 거쳐 송신된 s번째 심볼 값, 1번째 송신 안테나에서 i번째 수신 안테나에 채널을 거쳐 송신된 s번째 심볼 값, 그리고 상기 각 채널의 채널 잡음의 합(ns(k))을 더한 값이 된다.
그리고 i번째 수신 안테나에 수신된 s+1번째 수신 심볼인 rs +1,i(k)는 0번째 송신 안테나에서 i번째 수신 안테나에 채널을 거쳐 송신된 s+1번째 심볼 값, 1번째 송신 안테나에서 i번째 수신 안테나에 채널을 거쳐 송신된 s+1번째 심볼 값, 그리고 상기 각 채널의 채널 잡음의 합(ns(k))을 더한 값이 된다.
도 31은 본 발명에 따른 일 실시예로서, 도 30의 구체적인 예를 나타낸 도면이다. 상기 도 31은 송신측에서 STBC 방식으로 다중 입출력 인코딩하여 데이터를 전송한 경우의 디코딩 예로, 송신측에서 두 개의 전송 안테나를 이용하여 전송하고, 수신측에서 하나의 안테나를 통해 수신한 경우의 디코딩 수식이다. 즉, 하나의 수신 안테나를 이용하여 다중 전송된 데이터를 수신하는 경우이다.
송신측에서 두 개의 전송 안테나를 이용하고, 수신측에서 하나의 안테나를 이용하는 경우 전송 채널은 2개가 될 수 있다.
상기 수식의 h0, s0는 각각 송신측 0번 안테나로부터 수신안테나까지의 전송 채널 응답, 송신측 0번 안테나에서 전송하는 심볼을 나타내며, h1, s1은 각각 송신측 1번 안테나로부터 수신 안테나까지의 전송 채널 응답, 송신측 1번 안테나에서 전송하는 심볼을 나타낸다. '*'는 켤레 복소수(complex conjugate)를 나타내며, 아 래 식의 s0'와 s1'는 복원된 심볼을 나타낸다.
그리고, r0와 r1은 각각 t시간에 수신 안테나에 수신된 심볼, 전송주기(T)가 지난 t+T시간에 수신 안테나에 수신된 심볼을 나타내며, n0와 n1은 상기 각 수신시간에서 각 전송경로의 채널 잡음이 더해진 값을 나타낸다.
상기 도 31의 수식과 같이 수신 안테나에 수신된 신호는 각 송신 안테나에서 전송한 신호가 각 전송 채널을 겪은 값을 더한 값으로 표현될 수 있다. 그리고 복원된 심볼은 상기 수신된 값과 각 채널 응답값을 이용하여 산출한다.
이하 다중 입출력 디코더(2940)에서 순방향 오류정정 복호부(2990)까지의 신호 처리 과정은 상기 도 25에서 설명한 바와 동일하다.
도 32는 본 발명에 따른 일 실시예로서, 신호 송신 방법의 순서를 나타낸 순서도이다.
입력된 데이터에 대하여 수신측에서 전송 오류를 발견하고 정정할 수 있도록 순방향 오류정정 부호화 한다(S3200). 예를 들어, 상기 순방향 오류정정 부호화를 위해 인너 인코더로 LDPC 인코딩을 사용할 수 있으며, 에러 플로어를 방지하기 위한 아웃터 인코더로 BCH 인코딩을 사용할 수 있다.
상기 부호화된 데이터에 대해 전송 채널에서의 버스트 에러(burst error)에 강인하도록 인터리빙을 수행하고, 상기 인터리빙된 데이터를 심볼 데이터로 매핑(mapping)한다(S3210). 상기 매핑 방식으로 옵티멀 성상 매핑 방식을 사용할 수 있다.
그리고 상기 심볼 데이터를 채널의 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading)에 강인하도록 하기 위해, 상기 매핑된 심볼 데이터가 주파수 영역에서 여러 개의 출력 심볼에 분산되도록 프리코딩을 수행하고(S3220), 상기 프리코딩된 심볼 데이터를 인터리빙하여(S3230) 출력한다.
따라서, 주파수 선택적인 페이딩 채널을 겪었을 때 모든 정보가 페이딩으로 손실될 확률을 줄이고, 상기 분산된 심볼 데이터가 동일한 주파수 선택적 페이딩을 겪지 않도록 한다. 상기 인터리빙에는 컨벌루션 인터리버, 블록 인터리버 등을 사용할 수 있으며, 이는 구현 예에 따라 선택가능하다.
그리고 상기 인터리빙된 데이터를 전송 프레임으로 변환하고, 이를 변조하여 전송한다(S3240). 예를 들어, 상기 전송 프레임은 파일럿 캐리어 심볼 구간과 데이터 심볼 구간을 포함하며, 파일럿 캐리어 심볼 구간은 전송 경로를 구분할 수 있는 구조를 가질 수 있다.
다만, 단일 입출력 방식이 아닌 다중 입출력 방식의 신호 송수신 시스템에 적용되는 경우에는, 상기 인터리빙된 심볼 데이터를 복수의 안테나를 통해서 전송할 수 있도록 다중 입출력 인코딩하여 전송 프레임으로 변환한다. 상기 안테나의 수는 가능한 데이터 전송 경로의 수가 될 수 있다. 공간 다이버시티 방식의 경우, 각 경로에서는 같은 정보의 데이터를 전송하고, 공간 다중화 방식의 경우, 각 경로에서는 다른 데이터를 전송한다.
도 33은 본 발명에 따른 일 실시예로서, 신호 수신 방법의 순서를 나타낸 순서도이다.
신호 수신 장치에서는 송신 장치에서 송신된 신호를 수신하여 동기화하고, 프레임 데이터로 복조한다(S3300).
상기 복조된 프레임 데이터를 파싱한 후, 파싱된 데이터를 신호 송신 장치에서 인터리빙한 방식의 역으로 디인터리빙한다(S3310). 상기 디인터리빙으로 순서가 복원된 데이터 열을 프리코딩한 방식의 역으로 디코딩하여, 주파수 영역에서 여러 개의 심볼 데이터에 분산되어 있는 원래 심볼 데이터를 복원한다(S3320).
상기 복원된 심볼 데이터를 디매핑(de-mapping)하여 대응되는 비트 데이터로 복원하고, 상기 비트 데이터를 디인터리빙하여 원래의 순서로 복원한다(S3330). 예를 들어, 상기 디매핑 방식으로 옵티멀 성상 방식에 따른 디매핑 방식을 사용할 수 있다.
그리고 상기 순서가 복원된 데이터에 대해 순방향 오류정정 복호를 수행하여 전송 에러를 탐지하고 에러를 정정한다(S3340). 예를 들어, 상기 순방향 오류정정 복호화를 위해 LDPC 디코딩을 사용할 수 있으며, 에러 플로어를 방지하기 위한 아웃터 디코더로 BCH 디코딩을 사용할 수 있다.
다만, 단일 입출력 방식이 아닌 다중 입출력 방식의 신호 송수신 시스템에 적용되는 경우에는, 상기 파싱된 프레임 데이터를 다중 입출력 디코딩한 후에 상기 디코딩된 데이터를 디인터리빙한다. 이 경우, 수신된 데이터의 전송 경로를 구분하여 다중 입출력 디코딩한다.
상기 신호 송수신 방법 및 신호 송수신 장치는 상기 예에 한정되지 않으며, 방송이나 통신 등의 모든 신호 송수신 시스템에 적용될 수 있다.
본 발명은 상술한 실시예에 한정되지 않으며, 첨부된 청구범위에서 알 수 있는 바와 같이 본 발명이 속한 분야의 통상의 지식을 가진 자에 의해 변형이 가능하고 이러한 변형은 본 발명의 범위에 속한다.
이상에서 설명한 바와 같이 본 발명의 신호 송수신 방법 및 신호 송수신 장치에 따르면, 기존의 신호 송수신 네트워크 망을 이용하여 제안된 신호 송수신 시스템으로의 전환이 용이하며, 비용을 절감할 수 있는 효과가 있다.
또한, SNR 이득을 바탕으로 데이터 전송률을 향상시킬 수 있고, 긴 지연 확산을 갖는 전송 채널에 대해서 채널 추정이 가능하게 되어 신호 송신 거리를 증가시킬 수 있는 효과가 있다. 따라서, 전체적인 송수신 시스템의 신호 송수신 성능을 높일 수 있는 효과가 있다.

Claims (16)

  1. 입력된 데이터에 대해 오류를 검출하고 수정할 수 있도록 부호화하는 순방향 오류정정부;
    상기 오류정정 인코딩된 데이터를 인터리빙(interleaving)하는 제1인터리버;
    상기 인터리빙된 데이터를 옵티멀 성상(optimal constellation) 매핑 방식에 따른 심볼 데이터로 매핑(mapping)하는 심볼 맵퍼; 및
    상기 심볼 데이터를 주파수 영역에서 분산시키고, 상기 분산된 데이터를 인터리빙(interleaving)하여 출력하는 페이딩 코딩부를 포함하는 신호 송신 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 페이딩 코딩부에서 출력된 데이터를 다중으로 전송할 수 있도록 인코딩하는 다중 입출력 인코더를 더 포함하는 신호 송신 장치.
  3. 입력된 데이터에 대해 오류를 검출하고 수정할 수 있도록 부호화하는 순방향 오류정정 인코딩 단계;
    상기 오류정정 인코딩된 데이터를 인터리빙하는 단계;
    상기 인터리빙된 데이터를 옵티멀 성상(optimal constellation) 매핑 방식에 따른 심볼 데이터로 매핑하는 단계; 및
    상기 심볼 데이터를 주파수 영역에서 분산시키고, 상기 분산된 데이터를 인 터리빙하여 출력하는 페이딩 코딩 단계를 포함하는 신호 송신 방법.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 페이딩 코딩된 데이터를 다중으로 전송할 수 있도록 다중 입출력 인코딩하는 단계를 더 포함하는 신호 송신 방법.
  5. 수신된 심볼 데이터를 디인터리빙(de-interleaving)하고, 주파수 영역에 분산되어 있는 데이터를 복원하여 출력하는 페이딩 디코딩부;
    상기 복원되어 출력된 심볼 데이터를 옵티멀 성상(optimal constellation) 방식에 따라 디매핑(demapping)하여 상기 심볼에 해당하는 비트 데이터를 출력하는 심볼 디맵퍼;
    상기 디매핑된 비트 데이터를 디인터리빙하여 순서를 복원하는 제1디인터리버; 및
    상기 디인터리빙된 데이터를 디코딩하여 오류를 검출하고 수정하는 순방향 오류정정 복호부를 포함하는 신호 수신 장치.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 심볼 디맵퍼는,
    수신된 심볼 데이터가 결정 경계(decision boundary)로 이루어진 영역 가운데 특정 영역에 위치하는지 여부를 결정하는 제1결정부;
    상기 결정 경계를 회전시키는 제1회전부;
    수신된 심볼 데이터가 상기 제1회전부에서 회전된 결정 경계로 이루어진 영역 가운데 특정 영역에 위치하는지 여부를 결정하는 제2결정부;
    상기 회전된 결정 경계를 다시 회전시키는 제2회전부;
    수신된 심볼 데이터가 상기 제2회전부에서 회전된 결정 경계로 이루어진 영역 가운데 특정 영역에 위치하는지 여부를 결정하는 제3결정부; 및
    상기 제1결정부, 제2결정부, 또는 제3결정부에서 결정된 정보를 이용하여, 상기 수신된 심볼 데이터가 위치하는 영역의 결정 값에 해당하는 비트 데이터를 출력하는 비트 변환부를 포함하는 신호 수신 장치.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 제1회전부 및 제2회전부는,
    결정 경계를 각각 60도 회전시키는 신호 수신 장치.
  8. 제 6 항에 있어서,
    상기 제1결정부, 제2결정부, 및 제3결정부는,
    결정 경계 영역 가운데, 6각형의 두 개의 변을 이용한 직사각형 영역에 상기 심볼 데이터가 위치하는지 여부를 결정하는 제4결정부; 및
    결정 경계 영역 가운데, 가장자리 영역에 상기 심볼 데이터가 위치하는지 여부를 결정하는 제5결정부를 각각 포함하는 신호 수신 장치.
  9. 제 5 항에 있어서,
    상기 심볼 디맵퍼는,
    수신된 심볼 데이터를 임시 저장하는 버퍼;
    상기 버퍼에서 출력된 심볼 데이터 또는 회전부에서 출력된 데이터 가운데 하나를 선택하여 출력하는 선택부;
    입력된 심볼 데이터가 결정 경계(decision boundary)로 이루어진 영역 가운데 특정 영역에 위치하는지 여부를 결정하는 결정부;
    피드백된 심볼 데이터와 피드백되어 회전된 결정 경계에 대한 데이터를 상기 선택부로 출력하는 회전부; 및
    상기 결정부에서 결정된 정보를 이용하여, 상기 수신된 심볼 데이터가 위치하는 영역의 결정 값에 해당하는 비트 데이터를 출력하는 비트 변환부를 포함하는 신호 수신 장치.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 결정부는,
    결정 경계 영역 가운데, 6각형의 두 개의 변을 이용한 직사각형 영역에 상기 심볼 데이터가 위치하는지 여부를 결정하는 제1결정부; 및
    결정 경계 영역 가운데, 가장자리 영역에 상기 심볼 데이터가 위치하는지 여부를 결정하는 제2결정부를 포함하는 신호 수신 장치.
  11. 제 9 항에 있어서,
    상기 회전부는,
    피드백된 결정 경계를 60도 회전시키는 신호 수신 장치.
  12. 제 5 항에 있어서,
    다중으로 수신된 심볼 데이터를 다중 입출력 디코딩하여 상기 페이딩 디코딩부로 출력하는 다중 입출력 디코더를 더 포함하는 신호 수신 장치.
  13. 수신된 심볼 데이터를 디인터리빙하고, 주파수 영역에 분산되어 있는 데이터를 복원하여 출력하는 단계;
    상기 복원되어 출력된 심볼 데이터를 옵티멀 성상 방식에 따라 디매핑하여 상기 심볼에 해당하는 비트 데이터를 출력하는 단계;
    상기 디매핑된 비트 데이터를 디인터리빙하여 순서를 복원하는 단계; 및
    상기 디인터리빙된 데이터를 디코딩하여 오류를 검출하고 수정하는 단계를 포함하는 신호 수신 방법.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 디매핑 단계는,
    수신된 심볼 데이터가 결정 경계(decision boundary)로 이루어진 영역 가운 데 특정 영역에 위치하는지 여부를 결정하는 제1결정 단계;
    상기 결정 경계를 회전시키는 제1회전 단계;
    수신된 심볼 데이터가 상기 제1회전 단계에서 회전된 결정 경계로 이루어진 영역 가운데 특정 영역에 위치하는지 여부를 결정하는 제2결정 단계;
    상기 회전된 결정 경계를 다시 회전시키는 제2회전 단계;
    수신된 심볼 데이터가 상기 제2회전 단계에서 회전된 결정 경계로 이루어진 영역 가운데 특정 영역에 위치하는지 여부를 결정하는 제3결정 단계; 및
    상기 제1결정 단계, 제2결정 단계, 또는 제3결정 단계에서 결정된 정보를 이용하여, 상기 수신된 심볼 데이터가 위치하는 영역의 결정 값에 해당하는 비트 데이터를 출력하는 단계를 포함하는 신호 수신 방법.
  15. 제 13 항에 있어서,
    상기 디맵핑 단계는,
    수신된 심볼 데이터를 임시 저장하는 단계;
    상기 저장된 심볼 데이터 또는 회전 단계에서 출력된 데이터 가운데 하나를 선택하여 출력하는 단계;
    입력된 심볼 데이터가 결정 경계(decision boundary)로 이루어진 영역 가운데 특정 영역에 위치하는지 여부를 결정하는 단계;
    피드백된 심볼 데이터와 피드백되어 회전된 결정 경계에 대한 데이터를 상기 선택 단계로 출력하는 회전 단계; 및
    상기 결정 단계에서 결정된 정보를 이용하여, 상기 수신된 심볼 데이터가 위치하는 영역의 결정 값에 해당하는 비트 데이터를 출력하는 단계를 포함하는 신호 수신 방법.
  16. 제 13 항에 있어서,
    다중으로 수신된 심볼 데이터를 다중 입출력 디코딩하여, 상기 심볼 데이터를 디인터리빙하고, 주파수 영역에 분산되어 있는 데이터를 복원하는 단계로 출력하는 단계 더 포함하는 신호 수신 방법.
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