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HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
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GEBIET DER
ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Empfangsvorrichtung.
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BESCHREIBUNG
DES ZUGEHÖRIGEN
STANDES DER TECHNIK
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Es
ist ein DS-CDMA- (Direktsequenz-Codemultiplex) Funkzugangsschema
bekannt, bei dem eine Vielzahl von Teilnehmern Kommunikationen durch
Verwendung des gleichen Frequenzbands durchführen. Bei dem DS-CDMA-Funkzugangsschema
werden Teilnehmer durch Verwendung von Spreizcodes identifiziert.
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Bei
der Mobilkommunikation tritt aufgrund von Reflexion, Streuung und
Brechung, die durch umgebende Gebäude, Bäume und dergleichen verursacht
werden, eine Mehrfachausbreitung auf. Ankommende Wellen erreichen
einen Empfangspunkt über
Ausbreitungspfade mit unterschiedlichen Längen. Die Amplitude und die
Phase von jeder ankommenden Welle variieren abhängig von der Position. Eine
Variationsverteilung kann durch eine Rayleigh-Verteilung angenähert werden,
wenn das Signal über
einen indirekten Pfad ankommt.
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Bei
dem DS-CDMA-Funkzugangsschema können
die Daten, da Informationsdaten durch Verwendung eines Spreizcodes hoher
Rate bandgespreizt werden, in Pfade mit einer Ausbreitungsverzögerungsdifferenz
getrennt werden, die größer ist als
die Periode des Spreizcodes. Durch Addieren der Phasen einer Vielzahl
von getrennten Mehrwegesignalen kann ein Diversity-Effekt erreicht
werden, um eine Verbesserung von Empfangseigenschaften zu erzielen.
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Da
sich die Position einer Mobilstation relativ zu einer Basisstation ändert, variiert
das Verzögerungsprofil
dementsprechend. Bei der Mobilkommunikation muss ein Empfänger deshalb
die Funktion zum Auffangen bzw. Neutralisieren derartiger Variationen
in den entsprechenden Pfaden und zum phasenmäßigen Kombinieren einer Vielzahl
von Mehrwegesignalen aufweisen. Diese Variationsgeschwindigkeit
erhöht
sich mit einem Anstieg der Geschwindigkeit der Mobilstation. Um
eine Kommunikation in einem Bewegungszustand hoher Geschwindigkeit durchzuführen, ist
eine Kanalschätzung
hoher Genauigkeit erforderlich, die Schwundvariationen folgen kann.
Bei einem DS-CDMA-Funkzugangsschema mit einem Rahmenformat, bei
dem Pilotsymbole in vorbestimmten Zyklen zwischen Informationssymbolen
eingefügt
sind, wurden mehrere Kanalschätzschemata
zum Auffangen bzw. Neutralisieren von Schwundvariationen vorgeschlagen.
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7 zeigt
ein Beispiel des Rahmenformats, das bei dem DS-CDMA-Funkzugangsschema
verwendet wird. Ein grundlegendes Konzept eines Kanalschätzverfahrens
wird unter Bezugnahme auf 7 beschrieben.
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Bezug
nehmend auf 7 stellt "Zeitschlitz" Zyklen bzw. Takte dar, in denen Pilotsymbole
zwischen Datensymbolen eingefügt
sind. Pilotsymbole werden Datensymbolen in Zeitschlitzzyklen Tp
eingefügt.
Ein Zyklus Tp (ein Rahmen) besteht aus Np Pilotsymbolen und Nd Datensymbolen.
Kanalschätzwerte
an Pilotsymbolpositionen werden durch Verwendung der Pilotsymbole
in jedem Zeitschlitz erhalten. Durch Kombination dieser Kanalschätzwerte
unter Verwendung eines bestimmten Verfahrens wird ein Kanalschätzwert an
jedem Datensymbolpunkt erhalten.
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Gemäß Sanpei, "10QAM Fading Distortion Compensation
Scheme for Land Mobile Communication", IEICE B-IIJ-72-B-II, Seiten 7 bis 15 (1989) (Dokument
1) wird auf einen Kanalschätzwert,
der durch ein Pilotsymbol und ein Empfangssymbol erhalten wird,
eine Interpolation angewandt. Zusätzlich wird gemäß Honda
und K. Jamal, "Channel
Estimation Based on Time Division Multiplex Pilot Symbols", IEICE RCS96-70
(1996) (Dokument 2) ein Kanalschätzwert,
der einem Datensymbol entspricht, durch eine Mittelungs- bzw. Mittelwertbildungsverarbeitung erhalten.
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8 ist
ein Diagramm, das einen Vergleich zwischen Eigenschaften zeigt,
die durch Verwendung eines primären
Interpolationsverfahrens und eines Mittelungs- bzw. Mittelwertbildungsverfahrens als
Kanalschätzverfahren
erhalten werden. Bezug nehmend auf 8 stellt
die Abszisse die maximale Doppler-Frequenz dar, die mit dem Pilotsymbol-Einfügungszyklus
normiert ist; und stellt die Ordinate den durchschnittlichen Kanalschätzfehler
in Dezibel dar. Wie aus 8 ersichtlich ist, sind die
Kanalschätzfehler
klein, wenn das Mittelwertbildungsverfahren als ein Kanalschätzverfahren
in einem Bereich verwendet wird, wo Schwundvariationen klein sind
(Umgebung geringer Bewegungsgeschwindigkeit), und das Interpolationsverfahren
als ein Kanalschätzverfahren
in einem Bereich verwendet wird, wo Schwundvariationen groß sind (Umgebung
hoher Bewegungsgeschwindigkeit). Als Folge hiervon können gute
Eigenschaften für
BER (Bitfehlerrate)/FER (Rahmenfehlerrate) erhalten werden.
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Die
vorstehenden Verfahren sind typische Kanalschätzschemata. 9 zeigt
die Anordnung eines herkömmlichen
RAKE-Empfängers,
der diese Schemata verwendet. Bezug nehmend auf 9 wird
ein Pilotsymbol erfasst, nachdem ein Empfangssignal von einem angepassten
Filter 700 entspreizt ist. Eine Kanalschätzeinheit 701 führt dann
eine Kanalschätzung
gemäß Dokument
1 oder 2 durch. Die konjugiert-komplexe Zahl eines Kanalschätzwerts, der
in jedem Pfad berechnet wird, und dieser Wert werden von einem Multiplizierer 702 mit
der Ausgabe von dem angepassten Filter 700 multipliziert,
wodurch eine Verzögerungskompensation
durchgeführt wird.
Die resultierenden Daten werden dann mit einem maximalen Verhältnis von
einem RAKE-Kombinator 703 kombiniert. Das kombinierte Signal
wird einer Symbolentscheidung in einer Entscheidungseinheit 704 unterzogen
und in einen Bitstrom gewandelt. Die auf diese Weise erhaltenen
Bitstromdaten werden von einem Entschachtler 705 entschachtelt.
Die resultierenden Daten werden dann von einem Viterbi-Decodierer 706 Viterbi-decodiert,
wodurch Übertragungsdaten
rekonstruiert werden.
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Die
Druckschrift GB-A-2 276 064 offenbart eine Vorrichtung zur Verwendung
in einer Einrichtung, die eine digitale Funkstrecke zwischen einer festen
und einer mobilen Funkeinheit bereitstellt, wobei Wiener-Filter
verwendet werden, um Schätzungen
der komplexen Schwundsignaleigenschaft aus rauschbehafteten Messungen
anzugeben.
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In
einer Umgebung geringer Bewegungsgeschwindigkeit ist eine Kanalschätzung basierend
auf einer Mittelwertbildung von den Eigenschaften her besser als
eine Kanalschätzung
basierend auf einer primären
Interpolation. Im Gegensatz dazu zeigt eine primäre Interpolation in einer Umgebung
hoher Bewegungsgeschwindigkeit bessere Eigenschaften. Aus diesem
Grund können
gute Eigenschaften nicht über
den gesamten Bewegungsgeschwindigkeitsbereich hinweg erreicht werden.
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Wenn
jedoch, wie im Stand der Technik, ein Kanalschätzverfahren in einer Benutzungsumgebung
festgelegt ist, tritt eine Verschlechterung der Kommunikationsqualität entweder
in einer Umgebung geringer Bewegungsgeschwindigkeit oder in einer
Umgebung hoher Bewegungsgeschwindigkeit auf, wenn die Benutzungsumgebung
von der erwarteten Umgebung abweicht. Es ist daher schwierig, Kommunikationen
hoher Qualität übergangslos
von halbfesten Innen-Kommunikationen zu Mobilkommunikationen hoher
Geschwindigkeit zu realisieren.
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KURZE ZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
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Es
ist eine Aufgabe der Erfindung, Empfangseigenschaften zu verbessern.
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Es
ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, eine Empfangsvorrichtung
und ein -verfahren bereitzustellen, die eine Vielzahl von Empfangsschätzungen
durchführen.
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Es
ist noch eine weitere Aufgabe, eine Empfangsvorrichtung und ein
-verfahren bereitzustellen, bei denen Symbolentscheidungsergebnisfehler
wenige sind.
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Es
ist noch eine weitere Aufgabe der Erfindung, eine Empfangsvorrichtung
und ein -verfahren bereitzustellen, bei denen Rahmenfehler wenige sind.
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Es
ist noch eine weitere Aufgabe der Erfindung, eine Empfangsvorrichtung
und ein -verfahren bereitzustellen, bei denen RAKE-Syntheseergebnisfehler
und Symbolentscheidungsergebnisfehler wenige sind.
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Weitere
Merkmale und Vorteile der Erfindung werden aus der folgenden Beschreibung
in Zusammenhang mit der begleitenden Zeichnung ersichtlich, bei
der über
die Figuren dieser hinweg gleiche Bezugszeichen die gleichen oder ähnliche
Teile bezeichnen.
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KURZE BESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNG
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1 ist
ein Blockschaltbild, das die Anordnung einer Empfangsvorrichtung
gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel
der Erfindung zeigt;
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2 ist
ein Blockschaltbild, das die Anordnung eines BER-Berechners bei
der Empfangsvorrichtung gemäß dem ersten
Ausführungsbeispiel
der Erfindung zeigt;
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3 ist
ein Diagramm, das die Eigenschaften der Empfangsvorrichtung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel
der Erfindung zeigt;
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4 ist
ein Blockschaltbild, das die Anordnung einer Empfangsvorrichtung
gemäß dem zweiten
Ausführungsbeispiel
der Erfindung zeigt;
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5 ist
ein Blockschaltbild, das die Anordnung einer Empfangsvorrichtung
gemäß einem
Beispiel zeigt, das keinen Teil der Erfindung bildet;
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6 ist
ein Diagramm, das die Beziehung zwischen einem Empfangssignalvektor,
einem Sendesignalpunkt und einem Fehlervektor bei der Empfangsvorrichtung
gemäß dem Beispiel
von 5 zeigt;
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7 ist
eine Darstellung, die das Rahmenformat zeigt, das bei einem DS-CDMA-Funkzugangsschema
verwendet wird;
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8 ist
ein Diagramm, das die Kanalschätzfehlereigenschaften
des Kanalschätzverfahrens
zeigt, das bei einer herkömmlichen
Empfangsvorrichtung verwendet wird; und
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9 ist
ein Blockschaltbild, das die Anordnung der herkömmlichen Empfangsvorrichtung
zeigt.
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AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN
AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
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Zunächst wird
das erste Ausführungsbeispiel der
Erfindung unter Bezugnahme auf 1 bis 3 beschrieben.
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1 ist
ein Blockschaltbild, das die Anordnung einer RAKE-Empfangsvorrichtung
gemäß diesem
Ausführungsbeispiel
zeigt. Bezug nehmend auf 1 wird ein Empfangssignal von
einem angepassten Filter 100 entspreizt. Das entspreizte
Signal wird in Einheiten von Pfaden an eine erste Kanalschätzeinheit 101 eingegeben,
auf die ein Verfahren primärer
Interpolation angewandt wird, und ein Kanalschätzbetrag an einem Datensymbolpunkt
wird berechnet. Die konjugiert-komplexe Zahl des berechneten Kanalschätzwerts
wird berechnet. Dieser Wert wird von einem ersten Multiplizierer 102 mit
der Ausgabe von dem angepassten Filter 100 multipliziert. Die
in Einheiten von Pfaden erhaltenen Produkte werden einer Verzögerungskompensation
unterzogen und mit einem maximalen Verhältnis von einem ersten RAKE-Kombinator 103 kombiniert.
Die resultierenden Daten werden von einer ersten Symbolentscheidungseinheit 104 in
einen Bitstrom gewandelt. Eine BER ("Bit Error Rate": Bitfehlerrate) wird von einem Schlüssel- bzw.
Haupteingabeabschnitt 105 aus einem bekannten Pilotsymbol
(7) und einem Entscheidungsergebnis entsprechend
dem Pilotsymbol erhalten.
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Gleichermaßen wird
das Signal, das von dem angepassten Filter 100 entspreizt
wird, in Einheiten von Pfaden an eine zweite Kanalschätzeinheit 106 eingegeben,
auf die ein Doppelschlitz-Mittelungsverfahren angewandt wird, und
wird ein Kanalschätzbetrag
an einem Datensymbolpunkt berechnet. Die konjugiert-komplexe Zahl
des berechneten Kanalschätzwerts
wird berechnet. Dieser Wert wird von einem zweiten Multiplizierer 107 mit
der Ausgabe von dem angepassten Filter 100 multipliziert.
Die in Einheiten von Pfaden erhaltenen Produkte werden einer Verzögerungskompensation
unterzogen und mit einem maximalen Verhältnis von einem zweiten RAKE-Kombinator 108 kombiniert.
Die resultierenden Daten werden von einer zweiten Symbolentscheidungseinheit 109 in
einen Bitstrom gewandelt. Eine BER ("Bit Error Rate": Bitfehlerrate) wird von einem zweiten
BER-Berechner 110 aus einem bekannten Pilotsymbol und einem
Entscheidungsergebnis entsprechend dem Pilotsymbol erhalten.
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Die
durch das Verfahren primärer
Interpolation erhaltene BER und die durch das Doppelschlitz-Mittelungsverfahren
erhaltene BER werden an einen Komparator 111 eingegeben.
Der Komparator 111 steuert einen Schalter 112,
um die Ausgabe von der Symbolentscheidungseinheit 104 oder 109 auszuwählen, die
von dem Interpolationsverfahren mit einer niedrigeren BER erhalten
wird. Die Ausgabe von dem Schalter 112 wird von einem Entschachtler 113 entschachtelt,
indem sie auf der Zeitachse neu angeordnet wird. Die resultierenden
Daten werden von einem Viterbi-Decodierer 114 Viterbi-decodiert, wodurch Übertragungsdaten
rekonstruiert werden.
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2 ist
ein Blockschaltbild, das die Anordnung eines BER-Berechners bei
der Empfangsvorrichtung von diesem Ausführungsbeispiel zeigt. Bezug
nehmend auf 2 bezeichnet Bezugszeichen 200 einen
Bitfehlerdetektor zum Erfassen eines Bitfehlers aus einem bekannten
Pilotsymbol und einem Entscheidungsergebnis entsprechend dem Pilotsymbol
und zum Ausgeben von "1" bei Erfassung eines Fehlers,
sowie "0" bei Erfassung keines
Fehlers; bezeichnet 201 ein Tiefpassfilter (LPF) zum Erhalten des
exponentiellen gewichteten Mittelwerts der Ausgabe von dem Bitfehlerdetektor 200,
und bezeichnet 202 eine BER-Entscheidungseinheit zum Extrahieren
einer BER und zum Ausgeben von zum Beispiel einem neuen BER alle 100 Rahmen.
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3 ist
ein Diagramm, das die Eigenschaften der Empfangsvorrichtung gemäß diesem
Ausführungsbeispiel
zeigt. Bezug nehmend auf 3 gibt die Abszisse die maximale
Doppler-Frequenz an, die mit dem Pilotsymbol-Einfügungszyklus
normiert ist; und gibt die Ordinate den durchschnittlichen Kanalschätzfehler
in Dezibel an. Wie aus diesem Diagramm offensichtlich ist, wird
das Kanalschätzverfahren
basierend auf einer Mittelung bzw. Mittelwertbildung in einer Umgebung
geringer Bewegungsgeschwindigkeit angewandt und wird das Verfahren
primärer
Interpolation in einer Umgebung hoher Bewegungsgeschwindigkeit angewandt,
wobei eine maximale Doppler-Frequenz von ungefähr 0,1 als Schwellenwert dient.
Im Vergleich zu den Eigenschaften beim Stand der Technik wird eine
Verbesserung der durchschnittlichen BER erzielt.
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Als
nächstes
wird unter Bezugnahme auf 4 das zweite
Ausführungsbeispiel
der Erfindung beschrieben.
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4 ist
ein Blockschaltbild, das die Anordnung einer RAKE-Empfangsvorrichtung
gemäß diesem
Ausführungsbeispiel
zeigt.
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Bei
der Empfangsvorrichtung von diesem Ausführungsbeispiel wird das in 7 gezeigte
Rahmenformat verwendet. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird zu einem
zu übertragenden
Datensymbol jedoch eine CRC hinzugefügt. Das heißt, dass jeder Rahmen aus einem
Pilotsymbol, einem Datensymbol und einer CRC für eine Rahmenfehlererfassung
besteht.
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Bezug
nehmend auf 4 wird ein Empfangssignal von
einem angepassten Filter 400 entspreizt. Das entspreizte
Signal wird in Einheiten von Pfaden an eine erste Kanalschätzeinheit 401 eingegeben,
auf die das Verfahren primärer
Interpolation angewandt wird, und ein Kanalschätzbetrag an einem Datensymbolpunkt
wird berechnet. Die konjugiert-komplexe Zahl des ausgegebenen Kanalschätzwerts
wird berechnet. Dieser Wert wird von einem ersten Multiplizierer 402 mit
der Ausgabe von dem angepassten Filter 400 multipliziert.
Die in Einheiten von Pfaden erhaltenen Produkte werden einer Verzögerungskompensation
unterzogen und von einem ersten RAKE-Kombinator 403 mit
einem maximalen Verhältnis
kombiniert. Die resultierenden Daten werden von einer ersten Symbolentscheidungseinheit 404 in
einen Bitstrom gewandelt. Der Bitstrom wird von einem ersten Entschachtler 405 im
Einklang mit einem bekannten Pilotsymbol und einem Entscheidungsergebnis
entsprechend dem Pilotsymbol entschachtelt. Die resultierenden Daten
werden von einem ersten Viterbi-Decodierer 406 Viterbidecodiert. Die
Ausgabe von dem ersten Viterbi-Decodierer 406 wird an einen
ersten CRC-Überprüfer 407 eingegeben.
Der erste CRC-Überprüfer 407 führt eine CRC-Überprüfung durch,
d.h. erfasst einen Rahmenfehler. Das von dem CRC-Überprüfer 407 erhaltene CRC-Überprüfungsergebnis
wird an einen selektiven Kombinator 415 eingegeben.
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Gleichermaßen wird
das Signal, das von dem angepassten Filter 400 entspreizt
wird, in Einheiten von Pfaden an eine zweite Kanalschätzeinheit 408 eingegeben,
auf die das Doppelschlitz-Mittelungsverfahren angewandt wird, und
wird ein Kanalschätzbetrag
an einem Datensymbol berechnet. Die konjugiert-komplexe Zahl des
berechneten Kanalschätzwerts
wird berechnet. Dieser Wert wird von einem zweiten Multiplizierer 409 mit
der Ausgabe von dem angepassten Filter 400 multipliziert.
Die in Einheiten von Pfaden erhaltenen Produkte werden einer Verzögerungskompensation
unterzogen und von einem zweiten RAKE-Kombinator 410 mit
einem maximalen Verhältnis
kombiniert. Die resultierenden Daten werden von einer zweiten Symbolentscheidungseinheit 411 in
einen Bitstrom gewandelt. Der Bitstrom wird von einem zweiten Entschachtler 412 im
Einklang mit einem bekannten Pilotsymbol und einem Entscheidungsergebnis
entsprechend dem Pilotsymbol entschachtelt. Die resultierenden Daten werden von
einem zweiten Viterbi-Decodierer 413 Viterbidecodiert.
Die Ausgabe von dem zweiten Viterbi-Decodierer 413 wird
an einen zweiten CRC-Überprüfer 414 eingegeben.
Der zweite CRC-Überprüfer 414 führt eine
CRC-Überprüfung durch,
d.h. erfasst einen Rahmenfehler. Das von dem zweiten CRC-Überprüfer 414 erhaltene
CRC-Überprüfungsergebnis
wird an einen selektiven Kombinator 415 eingegeben.
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Der
selektive Kombinator 415 wählt eines der Decodierungsergebnisse
aus, das keinen Fehler zeigt, und gibt dieses als demodulierte Daten
aus. Wenn beide Decodierungsergebnisse keinen Fehler aufweisen,
wird eines von ihnen ausgegeben. Weisen beide Decodierungsergebnisse
Fehler auf, wird der entsprechende Rahmen als Rahmenverlust behandelt
und nicht als demodulierte Daten ausgegeben.
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Da
die beiden Entscheidungsergebnisse, d.h. die Bitströme, von
der ersten und der zweiten Symbolentscheidungseinheit 404 und 411 voneinander
abweichen können,
werden bei diesem Ausführungsbeispiel
zwei unabhängige
Entschachtler als der erste und der zweite Entschachtler 405 und 412 verwendet.
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Ein
Beispiel, das keinen Teil der Erfindung bildet, wird nun unter Bezugnahme
auf 5 und 6 beschrieben.
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5 ist
ein Blockschaltbild, das die Anordnung einer RAKE-Empfangsvorrichtung
gemäß diesem
Beispiel zeigt. Bezug nehmend auf 5 wird ein
Empfangssignal von einem angepassten Filter 500 entspreizt.
Das entspreizte Signal wird in Einheiten von Pfaden an eine erste
Kanalschätzeinheit 501 eingegeben,
auf die das Verfahren primärer
Interpolation angewandt wird, und ein Kanalschätzbetrag an einem Datensymbol
wird berechnet. Die konjugiert-komplexe Zahl des berechneten Kanalschätzwerts
wird berechnet. Dieser Wert wird von einem ersten Multiplizierer 502 mit
der Ausgabe von dem angepassten Filter 500 multipliziert.
Die in Einheiten von Pfaden erhaltenen Produkte werden einer Verzögerungskompensation
unterzogen und von einem ersten RAKE-Kombinator 503 mit
einem maximalen Verhältnis
kombiniert. Eine Symbolentscheidung wird von einer ersten Symbolentscheidungseinheit 504 durchgeführt. Die
Ausgabe von dem ersten RAKE-Kombinator 503 und das Entscheidungsergebnis von
der ersten Symbolentscheidungseinheit 504 werden an einen
ersten Fehlerberechner 505 eingegeben. Der erste Fehlerberechner 505 berechnet
den absoluten Wert des Fehlers zwischen der Ausgabe von dem ersten
RAKE-Kombinator 503 und dem Entscheidungsergebnis von der
ersten Symbolentscheidungseinheit 504 oder das Quadrat
des absoluten Werts des Fehlers und gibt den berechneten Wert an eine
erste Mittelungseinheit 506 ein. Die erste Mittelungseinheit 506 führt eine
Mittelungs- bzw. Mittelwertbildungsverarbeitung für den absoluten
Wert des Fehlers oder das Quadrat des absoluten Werts des Fehlers
durch Verwendung einer Einrichtung wie etwa eines LPF (Tiefpassfilters)
oder einer Gleitmittelwertbildungseinrichtung durch.
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Gleichermaßen wird
das Signal, das von dem angepassten Filter 500 entspreizt
wird, in Einheiten von Pfaden an eine zweite Kanalschätzeinheit 507 eingegeben,
auf die das Doppelschlitz-Mittelungsverfahren angewandt wird, und
wird ein Kanalschätzbetrag
an einem Datensymbol berechnet. Die konjugiert-komplexe Zahl des
berechneten Kanalschätzwerts
wird berechnet. Dieser Wert wird von einem zweiten Multiplizierer 508 mit
der Ausgabe von dem angepassten Filter 500 multipliziert.
Die in Einheiten von Pfaden erhaltenen Produkte werden einer Verzögerungskompensation
unterzogen und von einem zweiten RAKE-Kombinator 509 mit
einem maximalen Verhältnis
kombiniert. Eine zweite Symbolentscheidungseinheit 510 führt eine
Symbolentscheidung durch. Die Ausgabe von dem zweiten RAKE-Kombinator 509 und
das Entscheidungsergebnis von der zweiten Symbolentscheidungseinheit 510 werden
an einen zweiten Fehlerberechner 511 eingegeben. Der zweite
Fehlerberechner 511 berechnet den absoluten Wert des Fehlers
zwischen der Ausgabe von dem zweiten RAKE-Kombinator 509 und dem Entscheidungsergebnis
von der zweiten Symbolentscheidungseinheit 510 oder das
Quadrat des Absolutergebnisses des Fehlers. Der berechnete Wert wird
an eine zweite Mittelungseinheit 512 eingegeben. Die zweite
Mittelungseinheit 512 führt
eine Mittelungs- bzw. Mittelwertbildungsverarbeitung für den absoluten
Wert des Fehlers oder das Quadrat des absoluten Werts des Fehlers
durch Verwendung einer Einrichtung wie etwa eines LPF (Tiefpassfilters) oder
einer Gleitmittelwertbildungseinrichtung durch.
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Der
mittlere Fehler, der durch das primäre Intepolationsverfahren erhalten
wird, und der mittlere Fehler, der durch das Doppelschlitz-Mittelungsverfahren
erhalten wird, werden an einen Komparator 513 eingegeben.
Der Komparator 513 steuert einen Schalter 514,
um so eine der Ausgaben von den Symbolentscheidungseinheiten 504 und 510 auszuwählen, die
durch ein Kanalschätzverfahren
mit einem kleineren mittleren Fehler erhalten wird. Die Ausgabe
von dem Schalter 514 wird von einem Entschachtler 515 entschachtelt.
Die resultierenden Daten werden von einem Viterbi-Decodierer 516 Viterbi-decodiert,
wodurch Übertragungsdaten
rekonstruiert werden.
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Der
erste und der zweite Fehlerberechner 505 und 511 werden
als nächstes
unter Bezugnahme auf 6 ausführlicher beschrieben.
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6 ist
ein Diagramm, das die Beziehung zwischen dem Empfangssignalvektor
als das Eingangssignal an jeden des ersten und des zweiten Fehlerberechners 505 und 511 bei
der Empfangsvorrichtung von diesem Beispiel, dem Sendesignalpunkt und
dem Fehlervektor zeigt. Bezug nehmend auf 6 entspricht
ein Vektor a einem Signalpunkt, wenn ein In-Phase-Bit als ein Sendesignal
unter QPSK-Signalpunkten "0" ist und das Gegen-Phase-Bit "a" ist. Es sei angenommen, dass ein Empfangssignalvektor
r, der einem Sendepunkt a entspricht, von jedem des ersten und des
zweiten RAKE-Kombinators 503 und 509 ausgegeben
wird. Ein Fehlervektor d wird berechnet durch: d = r – a (1)
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Die
erste und die zweite Symbolentscheidungseinheit 504 oder 511 berechnet
|d| oder |d|2 und gibt ein Signal aus, das
diesen berechneten Wert darstellt.
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Es
wird vorausgesetzt, dass eine Signalausgabe von einem RAKE-Kombinator,
die sich näher
an jedem Signalpunkt befindet, statistisch von einer Ausgabe von
einem RAKE-Kombinator
beobachtet wird, die einer besseren Kanalschätzung unterzogen wurde. Eine
durch ein besseres Kanalschätzverfahren
ausgegebenes Entscheidungsergebnis kann demnach durch den Schalter 514 ausgewählt werden,
indem dem Komparator 513 ermöglicht wird, die Ergebnisse
zu vergleichen, die mittels Durchführung einer Mittelungsverarbeitung
für die
Ausgaben von dem ersten und dem zweiten Fehlerberechner 505 und 511 unter Verwendung
der Mittelungseinheiten 506 und 512 erhalten werden.
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Die
gleichen Eigenschaften wie diejenigen des ersten Ausführungsbeispiels,
die in 3 gezeigt sind, können von der Empfangsvorrichtung
von diesem Beispiel erhalten werden.
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Bei
einem weiteren Beispiel steuert ein Komparator 513 einen
Schalter 514 im Einklang mit einem durchschnittlichen Fehler,
der erhalten wird, wenn die in 7 gezeigten
Pilotsymbole empfangen werden. Bei diesem Beispiel werden nur die
in 7 gezeigten Pilotsymbole und RAKE-Kombinator-Ausgaben, die
den Pilotsymbolen entsprechen, selektiv an einen Fehlerberechner
eingegeben. Da ein Pilotsignal mit Bezug auf ein Empfangssignal
ein bekanntes Signal ist, können
ein Fehlersignal basierend auf einem Sendepilotsignal und ein Empfangspilotsignal
immer mit hoher Genauigkeit berechnet werden.
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Da
viele offensichtlich weitgehend unterschiedliche Ausführungsbeispiele
der Erfindung durchgeführt
werden können,
ohne von dem Umfang dieser abzuweichen, ist es selbstverständlich,
dass die Erfindung abgesehen davon, was in den zugehörigen Ansprüchen definiert
ist, nicht auf die speziellen Ausführungsbeispiele von ihr beschränkt ist.
Das heißt,
dass ein Verfahren abgesehen von dem Verfahren primärer Interpolation
und dem Mittelungsverfahren als ein Kanalschätzverfahren verwendet werden
kann. Die Anzahl von Kanalschätzeinheiten
beträgt
drei oder mehr.