DE69929881T2

DE69929881T2 - Verfahren und gerät zum automatisierten zeitdomänenüberwachen in optischen netzen

Info

Publication number: DE69929881T2
Application number: DE69929881T
Authority: DE
Inventors: C. Thomas Madison BANWELL; K. Nim Short Hills CHEUNG; T. William Redbank ANDERSON; James Redbank HODGE
Original assignee: Telcordia Technologies Inc
Current assignee: Telcordia Licensing Co LLC
Priority date: 1998-05-13
Filing date: 1999-05-13
Publication date: 2006-09-28
Anticipated expiration: 2019-05-14
Also published as: US6549572B1; DE69929881D1; AU3903299A; EP1078481A4; WO1999059272A9; TW456114B; EP1078481B1; WO1999059272A1; MY124085A; EP1078481A1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein optische Netzwerke und insbesondere ein Verfahren und eine Vorrichtung zum automatischen Überwachen von Zeitbereichen in optischen Netzwerken.
Prinzipiell liefern digitale Übertragungssysteme Information, die als quantisierte Signale kodiert ist, von einem Sender an einen Empfänger. Es gibt mehrere Parameter, die die Qualität der Übertragung in diesen Systemen kennzeichnen. Einer dieser Parameter ist die „Bitfehlerquote" oder BER (bit error ratio). Die BER kann an jedem beliebigen Punkt in einem Übertragungssystem gemessen werden und kann zur Fehlerfeststellung und -isolierung herangezogen werden.
Es gibt viele Effekte, die zu der Verschlechterung einer gemessenen BER beitragen. So reduziert beispielsweise eine Signaldämpfung die Signalamplitude, eine Zerstreuung verändert die Pulsform, Empfänger- und Verstärkerrauschen erhöhen die Signalpegelmehrdeutigkeit und ein Jittern bzw. Zittern erzeugt eine Ungenauigkeit im Abtastpunkt und beeinträchtigt weitere Aspekte der Synchronisierung.
In einem optischen Netzwerk, beispielsweise einem Wellenlängenmultiplex (WDM)-Netzwerk, gehen Daten durch viele verschiedene Arten von Netzwerkelementen: Wellenlängenumwandler und -filter, Wellenlängen-Abzweig-und-Wiederbelegungs-Multiplexer (ADM), Rangierer und optische Verstärker. Die Netzwerkelemente können mehrere optische zu elektronischen (O/E) und elektronische zu optischen (E/O) Umwandlungen durchführen oder alternativ die Daten in optischer Form verarbeiten. Obwohl eine Signalüberwachung bevorzugt an Netzwerkelementen, die O/E- und E/O-Wandler aufweisen, durchge führt wird, kann man ein Signal auch an einem beliebigen Punkt des WDM-Netzwerks anzapfen und erfassen.
1 veranschaulicht ein optisches Signalüberwachungssystem 100 des Standes der Technik, das optische Signale an einer Faserverbindung durch Ausführen einer indirekten SNR- oder einer durchschnittlichen Energieniveaumessung überwacht. Wie gezeigt ist, umfasst das optische Überwachungssystem 100 ein optisches Filter 110, das ein optisches Eingangssignal trägt, einen optischen Leistungssplitter 120, eine optische Faser 130, die ein optisches Ausgangssignal trägt, ein Wellenlängenauswahlfilter 140, einen Fotodetektor 150, einen elektrischen Verstärker 160 und einen Spektrumanalysator 170. Ein in der optischen Faser 110 vorhandenes einfallendes optisches Signal wird über den Koppler 120 an die Ausgangsfaser 130 übertragen.
Zur Überwachung des optischen Eingangssignals extrahiert ein optisches Anzapfen im Koppler 120 eine kleine Menge Signalenergie aus der optischen Faser 110. Das Wellenlängenauswahlfilter 140 wählt eine gewünschte Wellenlänge aus und der Fotodetektor 150 wandelt das zu der ausgewählten Wellenlänge zugehörige Licht in ein elektrisches Signal um. Der Strom aus dem Fotodetektor 150 wird durch den elektrischen Verstärker 160 verstärkt und anschließend durch den Spektrumanalysator 170 oder alternativ durch ein Durchschnittswertmessgerät gemessen.
Eine der durch den Spektrumanalysator 170 gemessenen Signaleigenschaften ist ein geschätzter Rauschabstand (SNR), der allgemein dazu dient, eine Verbindungsleistung in einem WDM-Netzwerk zu charakterisieren. Die Spektralüberwachung optischer Bereiche wird typischerweise zum Schätzen des SNR in optischen Netzwerken eingesetzt. Das Signal ist spektral schmal, typischerweise einige wenige GHz. Unter der Annahme, dass das Rauschen mit der Wellenlänge langsam variiert, wird der optische Rauschpegel auf einer Wellenlänge gemessen, die von dem Signal des Kanals etwas entfernt ist, wobei das Verhältnis dieses Rauschens zum optischen Signal den optischen SNR darstellt.
Aktuell wird ein optischer Spektrumanalysator oder ein entsprechendes Gerät (zum Beispiel ein Hewlett Packard-Wellenlängenmesser) zur Messung der Eigenschaften eines optischen Eingangssignals in einem WDM-Netzwerk verwendet. Solche Instrumente weisen jedoch diverse Nachteile auf. Zunächst sind diese Instrumente teuer und langsam (d. h. sie erfordern ein Abtasten über alle Wellenlängen hinweg). Zweitens gibt es gut bekannte Ungenauigkeiten, die sich aus solchen optischen Messungen ergeben. Drittens sind einige Quellen des Signalrauschens mit diesen Instrumenten nicht feststellbar. Beispielsweise ist ein interferometrisches Intensitätsrauschen eine solche Quelle des Signalrauschens, die in dem optischen Bereich nicht erfasst werden kann. Viertens kann ein induziertes Jittern oder ein induziertes Wandern unter Verwendung dieser Instrumente nicht erfasst werden. Schließlich hängt das erforderliche optische SNR für eine niedrige BER nicht nur von der Signalrate, sondern auch von den Einzelheiten der Empfängergestaltung ab.
Optische Netzwerke, wie beispielsweise WDM-Netzwerke, können eine flexible Breitbandanschließbarkeit zur Verfügung stellen. Ein einzigartiges Merkmal der WDM-Netzwerktechnologie ist die Raten- und Formattransparenz. Beispielsweise kann die Bitrate f_bit eines Signals im Bereich von 25 Mb/s bis zu 10 Gb/s liegen. Ferner führen rekonfigurierbare WDM-Netzwerke eine stark veränderliche Routenauswahl durch, welches Merkmal sich tiefgehend von herkömmlichen Punkt-zu-Punkt-Netzwerken unterscheidet. An der Peripherie solcher Netzwerke kann eine beliebige Gruppe von Benutzern höchstens einige wenige Leitungsraten und Formate verwenden. Im Netzwerkkern jedoch begegnen die meisten Netzwerkelemente der vollen Mischung aus Raten und Formaten. Die Route, Leitungsrate und das Format können sehr unberechenbar sein und sich in jedem Netzwerkelement innerhalb eines rekonfigurierbaren WDM-Netzwerks schnell ändern.
Wie bei allen anderen Kommunikationsnetzwerken ist es wünschenswert, die Netzwerkübertragungsleistung in WDM-Netzwerken zu überwachen, um Probleme vorwegzunehmen, bevor ein Benutzer mit einem schlechten Service konfrontiert ist. Die Signalintegrität und Netzwerkverbindungsleistung werden in herkömmlichen Übertragungssystemen, die zu feststehenden Leitungsraten funktionieren, genau überwacht. Diese Systeme besitzen eingebettete Signalkanäle für die Diagnose einer Übertragungsbeeinträchtigung und den Austausch von Fehlerinformation.
Beispielsweise wird in Synchrones-optisches-Netzwerk (SONET)-Systemen das Rahmenintervall zusammen mit der Verifizierung der nach Untergruppen der Bits innerhalb eines Rahmens berechneten Parität beständig überwacht. In diesen Systemen werden Signalverlust, Rahmenverlust und bitverschachtelte Paritäts-8 (BIP8)-Fehlerraten überwacht und gemeldet. Andere Übertragungsformate besitzen ihre eigene eingebettete Fehlererfassung.
Anders als herkömmliche Netzwerke weisen WDM-Netzwerke jedoch weniger direkte Kontrolle über kritische Übertragungsparameter auf. Zwar führen viele der vorgeschlagenen WDM-Netzwerke eine Signalpegelverwaltung durch, führen aber keine zeitliche Neuabstimmung durch, die stark ratenabhängig und gewöhnlich beschränkend ist. Wenn ein WDM-Netzwerk wenig oder keine zeitliche Neuabstimmung durchführt, wird die Jitter-Verwaltung vollständig an Empfänger am Benutzerende delegiert. Wenn die Qualität des Signals ohne eine voll ständige Regenerierung verifiziert werden könnte, so dass Fehler in einem Unternetzwerk isoliert werden könnten, würde dies dementsprechend die Einsetzung von Multi-vendor- (herstellerneutralen) Schnittstellen für rekonfigurierbare WDM-Netzwerke erleichtern.
Schließlich wäre die Interaktion zwischen Protokollschichten, beispielsweise die Lokalisierung von Fehlern, wenn Internetprotokoll (IP)-Router oder asynchrone Übermittlungs (ATM)-Schalter direkt an optische Netzwerke anschließen, einfacher, wenn ein WDM-Netzwerk die Art des Verkehrs, den es befördert, dynamisch bestimmen und die Qualität des Verkehrs durch Überprüfen des korrekten Rahmenformats und das Vorhandensein von Fehlern testen könnte. Wenn zum Beispiel ein Netzwerkelement in einem WDM-Netzwerk in einem Signal einen Fehler feststellt, könnte das Netzwerkelement einen Alarm auslösen, was die Identifizierung des Fehlers auf der höheren Schicht erleichtern würde.
BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Es wird gewünscht, ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Durchführung einer automatischen Zeitbereichsüberwachung in optischen Netzwerken zur Verfügung zu haben, die die vorstehenden sowie weitere Nachteile des Standes der Technik überwinden. Mit der vorliegenden Erfindung übereinstimmende Verfahren und Vorrichtungen bestimmen Eigenschaften eines optischen Eingangssignals durch Schätzen eines minimalen Zeitintervalls zwischen Übergängen im Eingangssignal, Bestimmen eines Taktsignals basierend auf dem geschätzten minimalen Zeitintervall und Durchführen einer Zeitbereichsmessung im Eingangssignal basierend auf dem bestimmten Taktsignal.
In einer Ausführungsform umfasst eine Vorrichtung zum Überwachen eines optischen Signals einen Vorwärtsratendetektor, einen Taktregenerierungsschaltkreis und einen Messschaltkreis. Der Vorwärtsratendetektor schätzt das minimale Zeitintervall zwischen Übergängen in einem optischen Eingangssignal. Basierend auf dem geschätzten minimalen Zeitintervall extrahiert der Taktregenerierungsschaltkreis ein Taktsignal aus dem Eingangssignal. Unter Verwendung des extrahierten Taktsignals tastet der Zeitbereichsmessschaltkreis das Eingangssignal ab und bestimmt in dem Zeitbereich die Eigenschaften des Eingangssignals.
Mit der Erfindung übereinstimmende Verfahren und Vorrichtungen besitzen gegenüber dem Stand der Technik mehrere Vorteile. In einem optischen Netzwerk können viele verschiedene Zeitbereichsmessungen an einem optischen Signal durchgeführt werden, sobald ein Takt gewonnen worden ist. Der Takt ist von wesentlicher Bedeutung für die Messung eines Augenmusters, aus dem man die Aktivität in einer bestimmten Wellenlänge bestimmt, Signalenergiepegel und -rauschen direkt berechnen sowie Jittern berechnen kann. Mit einer automatischen Messung können sowohl momentanes Fehlerverhalten als auch durchschnittliches Nichtfehlverhalten zur Fehlerisolierung herangezogen werden. Der Takt kann zur Identifizierung von Bitgrenzen und zum Lesen des Signals verwendet werden. Die Mustererfassung kann verwendet werden, um beispielsweise SONET A1A2-Rahmung oder die beim Blockkodieren benutzten speziellen Symbole zu erkennen. Dies würde es Netzwerkelementen gestatten, viele der konventionellen Vorgänge zur Überwachung der Bitpegel-Leistung, auch ohne den Nutzen von Information aus der Netzwerkverwaltung, durchzuführen.
Man kann die Art des auf einer Wellenlänge vorhandenen Verkehrs (wenn diese sich in einem lokalen Katalog befindet) bestimmen und die Netzwerkverwaltung über Verkehrsart und -qualität informieren. Dies ist offensichtlich von Nutzen bei der Verhinderung von Bereitstellungsfehlern (durch Feststellen, dass der vorliegende Verkehrstyp nicht dem erwarteten Verkehr entspricht), wenn Rangierleitungen bzw. Jumper inkorrekt verbunden sind. Auch könnte damit eine Einrichtung zur Rechnungsstellung an den Kunden vorgesehen werden, auch wenn der Kunde eine transparente Verbindung hat und ein breites Spektrum an Raten und Verkehrsarten senden kann. Man könnte auch einen echtzeitnahen Bestand an Verkehrsstatistiken an die Netzwerkverwaltung liefern. Nichts davon kann aktuell im optischen Bereich durchgeführt werden und die Verwendung unflexibler fester Regenerierung geht zu Lasten der Transparenz – der Regenerierungsschaltkreis müsste jedes Mal geändert werden, wenn sich die Verkehrsart oder -geschwindigkeit ändert.
Wenn Signale Verwaltungsgrenzen überschreiten, beispielsweise zwischen einem Ortsnetzbetreiber (local exchange carrier – LEC) und einem Fernnetzbetreiber (inter exchange carrier – IEC) oder zwischen einem privaten Netzwerk und einem LEC, muss bestimmt werden, dass das Signal nicht beeinträchtigt ist, bevor es das eine Netzwerk verlässt und in ein anderes eintritt. Heutzutage verlangt dies eine vollständige Regenerierung und gut abgegrenzte Einzelwellenlängen-Schnittstellen, wie etwa SONST OC-3 oder elektrische DS-1 oder DS-3. Mit wachsenden Anforderungen an die Bandbreite ist es wünschenswert, diese Regenerierung zu eliminieren und einen transparenten Mehrfach-Wellenlängenzugang durch Messen der Signalqualität zu gestatten.
Die Beschreibung der Erfindung und die folgende Beschreibung zur Ausführung der besten Art und Weise der Erfindung schränken den Umfang der beanspruchten Erfindung nicht ein. Beide liefern Beispiele und Erläuterungen, damit andere die Erfindung in die Praxis umsetzen können. Die beigefügten Zeichnungen, die einen Teil der Beschreibung zur Ausführung der besten Art und Weise der Erfindung bilden, zeigen mehrere Ausführungsformen der Erfindung und erläutern zusammen mit der Beschreibung die Prinzipien der Erfindung.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 veranschaulicht ein Blockdiagramm eines optischen Signalüberwachungssystems des Standes der Technik;
2 veranschaulicht ein Blockdiagramm einer Vorrichtung zur Überwachung des Zeitbereichs eines optischen Signals gemäß einer Ausführungsform der Erfindung;
3 veranschaulicht ein Blockdiagramm eines Vorwärtsratendetektors gemäß einer Ausführungsform der Erfindung;
4 veranschaulicht eine emittergekoppelte Logik (ECL)-Umsetzung eines Erfassungsschaltkreises für ein minimales Übergangsintervall gemäß einer Ausführungsform der Erfindung, der auf steigende Kantenübergänge ansprechende Pulsbreiten-Autokorrelationen verwendet;
5a veranschaulicht ein Blockdiagramm eines Zeitbereichsmessschaltkreises gemäß einer Ausführungsform der Erfindung, der eine selbsteichende Wellenformmessung durchführt, die für Netzüberwachungsanwendungen geeignet ist;
5b, 5c und 5d veranschaulichen ein Augenmuster für ein Signal an einem Eingang eines Zeitbereichsmessschaltkreises bzw. eine synchronisierte Eichwellenform bzw. einen Abtastpuls gemäß einer Ausführungsform der Erfindung; und
6 veranschaulicht ein Blockdiagramm eines Zeitbereichsmessschaltkreises gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.
BESTE ART UND WEISE ZUR AUSFÜHRUNG DER ERFINDUNG
Es wird nun detailliert Bezug auf die bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung genommen, die in den beigefügten Zeichnungen veranschaulicht sind. Wo immer möglich, werden in den Zeichnungen für gleiche oder ähnliche Teile dieselben Bezugszeichnen verwendet.
2 veranschaulicht ein Blockdiagramm einer Vorrichtung 200 zur Überwachung des Zeitbereichs eines optischen Signals gemäß einer Ausführungsform der Erfindung. Die Signalüberwachungsvorrichtung 200 umfasst einen Vorwärtsratenerfassungs- und -auswahlschaltkreis (Vorwärtsratendetektor oder FWR) 210, einen programmierbaren Taktregenerierungsschaltkreis (PCR) 220, einen Zeitbereichsmessschaltkreis 230 und einen Pufferverstärker 240.
Eine optische Signalabtastung 152 fällt auf einen Fotodetektor 150, der einen von einem Transimpedanzverstärker 160 empfangenen Strom erzeugt. Eine optische Signalabtastung 152 wird über einen optischen Leistungssplitter 120 aus der optischen Faser 110 erhalten, die ein optisches Eingangssignal unter Verwendung eines Wellenlängenauswahlfilters 140 trägt.
Der Ausgang 164 des Verstärkers 160 ist schließt an den Eingang 242 des Pufferverstärkers 240 an. Der Pufferverstärker 240 weist drei äquivalente analoge Ausgänge 244, 246 und 248 auf. Der Ausgang 244 schließt an den Eingang 212 des Vorwärtsratendetektors 210 an. Der Ausgang 246 schließt an den Eingang 222 des Taktregenerierungsschaltkreises 220 an. Der Ausgang 248 schließt an den Analogeingang 232 des Zeitbereichsmessschaltkreises 230 an. Das Signal am Eingang 242 des Pufferverstärkers 240 ist eine analoge Darstellung der optischen Signalabtastung 152.
Die optische Signalabtastung 152 kann durch eine Bitrate f_bit gekennzeichnet sein, wenn die optische Signalabtastung 152 ein zustandskodiertes (non-return-to-zero, NRZ-) Digitalsignal ist. Der Vorwärtsratendetektor 210 erzeugt ein Signal am Ausgang 214, der eine Schätzung der Bitrate des Signals am Eingang 242 ist. In einer Ausführungsform kann das Signal am Ausgang 214 eine digitale Darstellung der geschätzten Bitrate sein.
Der Taktregenerierungsschaltkreis 220 umfasst einen Ratensteuereingang 224, der die bestimmte Operationsfrequenz nach Maßgabe bekannter Techniken zur Taktregenerierung setzt. Der Taktregenerierungsschaltkreis 220 erzeugt am Ausgang 226 ein Taktsignal, das mit Übergängen in dem Signal am Eingang 222 des Taktregenerierungsschaltkreises 220 synchronisiert wird, wenn der Ratensteuereingang 224 auf einen Wert gesetzt wird, der f_bit ausreichend nahe entspricht. Der Ratensteuereingang 224 des Taktregenerierungsschaltkreises empfängt ein Ratenschätzsignal aus dem Ausgang 214 des Vorwärtsratendetektors 210.
Wie gezeigt ist, umfasst der Taktregenerierungsschaltkreis 220 auch einen Sperrverlustsignalausgang 228, der aktiv ist, wenn der Taktausgang 226 nicht mit dem Eingang 222 synchronisiert ist. Das Signal am Eingang 216 des Vorwärtsratendetektors 210 verändert den Algorithmus, der zur Bestimmung der geschätzten Bitrate des auf den Eingang 212 angewendeten Signals verwendet wird. Verschiede ne Algorithmen können je nach dem aktuellen und vergangenen Sperrzustand des Taktregenerierungsschaltkreises 220 verwendet werden. In einer Ausführungsform kann der Taktregenerierungsschaltkreis 220 unter Verwendung bekannter Techniken zur Durchführung einer programmierbaren Taktregenerierung eingesetzt werden. Alternativ kann der Taktregenerierungsschaltkreis 220 gemäß Verfahren und Vorrichtungen eingesetzt werden, die in der internationalen Patentveröffentlichung WO 99/30457 mit dem Titel „Verfahren und Vorrichtung zur veränderlichen Bitraten-Taktwiedergewinnung" beschrieben sind.
Der Zeitbereichsschaltkreis 230 umfasst einen Takteingang 234 und einen Rateneingang 236, die an den Ausgang 226 des Taktregenerierungsschaltkreises 220 bzw. den Ausgang 214 des Vorwärtsratendetektors 210 anschließen. Unter Verwendung des Taktsignals am Ausgang 226 des Taktregenerierungsschaltkreises 220 kann der Zeitbereichsmessschaltkreis 230 an dem analogen Signal am Eingang 232 Wellenformmessungen durchführen. Der Zeitbereichmessschaltkreis 230 kann beispielsweise das Augenmuster in der optischen Signalabtastung 152 messen, aus dem man eine Aktivität auf einer bestimmten Wellenlänge bestimmen, Signalenergiepegel und Rauschen direkt berechnen und Jittern berechnen kann. Alternativ kann der Zeitbereichsmessschaltkreis 230 das digitale Signal in der optischen Signalabtastung 152 rekonstruieren und anschließend bestimmte Eigenschaften des digitalen Signals schätzen.
Die Augenmustermessung ist eine Technik zur Messung der Zeitbereichswellenform, die routinemäßig zur Überwachung und Wartung digitaler Übertragungssysteme eingesetzt wird. Das Augenmuster ist ein Ensemble aus einem Durchschnitt oder einer Überlagerung von Pulsmustern entsprechend allen unterschiedlichen Bitsequenzen. Das Ensemble kann durch Abtasten der Signalwellenform unter Ver wendung eines phasenstarren Takts erhalten werden. Die Wellenform kann durch die hohen und niedrigen Durchschnittssignalpegel μ_hi und μ_lo bzw. die Varianz in diesen Pegeln σ_hi und σ_lo gekennzeichnet sein. Die Bitfehlerrate (BER) des Signals kann aus diesen Augenmusterparametern exakt geschätzt werden:
Außerdem können Jittern und Wandern aus der Form und Variation der Übergänge von niedrig zu hoch und umgekehrt geschätzt werden. Augenmustermessungen sind ein effizientes Diagnosewerkzeug zur Schätzung sich langsam und schnell ändernder Übertragungsverbindungsleistung. Das Augenmuster liefert ein unmittelbares und beständiges Signalparametermaß. Insbesondere ist ein Augenmuster in WDM von Bedeutung, da die Eigenschaften der Signalquelle und -route stark veränderlich sein können.
Das Taktsignal am Ausgang 226 des Taktregenerierungsschaltkreises 220 kann zur Wiederherstellung des entsprechenden digitalen Signals verwendet werden. Je nach Übertragungsschichtprotokoll können mehrere Messungen unter Verwendung der in dem wiederhergestellten digitalen Signal enthaltenen Information durchgeführt werden. Beispielsweise können Byteausrichtung, Rahmung und Fehlerfeststellung unter Verwendung eines synchronisierten Takts und Kenntnis der Bitrate durchgeführt werden. Die Mustererfassung kann zur Identifizierung von beispielsweise SONET A1A2-Rahmung oder der im Gigabit Ethernet oder der Fiberchannel-Blockkodierung verwendeten speziellen Symbole benutzt werden. Wenn der Bitstrom beispielsweise dem SONET zugeordnet ist, kann die Fehlerrate direkt unter Verwendung der eingebetteten bitverschachtelten Paritäts-8 (BIP8)-Bytes gemessen werden.
Des Weiteren kann die Bestätigung der Bitsynchronisierung zur Ratenmeldung und als Kriterium zur Rechnungsstellung für die Benutzung verwendet werden. Zusätzliche Überwachungsfunktionen könnten das Bestimmen von Quell- und Zieladresse sowie Zell- oder Paketlänge und -typ umfassen. Diese Information ist nützlich für die Verkehrsüberwachung und Verkehrskennzeichnung basierend auf der Adressierung und dem Typ sowie für die Schätzung der Netzwerkressourcenverwendung.
3 veranschaulicht ein Blockdiagramm des Vorwärtsratendetektors 210 gemäß einer Ausführungsform der Erfindung. Alternativ kann der Vorwärtsratendetektor 210 gemäß Verfahren und Vorrichtungen eingesetzt werden, die in der US-Patentanmeldung Nr. 09/199 480 mit dem Titel „Verfahren und Vorrichtung zur veränderlichen Bitraten-Taktwiedergewinnung" beschrieben sind.
Der Vorwärtsratendetektor 210 umfasst einen Begrenzungsverstärker 310, einen Erfassungsschaltkreis 320 für das minimale Übergangsintervall, einen Übergangszähler 330, einen Ereignisratenzähler 340, ein Digitalfenstervergleichsglied 350, ein Sukzessivannäherungsregister 360 und einen Nachschlagetabellenspeicher 370.
Der Vorwärtsratendetektor 210 erzeugt am Ausgang 204 ein Signal, das eine Schätzung fest für den Wert der Bitrate f_bit des am Eingang 242 angewendeten Signals darstellt. In einer Ausführungsform besitzt das Signal am Ausgang 204 einen binären gewichteten Wert, der den Wert f_bit verfolgt. In einer anderen Ausführungsform steht das Signal am Ausgang 204 für einen Satz aus einer oder mehreren Klassifikationen von f_bit.
Der Erfassungsschaltkreis 320 für das minimale Übergangsintervall empfängt am Eingang 322 ein amplitudenbeschränktes Signal vom Verstärker 310 und am Steuersignaleingang 324 ein Signal aus dem Register 360. Das Signal am Steuersignaleingang 324 kann beispielsweise jeweils ein m-Bit breites digitales Wort in den (nicht gezeigten) Leitungen 324₁ –324_m umfassen. Das Signal am Steuereingang 324 programmiert n Zeitvergleichsintervalle τ_{r_1}–τ_{r_n}. Das Signal am Ausgang 326 kann zum Beispiel jeweils ein n-Bit breites digitales Wort an den (nicht gezeigten) Leitungen 326₁ –326_n umfassen.
Der Erfassungsschaltkreis 320 für das minimale Übergangsintervall vergleicht die Zeit zwischen aufeinander folgenden Übergängen, Δt, des Signals am Eingang 322 mit jedem der programmierten Zeitvergleichsintervalle τ_{r_1}–τ_{r_n}. Jede der n Ausgangsleitungen 326₁ –326_n entspricht einem der n Zeitintervallvergleiche. Für jedes i = 1,..., n kann der Ausgang 326_i hoch sein, wenn Δt < τ_{r_i}, und kann niedrig sein, wenn Δt > τ_{r_i}. Insbesondere ist die Wahrscheinlichkeit, dass der Ausgang 326_i nach aufeinander folgenden Übergängen am Eingang 322 einen hohen Wert annimmt, eine monotone Funktion der Differenz Δt – τ_{r_i}.
Der Übergangszähler 330 erzeugt einen Puls am Ausgang 334, nachdem eine vorgegebene Anzahl, N_{i_tran}, aufeinander folgender Übergänge am Eingang 332 stattgefunden haben, wobei N_{i_tran} eine ganze Zahl mit einem Wert von beispielsweise 32 ist.
Der Ereignisratenzähler 340 umfasst Eingänge 342, 344 und 346, die mit dem Ausgang 314 des Begrenzungsverstärkers 310 bzw. dem Ausgang 326 des Erfassungsschaltkreises 320 für das minimale Ü bergangsintervall bzw. dem Ausgang 334 des Zählers 330 verbunden sind.
Der Ereigniszähler 340 erzeugt ein k-Bit Wort am Ausgang 348, das die Leitungen 348₁ –348_k umfasst, wobei das k-Bit Wort davon abhängt, wie oft die Ausgangsleitungen 326₁ –326_n des Übergangsdetektors 320 nach einem Pegelübergang im Eingangssignal 342 während des Zeitintervalls zwischen aufeinander folgenden Pulsen am Eingang 346 hoch sind.
Das Fenstervergleichsglied 350 umfasst einen Eingang 352, der an dem Eingang 348 des Ereigniszählers 340 anschließt. Das Fenstervergleichsglied 350 weist auch einen Ausgang 354 auf, der jeweils q Signale in den (nicht gezeigten) Leitungen 354₁ –354_q umfasst, wobei 2 ≤ q ≤ n.
Das Register 360 umfasst Eingänge 362, 364 und 366, die an den Ausgang 354 des Fenstervergleichsglieds 350 bzw. den Ausgang 334 des Zählers 330 bzw. den Sperrverlustausgang 228 anschließen. Das Register 360 umfasst auch einen Ausgang 368, der an den Eingang 324 des Detektors 320 und den Eingang 372 des Nachschlagetabellenspeichers 370 anschließt. Der Ausgang 374 des Speichers 370, der für das Signal am Ratenschätzungsausgang 204 steht, schließt an den Ratensteuereingang 224 des Taktregenerierungsschaltkreises 220 an.
Der Vorwärtsratendetektor 210 erfasst die Bitrate der optischen Signalabtastung 152 durch Schätzen des minimalen Zeitintervalls zwischen Eingangsignalübergängen. Ein Zeitintervall Δt_i kann aufeinander folgenden Übergängen der optischen Signalabtastung 152 zugeordnet werden. Für eine ausreichend große Abtastung von Übergängen N_{i_tran}, beispielsweise N_{i_tran} = 32, beträgt der minimale Wert des beobachteten Δt_i 1/f_bit, der sich als
darstellen lässt.
Der Erfassungsschaltkreis 320 für das minimale Übergangsintervall vergleicht aufeinander folgende Übergangsintervalle Δt_i mit einem oder mehreren Vergleichszeitintervallen. Der Ereigniszähler 340 und das Fenstervergleichsglied 350 klassifizieren die Rate der Antworten von den Intervallvergleichen, die am Ausgang 326 des Übergangsdetektors 320 vorhanden sind. Die geschätzte Bitrate wird nach Maßgabe ihrer Beziehung zu den Raten 1/τ_{r_i} entsprechend den Vergleichszeitintervallen τ_{r_i} klassifiziert.
Der Vorwärtsratendetektor 210 kann die Bitrate der optischen Signalabtastung 152 mit einer m-Bit Auflösung schätzen oder kann die Bitrate in einem bestimmten Satz von q + 1 Ratenkategorien unterscheiden. Die beiden Modi können gleichzeitig eingesetzt werden. Für eine Bitratenverfolgung mit hoher Auflösung werden ein oder mehrere Bezugsintervalle τ_{r_i} durch das Register 360 über den Ausgang 363 als Ergebnis des durch den Ereigniszähler 340 und das Fenstervergleichsglied 350 durchgeführten Klassifizierungsvorgangs eingestellt, so dass ein oder mehrere Bezugsintervalle τ_{r_i} mit dem Minimum von Δti übereinstimmt bzw. übereinstimmen.
Für eine schnelle Ratenklassifizierung werden ein oder mehrere Sätze Bezugszeitintervalle ausgewählt, für welche(n) die entsprechenden Raten 1/τ_{r_i} zwischen den interessierenden Bitraten in der optischen Signalabtastung 152 liegen. Der durch den Ereigniszähler 340 und das Fenstervergleichsglied 350 durchgeführte Klassifizierungsvorgang bestimmt zusätzlich zu der Intervallzuteilung durch das Register 360, welches Bezugsintervall am wahrscheinlichsten die Bitrate der optischen Signalabtastung 152 umfasst. Das Register 360 kann den Detektor 320 anweisen, verschiedene Sätze von Bezugszeitintervallen zu verwenden, wenn es dem Taktregenerierungsschaltkreis 220 nicht gelingt, die Taktübernahme zu erreichen.
In einer Ausführungsform der Erfindung können präzise Ratenmessungen mit beispielsweise n = 2, m = 10 und q = 2 vorgenommen werden. τ_{r_1} und τ_{r_2} können einen Wert besitzen, der mit dem binären gewichteten Wert des durch die Sammlung von Eingangsleitungen 324₁ –324_m dargestellten Worts monoton in Beziehung steht. Die monotone Beziehung kann zum Beispiel linear oder halblogarithmisch sein.
Der Ereigniszähler 340 teilt den Ausgangsleitungen 348₁ –348_k einen binären gewichteten Wert zu, der der Gesamtzahl von Malen entspricht, zu denen die Leitungen 326₁ –326_n nach einem Pegelübergang am Eingang 342 während des Zeitintervalls zwischen auf einander folgenden, auf den Eingang 346 des Eingangszählers 340 angewendeten Pulsen einzeln hoch waren.
Das Fenstervergleichsglied 350 vergleicht den binären gewichteten Wert am Eingang 352 mit einem vorgegebenen hohen Wert N_hi und einem vorgegebenen niedrigen Wert N_lo. Die Ausgangsleitung 354₁ ist hoch, wenn N_hi kleiner als der Wert am Eingang 352 ist, und die Ausgangsleitung 354₂ ist hoch, wenn N_lo größer als der Wert am Eingang 352 ist.
Das Register 360 kann ein binärer Vor-Rückwärts-Zähler der m-Stufe sein, dessen Zählrichtung (halten, vorwärts, rückwärts) durch die Ausgänge 354₁ und 354₂ gesteuert werden kann, die an die Eingänge 362₁ bzw. 362₂ anschließen. Je nach Anzahl der Pulse, die am Eingang 364 des Registers 360 während der Zeit, in der die Eingang 366 in einem hohen Zustand sein kann, auftauchen, wobei ein längerer Sperrverlust durch den Taktregenerierungsschaltkreis 220 dargestellt ist, kann das Register in Inkrementen von beispielsweise 0 oder ± 1 oder in progressiven Schritten eines binären gewichteten Werts von zum Beispiel 0 oder 2^n_Schritt zählen, wobei n Schritt = m, m – 1,..., 0.
Die Nachschlagetabelle 370 bildet das m-Bit-Wort am Ausgang 368 in einem Bitratenschätzsignal 204 mit einer vorgegebenen Darstellung ab. Die Nachschlagetabelle 370 kann beispielsweise eine bekannte Übertragungsfunktion verwenden, wobei der Steuereingang 324 und die Antwortbitrate f_bit in Beziehung gesetzt werden, welche eine Korrektur für bekannte Temperaturabhängigkeiten enthalten kann, um das m-Bit digitale Wort am Ausgang 368 in das binäre kodierte Dezimalwort, das die geschätzte Bitrate darstellt, umzuwandeln.
In einer anderen Ausführungsform können bestimmte Sätze von Raten rasch durch Einstellen von beispielsweise n = 4, q = n, m = q + 4 und k auf ein Vielfaches von n unterschieden werden. Dementsprechend können die Steuereingangsleitungen 324₁ –324₃ einen von acht vorgegebenen Werten für jedes von τ_{r_1}, τ_{r_2}, τ_{r_3} und τ_{r_4} auswählen.
Jeder Satz von k/n-Ausgangsleitungen 348₁ –348_k umfasst einen binären gewichteten Wert gleich der Gesamtzahl von Malen, die der entsprechende Eingang 326_i , mit i = 1,..., n, nach Übergängen im Signal am Eingang 342 während des Zeitintervalls zwischen aufeinander folgenden Pulsen am Eingang 346 hoch ist.
Jede der Ausgangsleitungen 354₁ –354_q entspricht einer k/n-Untergruppe von Eingängen, so dass eine Ausgangsleitung 354_i hoch ist, wenn das durch die entsprechenden k/n-Bits dargestellte Wort einen binären gewichteten Wert umfasst, der einen vorgegebenen Wert N_hi überschreitet.
Das Register 360 kann eine q-Eingangspriorität die mit q + 1 Ausgängen kodiert ist, q + 1 Latches bzw. Verklinkungen, die durch auf den Eingang 360 angewendete Pulse aktiviert werden, und einen m – q – 1 = 3-Bit Binärzähler umfassen.
Die Nachschlagetabelle 370 kann die geeignete Rate dem m-Bit digitalen Wort am Ausgang 368 zuteilen, der an den Eingang 324 des Erfassungsschaltkreises 320 für das minimale Übergangsintervall und den Eingang 372 der Nachschlagetabelle 370 anschließt. Die Nachschlagetabelle 370 kann beispielsweise einen mxr-Speicher aufweisen. Die Speicherausgangsorte können r-Bit Darstellungen der Raten entsprechend Vergleichszeitintervallen aufweisen, die durch das Steuersignal am Steuereingang 324 ausgewählt werden.
4 veranschaulicht eine emittergekoppelte Logik (ECL)-Umsetzung des Erfassungsschaltkreises 320 für das minimale Übergangsintervall gemäß einer Ausführungsform der Erfindung, der auf ansteigende Kantenübergänge ansprechende Pulsweiten-Autokorrelationen verwendet. Der Erfassungsschaltkreis 320 für das minimale Übergangsintervall umfasst einen Eingang 322, einen Steuereingang 324, einen Ausgang 326, ein Verklinkungs-Vergleichsglied 430 vom ECL-Gatter 410 D-Typ und ein programmierbares Verzögerungselement 408. Das programmierbare Verzögerungselement 408 umfasst ein ECL-OR/NOR-Gatter 420, einen Kondensator 440, eine Vergleichsspannung 450, einen Transistor 460 und programmierbare Stromquellen 444 und 464.
Der Eingang 322 schließt an die Eingänge 412 und 422 des Gatters 410 bzw. des OR/NOR-Gatters 420 an. Der nicht-invertierende Ausgang 416 des Gatters 410 schließt an den zweiten Eingang 424 des OR/NOR-Gatters 420 an. Der invertierende Ausgang 418 des Gatters 410 treibt den Takteingang 436 des Verklinkungs-Vergleichsglieds 430 an. Das Gatter 420 umfasst einen nicht-invertierenden Ausgang 426 und einen invertierenden Ausgang 428. Der Ausgang 428 ist ein Offen-Emitter, der es gestattet, dass das Gatter 420 eine Stromgatterfunktion ausführt. Der Kondensator 440 schließt an den Ausgang 426 und den Knoten 442 an.
Der Knoten 442 schließt an den Offen-Emitter-Ausgang 428 und die gesteuerte Stromquelle 444 an. Der Kondensator 440 wird durch Strom aus dem Ausgang 428 geladen und mit gesteuerter Geschwindigkeit durch den Strom I₄₄₄ aus der Quelle 444 entladen. Der nichtinvertierende Dateneingang 432 des Verklinkungs-Vergleichsglieds 430 tastet die Spannung am Knoten 442 ab.
Die Vergleichsspannung 450 schließt an die Basis des Transistors 460 an, deren Emitter an den Knoten 462 anschließt. Die gesteuerte Stromquelle 464 schließt ebenfalls an den Knoten 462 an. Die Stromquellen 444 und 464 umfassen Steuereingänge 446 bzw. 466, die beide mit dem Steuereingang 324 verbunden sind. Der invertierende Dateneingang 434 des Verklinkungs-Vergleichsglieds 430 tastet die Spannung am Knoten 462 ab.
Das Vergleichsglied 430 tastet die Spannungsdifferenz zwischen den Eingängen 432 und 434 ab, wenn der Takteingang 436 niedrig ist. Der Ausgang 438 des Verklinkungs-Vergleichsglieds 430 wird über den ansteigenden Kantenübergang des Freigabeeingangs 436 aktualisiert. Das Verklinkungs-Vergleichsglied 430 kann zum Beispiel ein Kippschalter vom D-Typ mit Differenzialdateneingängen sein. Der Detektorausgang 326 ist mit dem Ausgang 438 des Verklinkungs-Vergleichsglieds 430 verbunden.
In der Ausführungsform der 4 spricht der Erfassungsschaltkreis 320 für das minimale Übergangsintervall auf einen ansteigen den Kantenübergang des auf den Eingang 322 angewendeten digitalen Signals an und bestimmt, ob der anschließende fallende Kantenübergang auftritt, bevor oder nachdem ein programmierbares Vergleichszeitintervall τ_r abgelaufen ist. In einer alternativen Ausführungsform können die mehrfachen parallel geschalteten Erfassungsschaltkreise 320 für das minimale Übergangsintervall jeweils eine Nachbildung des Signals am Eingang 322 mit entgegengesetzter Polarität empfangen und können anschließend das minimale Übergangsintervall messen, das sowohl zu den ansteigenden als auch den fallenden Kantenübergängen gehörig ist.
Der Ruhezustand des Erfassungsschaltkreises 320 für das minimale Übergangsintervall wird definiert, wenn der Eingang 322 niedrig ist. Im Ruhezustand ist der Gatterausgang 418 hoch und der Ausgang 416 ist niedrig. Wenn der Eingang 322 und der Ausgang 416 niedrig sind, ist der Gatterausgang 426 niedrig und der Ausgang 428 ist hoch. Der Ausgang 428 leitet das meiste des Stroms von der Quelle 444. Die Spannung über den Kondensator C₄₄₀ im Ruhezustand ist die Differenz zwischen V hi / 428 am Ausgang 428, beispielsweise –0,8 V, und V low / 426 am Ausgang 426, beispielsweise –1,8 V.
Eine Vergleichsspannung V₄₆₂ wird durch die Vergleichsspannung 450, den Transistor 460 und die Stromquelle 464 am Knoten 462 erzeugt. Die Vergleichsspannung kann so gewählt werden, dass sie niedriger als die Ruhespannung am Ausgang 428 ist, beispielsweise –1,5 V. Die Ruhespannung am Ausgang 428 kann durch Änderungen an dem in die Stromquelle 444 fließenden Strom I₄₄₄ verändert werden. Die Stromquellen 444 und 464 besitzen durch ihre gemeinsame Steuerung über die Eingänge 324 in Beziehung stehende Ausgänge. Der Änderung in der Ruhespannung am Ausgang 428, die zu dem Strom durch die Quelle 444 gehörig ist, kann die Änderung in der Spannung an dem zu der Stromquelle 464 gehörigen Knoten 462 gleichkommen. Das Vergleichsglied 430 reagiert nicht auf die ähnlichen stromabhängigen Verschiebungen, die gleichzeitig auf die Differenzialeingänge 432 und 434 angewendet werden.
Das Gatter 420 und das Gatter 410 sprechen an, wenn das Eingangssignal 322 nach einer Gatterlaufzeit von niedrig zu hoch übergeht, der Ausgang 416 und der Ausgang 426 von niedrig zu hoch übergehen, der Ausgang 418 von hoch zu niedrig übergeht und der Ausgang 428 keinen Strom mehr aus der Quelle 444 leitet. Der positive Übergang am Ausgang 426 zu V hi / 426 treibt den Knoten 442 hoch, während der Strom aus der Quelle 444 bewirkt, dass die Spannung am Knoten 442 anschließend im Lauf der Zeit abnimmt. Nachdem die Zeitspanne τ_r abgelaufen ist, ist die Spannung am Knoten 442 gleich der Spannung am Knoten 462 und kann folgendermaßen dargestellt werden:
wobei Q₄₂₈ die vom Ausgang 428 absorbierte Ladung ist, wenn er inaktiv wird.
Das Gatter 410 spricht auf einen anschließenden Hoch-zu-niedrig-Übergang des Eingangs 322 an und nach einer Gatterlaufzeit geht der Ausgang 416 von hoch auf niedrig und der Ausgang 418 von niedrig auf hoch über. Der Niedrig-zu-hoch-Übergang am Ausgang 418 aktiviert den Vergleichsgliedtakteingang 436. Wenn der Takteingang 436 von hoch zu niedrig übergeht, bevor τ_r abgelaufen ist, ist der Ausgang 438 hoch. Andernfalls ist der Ausgang 438 niedrig. Ein hoher Pegel am Ausgang 438 bezeichnet 1/f_bit < τ_r.
Das Gatter 420 spricht auf den Hoch-zu-niedrig-Übergang des Ausgangs 416 an, wobei zwei Gatterverzögerungen dem Hoch-zu-niedrig-Übergang des Eingangs 322 folgen, der Ausgang 428 aktiv wird und die Spannung am Knoten 442 auf V hi / 428 erhöht, während der Ausgang 426 niedrig wird. Die Verbindung des Ausgangs 416 zum Eingang 424 verzögert die Ansprechung des Gatters 420 auf fallende Kanteneingangsübergänge, so dass die Spannung am Knoten 442 nicht beeinträchtigt wird, während das Vergleichsglied 430 verklinkt wird. Dieses Ansprechen des Gatters 420 auf die Hoch-Zug-Niedrig-Übergänge in den Eingängen 422 und 424 stellt die Spannung über dem Kondensator 440 auf ihren Ruhewert zurück.
5a veranschaulicht ein Blockdiagramm des Zeitbereichsmessschaltkreises 230 gemäß einer Ausführungsform der Erfindung, der eine für Netzwerküberwachungsanwendungen geeignete Selbsteichwellenformmessung durchführt. Der Messschaltkreis 230 umfasst einen analogen Eingang 232, einen regenerierten Takteingang 234, einen Abtastratentakt 502, einen Takthalbierschaltkreis 510, einen Begrenzungsverstärker 516, einen Kippschalter 520 vom D-Typ, einen Zähler 530, einen programmierbaren Verzögerungsgenerator 540, einen Abtasttreiber 550, Abtastschaltkreise 560 und 570, zwei Kanalanalogmultiplexer 580, einen Analog-zug-digital (A/D)-Wandler 586 und einen Ereignisakkumulator 590. Der Takthalbierschaltkreis 510, der Begrenzungsverstärker 516 der D-Kippschalter 520, der Abtastschaltkreis 570 und der Eingang 234 bilden einen Zeitbasis-Selbsteichschaltkreis.
Das analoge Signal am Eingang 232, der an den Ausgang 248 des Pufferverstärkers 240 anschließt, ist eine Nachbildung der optischen Signalabtastung 152. Der Abraster 560 umfasst den Eingang 562, der an den Eingang 232 anschließt. Da der Eingang 234 an den Taktregenerierungsschaltkreis 220 anschließt, ist das Taktsignal am Eingang 234 synchron mit Übergängen im Signal am Eingang 232.
Der Takthalbierschaltkreis 510 umfasst einen Ausgang 514, der an den Eingang 522 des D-Kippschalters 520 und den Eingang 518 des Begrenzungsverstärkers 516 anschließt. Das Signal am Eingang 514 ist eine Rechteckwellenpulsfolge mit Übergängen in 1/f_bit-Intervallen, die mit dem Signal am Eingang 234 synchronisiert sind. Das Signal am Ausgang 514 kann beispielsweise verwendet werden, um eine Zeitbasis-Eichung vorzunehmen.
Der Begrenzungsverstärker 516 umfasst einen Ausgang 519, der an einen Eingang 572 des Abtasters 570 anschließt. Die Amplitude des Signals am Ausgang 519 kann einen vorgegebenen Wert aufweisen, was das Signal für Zwecke der Amplitudeneichung nützlich macht.
Der D-Kippschalter 520 umfasst einen Eingang 524, der an einen Abtastratentakt 502 anschließt, und einen Ausgang 526, der an den Eingang 532 des Zählers 530 und den Eingang 542 des programmierbaren Verzögerungsgenerators 540 anschließt. Die Rate des Wellenformabtastvorgangs kann durch den Takt 502 gesteuert werden.
Der Zähler 530 umfasst einen digitalen Ausgang 534, der an den Verzögerungssteuereingang 544 und dem Schreibadresseneingang 594 des Ereignisakkumulators 590 anschließt. Der Pulsausgang 548 schließt an den Triggereingang 552 des Abtasttreibers 550 an. Der Abtasttreiber 550 erzeugt am Eingang 554 in Ansprechung auf einen auf den Eingang 552 angewendeten fallenden Kantenübergang einen sehr kurzen Puls.
Der programmierbare Verzögerungsgenerator 540 umfasst einen Triggereingang 542, einen Verzögerungssteuereingang 544, einen Ratenbereichseingang 546 und einen Pulsausgang 548. Die programmierbare Verzögerung 540 erzeugt einen verzögerten fallenden Kantenpuls am Ausgang 548 in Ansprechung auf einen ansteigenden Kantenübergang am Eingang 542. Die fallende Kante am Ausgang 548 wird um eine Zeitdauer τ_os verzögert, die durch den Verzögerungssteuereingang 544 und den Ratenbereichseingang 546 bestimmt wird. Die Verzögerungszeitdauer τ_os wird durch den Eingang 546 grob abgestimmt und durch den Eingang 544 fein abgestimmt. Der Ratenbereichseingang 546 empfängt am Eingang 236 ein Ratenschätzsignal.
Der Abtaster 560 umfasst einen Gattereingang 564 und einen Ausgang 566. Der Abtaster 570 umfasst einen Gattereingang 574 und einen Ausgang 576. Die Gattereingänge 564 und 574 schließen beide an den Abtasttreiberausgang 554 an. Ein auf die Gattereingänge 564 und 574 angewendeter Puls bewirkt, dass Abtaster die an ihren jeweiligen Eingängen 562 und 572 auftretenden Spannungen vorübergehend messen.
Die Abtaster 560 und 570 umfassen jeweils Signalausgänge 565 und 576, die an die Eingängen 581 bzw. 582 des analogen Multiplexers 580 anschließen. Der analoge Multiplexer 580 hält den auf die Eingänge 581 und 582 angelegten Spannungspegel und präsentiert diese Spannungen alternativ dem A/D-Wandler 586. Der digitale Ausgang 588 vom A/D-Wandler 586 wird vom Schreibeingang 592 empfangen.
Der Ereignisakkumulator 590 umfasst einen Schreibeingang 592, eine Schreibadresse 594, einen Leseausgang 596 und einen Leseadresseneingang 598. Der Ereignisakkumulator 590 empfängt am Eingang 592 m-Bit digitale Wörter aus dem A/D-Wandler 586 entsprechend den Spannungspegeln an den Eingängen 581 und 582. Der Ereignisakkumulator 590 empfängt am Eingang 594 p-Bit digital Wörter entsprechend der am Triggerpuls angelegten Verzögerung, die den Erwerb der Wellenformenabtastungen initiierte, die als Spannungspegel an den Eingängen 581 und 582 erscheinen.
Der Ereignisakkumulator 590 führt eine autoregressive Mittelung durch, wie oft ein bestimmtes Wort am Eingang 592 gleichzeitig mit einem anderen bestimmten Wort am Eingang 594 erscheint. Der Ereignisakkumulator 590 kann beispielsweise einen m × p × q Direktzugriffsspeicher und eine arithmetische Logikeinheit umfassen. Man wird erkennen, dass die Inhalte der Register im Akkumulator 590 ein Histogramm von Spannungspegeln als Verzögerungszeitfunktion sowohl für das analoge Signal am Eingang 232 als auch das Rechteckwellensignal am Ausgang 519 bilden. Der Satz Histogramme für das analoge Signal am Eingang 232 bildet ein Augendiagramm für die gemessene Wellenform. Der Satz Histogramme für das Rechteckwellensignal am Ausgang 519 bildet eine gemessene Eichwellenform. Auf die beiden Histogrammanordnungen, eine für das Augenmuster und eine für die Eichwellenform, kann am Ausgang 596 über ein Adressieren durch den Leseadresseneingang 598 zugegriffen werden.
5b veranschaulicht ein Augenmuster für das analoge Signal am Eingang 232 des Zeitbereichsmessschaltkreises 230. 5c veranschaulicht das Rechteckwelleneichsignal am Ausgang 519 des Begrenzungsverstärkers 516. Ein zu dem Triggern des Abtasttreibers 550 gehöriger ansteigender Kantenübergang ist gezeigt. 5d veranschaulicht den Abtastpuls am Ausgang 554 des Abtasttreibers 550. Wie gezeigt ist, ist der Abtastpuls am Ausgang 554 um die Zeit τ_os verzögert.
Der Abtastpuls am Ausgang 554 ist über die gemessene Wellenform fein abgestuft. Die Dauer der gemessenen Wellenform kann von 100 ps bis 100 ns variieren, was Schritte verschiedener Größe für τ_os erfordert. Die Schrittgröße von τ_os wird durch ein gesteuertes Ratensignal am Eingang 546 zum programmierbaren Verzögerungsgenerator 540 dargestellt. Das geschätzte Ratensignal am Eingang 236 liefert die notwendige Information, um automatisch die geeignete Satzgröße für τ_os zu wählen.
Augenmustermessungen erfordern eine genaue Korrelation von Amplitude und Zeit. Zur Erzeugung einer Verzögerung τ_os, die ein niedriges Jittern und einen präzise gesteuerte Wert aufweist, können aus dem Stand der Technik bekannte komplexere Schaltkreise herangezogen werden, um Genauigkeit und niedriges Jittern zu erzielen. Es kann jedoch auch sein, dass komplexe Schaltkreise für das Durchführen einer automatischen Wellenformmessung in WDM-Netzwerken nicht geeignet sind.
Dementsprechend kann ein programmierbarer Verzögerungsgenerator 540 beispielsweise das in 4 gezeigte Verzögerungselement 408 umfassen, das einfach ist, niedriges Jittern und eine monotone Ansprechung auf die Steuerströme besitzt. Die Messung des Eichsignals 519, die gleichzeitig mit der Messung des analogen Signals am Eingang 232 durchgeführt wird, liefert einen internen Zeitvergleich zum Eichen der Verzögerung τ_os. In einer Ausführungsform können die zu den Wellenformspannungsabtastungen gehörigen Zeitwerte durch Interpolieren der den gemessenen Übergängen in der Eichwellenform 519 zugewiesenen Zeitwerte berechnet werden.
6 veranschaulicht ein Blockdiagramm des Zeitbereichsmessschaltkreises 230 gemäß einer Ausführungsform der Erfindung. Der Messschaltkreis 230 umfasst einen Entscheidungskippschalter 620, ein Schieberegister 630, eine ratenadressierte Nachschlagetabelle 640 und einen Byteverarbeitungsschaltkreis 650.
Der Entscheidungskippschalter 620 umfasst einen analogen Eingang 622, einen Takteingang 624 und einen digitalen Ausgang 626. Das Schieberegister 630 umfasst einen seriellen Eingang 632, einen Takt eingang 634 und einen parallelen Datenausgang 636. Die Nachschlagetabelle 640 umfasst einen Ratenschätzeingang 642 und einen Datenfelddeskriptorausgang 644. Der Byteverarbeitungsschaltkreis 650 umfasst einen parallelen Dateneingang 652, einen Datenfelddeskriptoreingang 654 und einen Takteingang 656.
Die optische Signalabtastung 152 kann eine optische Abtasteinrichtung sein, wie sie in 1 gezeigt ist. Alternativ kann die Optische Signalabtastung 152 aus einer für den Zugriff auf ein optisches Netzwerk verwendeten optischen Faser erhalten werden. Wie in 6 gezeigt ist, fällt Licht aus der optischen Signalabtastung 152 auf den Fotodetektor 150, dessen Stromausgang vom Eingang 162 des elektrischen Verstärkers 160 empfangen wird. Der Ausgang 164 des Verstärkers 160 schließt an den Eingang 242 des Pufferverstärkers 240 an, der drei Nachbildungen des Eingangssignals 242 an den Ausgängen 244, 246 und 248 erzeugt.
Der Ausgang 244 schließt an den Eingang 212 des Vorwärtsratendetektors 210 an. Der Ausgang 246 schließt an den Eingang 222 der Taktregenerierung 220 an. Der Ausgang 248 schließt an den analogen Eingang 622 des Entscheidungskippschalters 620 an. Der Ratensteuereingang 224 des Taktregenerierungsschaltkreises 220 schließt an den Ratenschätzausgang 214 des Vorwärtsratendetektors 210 an. Der Vorwärtsratendetektor 210 schätzt rasch die Bitrate des Eingangssignals 152. Das Ratenschätzsignal am Eingang 214 setzt den Ratensteuereingang 224 des Taktregenerierungsschaltkreises 220, so dass der Taktregenerierungsschaltkreis 220 auf die Bitrate des Eingangssignals 152 angemessen ansprechen kann.
Wenn der Vorwärtsratendetektor 210 als diskreter Ratendetektor implementiert wird, kann der Schritt der Ratenschätzung beispielsweise innerhalb von 8 bis 32 Signalübergängen nach dem Beginn des Eingangssignals 152 vollzogen werden. Der Ratendetektor 210 akzeptiert den Steuereingang 216 von dem Sperrverlustausgang 228 des Taktregenerierungsschaltkreises 220. Der regenerierte Taktausgang 226 schließt an die Takteingänge 624 und 634 des Entscheidungsschaltkreises 620 bzw. den Schieberegister an. Der Ausgang 226 schließt ebenfalls an den Takteingang 656 an.
Der Entscheidungskippschalter wandelt das analoge Signal am Eingang 622 in einen zeitlich neu abgestimmten digitalen Bitstrom am Ausgang 626 um. Das Schieberegister 630 wandelt den seriellen Bitstrom in einen Satz zeitverschobener Bitströme um.
Die Nachschlagetabelle 640 empfängt am Eingang 642 die geschätzte Ratenausgang 214. Verschiedene ratenspezifische Information kann in der Nachschlagetabelle 640 gespeichert werden, einschließlich beispielsweise Byteausrichtungsbitmuster, Rahmenausrichtungsbitmuster, Adressdatenorte, Fehlererfassungsdatenorte, Fehlerkorrekturdatenorte und Ortszell- oder -paketbeschreibungsdaten. Die gewünschten ratenspezifischen Bitmuster und Orte können am Ausgang 644 zur Verfügung gestellt werden.
Es gibt mehrere weitere Zeitbereichsmessungen, die mit dem regenerierten Takt am Ausgang 226 zusätzlich zur Fehlererfassung, wie vorstehend genannt, durchgeführt werden können. Beispielsweise kann der Takt dazu verwendet werden, den Bitstrom zu regenerieren, so dass geeignete Berechnungen, wie etwa BIP8, durchgeführt werden können. Die Bestätigung der Bitsynchronisierung kann zur Ratenmeldung und als Kriterium zur Rechnungsstellung für die Benutzung verwendet werden. Andere Bitpegelfunktionen können die Verkehrsüberwachung und Verkehrskennzeichnung basierend auf dem Adressieren und dem Typ sowie das Bewerten der Netzwerkressourcenverwendung umfassen.
Obwohl das veranschaulicht und beschrieben wurde, was zurzeit als bevorzugte Ausführungsformen und Verfahren der vorliegenden Erfindung betrachtet wird, versteht der Fachmann, dass verschiedene Änderungen und Modifikationen vorgenommen werden können und Elemente davon durch Äquivalente ersetzt werden können, ohne vom wahren Umfang der Erfindung abzuweichen.
Außerdem können viele Modifikationen zur Anpassung eines bestimmten Elements, einer bestimmten Technik oder Umsetzung an die Lehren der vorliegenden Erfindung ausgeführt werden, ohne von dem zentralen Umfang der Erfindung abzuweichen. Daher ist beabsichtigt, dass diese Erfindung nicht auf die vorliegend offenbarten bestimmten Ausführungsformen und Verfahren beschränkt ist, sondern dass die Erfindung alle Ausführungsformen umfasst, die unter den Rahmen der beigefügten Ansprüche fallen.

Claims

Verfahren zum Bestimmen von Zeitbereichseigenschaften eines überwachten Eingangssignals von einem optischen Netzwerk, mit den Schritten: Schätzen eines minimalen Zeitintervalls zwischen aufeinander folgenden Übergängen im Eingangssignal; Bestimmen einer variablen Bitrate des Eingangssignals basierend auf dem geschätzten minimalen Zeitintervall; Wiederherstellen des Taktsignals des Eingangssignals basierend auf der ermittelten Bitrate; und Durchführen einer Zeitbereichsmessung im Eingangssignal basierend auf der gemessenen Bitrate und auf dem wiederhergestellten Taktsignal.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Durchführungsschritt den Schritt einer Wiederherstellung eines digitalen Signals aus dem aufgezeichneten Eingangssignal durch Abtasten des Eingangssignals basierend auf dem wiederhergestellten Taktsignal beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 2, bei dem der Schritt zur Wiederherstellung den Schritt des Abtastens eines oder mehrerer Bitintervalle im Eingangssignal beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 2, bei dem der Schritt zur Wiederherstellung den Schritt des Abtastens des Eingangssignals in der Mitte des Bitintervalls im Eingangssignal beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der auszuführende Schritt die folgenden Schritte beinhaltet: Bestimmen einer ratenspezifischen Signaleinheit des Eingangssignals basierend auf der gemessenen Bitrate; und Messen des Eingangssignals basierend auf der ratenspezifischen Signaleigenschaft.
Verfahren nach Anspruch 5, bei dem der Schritt des Bestimmens der Eigenschaft folgenden Schritt beinhaltet: Bestimmen eines zum Eingangssignal gehörigen Byteausrichtungsbitmusters basierend auf der gemessenen Bitrate.
Verfahren nach Anspruch 5, bei dem der Schritt des Bestimmens der Eigenschaft den Schritt des Bestimmens eines zum Eingangssignal gehörigen Rahmenausrichtungsbitmusters basierend auf der gemessenen Bitrate beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 5, bei dem der Schritt zum Bestimmen der Eigenschaft den Schritt des Bestimmens des Ortes der zum Eingangssignal gehörigen Adressdaten basierend auf der gemessenen Bitrate beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 5, bei dem der Schritt zum Bestimmen der Eigenschaft den Schritt des Bestimmens des Ortes von zum Eingangssignal gehörigen Fehlerfeststellungsdaten basierend auf der gemessenen Bitrate beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 5, bei dem der Schritt zum Bestimmen der Eigenschaft den Schritt des Bestimmens des Ortes der zum Eingangssignal gehörigen Fehlerkorrekturdaten basierend auf der gemessenen Bitrate beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 5, bei dem der Schritt zum Bestimmen der Eigenschaft den Schritt des Bestimmens des Ortes von zum Eingangssignal gehörigen Paketbeschreibungsdaten basierend auf der gemessenen Bitrate beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 5, bei dem der Schritt zum Bestimmen der Eigenschaft den Schritt des Bestimmens des Ortes der zum Eingangssignal gehörigen Zellbeschreibungsdaten basierend auf der gemessenen Bitrate beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Durchführungsschritt den Schritt der Identifizierung eines zum Eingangssignal gehörigen Protokolls basierend auf der gemessenen Bitrate beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Durchführungsschritt den Schritt des Bestimmens eines Ortes einer zum Eingangssignal gehörigen Information basierend auf der gemessenen Bitrate beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 14, bei dem der Schritt zum Bestimmen des Ortes den Schritt des Extrahierens der Information an dem bestimmten Ort im Eingangssignal beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Durchführungsschritt die folgenden Schritte beinhaltet: Mehrmaliges Abtasten des wiederhergestellten Taktsignals und des Eingangssignals, um ein Taktsignalhistogramm und ein Eingangssignalhistogramm zu erzeugen; und Benutzen des Taktsignalhistogramms, um die Timingsequenz des abgetasteten Eingangssignalhistogramms zu eichen.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Durchführungsschritt die folgenden Schritte beinhaltet: Mehrmaliges Abtasten des wiederhergestellten Taktsignals und des Eingangssignals, um ein Taktsignalhistogramm und ein Eingangssignalhistogramm zu erzeugen; und Benutzen des Taktsignalhistogramms, um die Amplitude des abgetasteten Eingangssignalhistogramms zu eichen.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Schätzschritt die folgenden Schritte beinhaltet: Erzeugen mehrerer Testpulse, die mit den Übergängen im Eingangssignal korreliert sind; und Einstellen der Dauer jedes der Testpulse so, dass die minimalen Zeitintervalle zwischen den Übergängen im Eingangssignal der Dauer der zugehörigen Pulse entsprechen.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Schätzschritt die folgenden Schritte beinhaltet: Erzeugen eines Satzes von verzögerten Eingangssignalen, indem jeweils ein Satz von programmierbaren Verzögerungszeiten benutzt wird; Vergleichen der Übergänge im Eingangssignal mit dem Satz von verzögerten Eingangssignale; und Identifizieren der nahesten vorbestimmten Verzögerungszeiten, die vor und nach dem minimalen Übergangszeitintervall zwischen den Übergängen im Eingangssignal liegen.
Verfahren nach Anspruch 19, bei dem der Erzeugungsschritt den folgenden Schritt beinhaltet: Zurücksetzen von einem oder mehreren Elementen mit programmierbarer Verzögerungszeit nach dem Vergleichsschritt.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Schätzschritt die folgenden Schritte beinhaltet: Erzeugen eines Satzes von verzögerten Eingangssignalen, indem jeweils ein Satz von programmierbaren Verzögerungselementen benutzt wird, die das Eingangssignal basierend auf einem Satz von vorbestimmten Verzögerungszeiten verzögern; Vergleichen der Übergänge im Eingangssignal mit dem Satz an verzögerten Eingangssignalen; und Anpassen von einem oder mehreren der Elemente mit programmierbarer Verzögerungszeit so, dass minimale Zeitintervalle zwischen den Übergängen im Eingangssignal einem oder mehreren Elementen des Satzes von vorbestimmten Verzögerungszeiten entsprechen.
Verfahren nach Anspruch 21, bei dem der Erzeugungsschritt den Schritt des Zurücksetzens von einem oder mehreren der Elemente mit programmierbarer Verzögerung nach dem Vergleichsschritt beinhaltet.
Vorrichtung zum Bestimmen von Zeitbereichseigenschaften eines überwachten Eingangssignals von einem optischen Netzwerk, mit: einem Vorwärtsratendetektor (210), der die Bitrate des Eingangssignals bestimmt, indem ein minimales Zeitintervall zwischen aufeinander folgenden Übergängen im Eingangssignal bestimmt wird, wobei der Vorwärtsratendetektor einen Übergangsdetektor (320) enthält; einem Taktregenerierungsschaltkreis (220), der das Taktsignal des Eingangssignals basierend auf der gemessenen Bitrate regeneriert; und einem Messschaltkreis (230), der eine Zeitbereichsmessung des Eingangssignals basierend auf der gemessenen Bitrate und dem wiederhergestellten Taktsignal ausführt.
Vorrichtung nach Anspruch 23, bei der der Messschaltkreis aufweist: einen Verzögerungsgenerator (540), der einen ersten Puls erzeugt, der zum wiederhergestellten Taktsignal synchronisiert ist; einen Abtasttreiber (550), der einen zweiten Puls als Antwort auf den ersten Puls erzeugt; und einen ersten Abtaster (560), der mehrere augenblickliche Werte des mit dem zweiten Puls vergatterten Eingangssignals misst, um ein Histogramm des Eingangssignals zu erzeugen.
Vorrichtung nach Anspruch 23, bei der der Messschaltkreis ein Entscheidungselement (620) aufweist, das ein digitales Signal aus dem aufgezeichneten Eingangssignal wiederherstellt, indem das Eingangssignal basierend auf dem wiederhergestellten Taktsignal abgetastet wird.
Vorrichtung nach Anspruch 25, bei der der Messschaltkreis weiter aufweist: einen Umwandler (620), der basierend auf dem abgetasteten Eingangssignal eine Folge erzeugt; eine Speicherbaugruppe (640), die einen Satz von ratenspezifischen Signaleigenschaften speichert, die auf die gemessene Bitrate bezogen sind; und einen Verarbeitungsschaltkreis (650), der die Folge basierend auf dem Satz von ratenspezifischen Signaleigenschaften misst.
Vorrichtung nach Anspruch 26, bei der der Satz an Signaleigenschaften ein Byteausrichtungsbitmuster enthält.
Vorrichtung nach Anspruch 26, bei der der Satz an Signaleigenschaften ein Rahmenausrichtungsbitmuster enthält.
Vorrichtung nach Anspruch 26, bei der der Satz an Signaleigenschaften den Ort der Adressdaten enthält.
Vorrichtung nach Anspruch 26, bei der der Satz an Signaleigenschaften den Ort der Fehlerfeststellungsdaten enthält.
Vorrichtung nach Anspruch 26, bei der der Satz an Signaleigenschaften den Ort der Fehlerkorrekturdaten enthält.
Vorrichtung nach Anspruch 26, bei der der Satz an Signaleigenschaften Paketbeschreibungsdaten enthält.
Vorrichtung nach Anspruch 26, bei der der Satz an Signaleigenschaften Zellenbeschreibungsdaten enthält.
Vorrichtung nach Anspruch 23, bei der der Messschaltkreis aufweist: eine Speicherbaugruppe, die ratenspezifische Bitmusterdaten speichert, die auf die gemessene Bitrate bezogen sind.
Vorrichtung nach Anspruch 23, bei der der Messschaltkreis aufweist: eine Speicherbaugruppe, die den Ort von zum Eingangssignal gehörigen Daten speichert, wobei die Speicherbaugruppe auf die gemessene Bitrate bezogen ist.
Vorrichtung nach Anspruch 35, bei der der Messschaltkreis weiter aufweist: einen Verarbeitungsschaltkreis, der Information vom Eingangssignal basierend auf den Ortsdaten gewinnt.
Vorrichtung nach Anspruch 23, bei der der Messschaltkreis aufweist: einen Verzögerungsgenerator (540), der einen ersten Puls erzeugt, der zu dem wiederhergestellten Taktsignal synchronisiert ist; einen Abtasttreiber (550), der auf den ersten Puls hin einen zweiten Puls erzeugt; einen ersten Abtaster (560), der mehrere augenblickliche Werte des mit dem zweiten Puls vergatterten Eingangssignals misst, um ein Eingangssignalhistogramm zu erzeugen; und einen zweiten Abtaster (570), der mehrere augenblickliche Werte des mit dem zweiten Puls vergatterten wiederhergestellten Taktsignals misst, um ein Taktsignalhistogramm zu erzeugen, das benutzt wird, um das Eingangssignalhistogramm zu eichen.
Vorrichtung nach Anspruch 23, bei der der Vorwärtsratendetektor einen Erfassungsschaltkreis (320–350) für das minimale Übergangsintervall beinhaltet, der Zeitintervalle zwischen aufeinander folgenden Übergängen im Eingangssignal mit einem oder mehreren Vergleichsintervallen vergleicht.
Vorrichtung nach Anspruch 38, bei der der Erfassungsschaltkreis für das minimale Übergangsintervall aufweist: ein Verzögerungselement (540), das einen ersten Übergang im Eingangssignal um eine erste vordefinierte Verzögerungszeit verzögert und das einen zweiten Übergang in dem Eingangssignal um eine zweite vordefinierte Verzögerungszeit verzögert; und ein Vergleichsglied (430), das den verzögerten ersten Übergang mit dem zweiten Übergang vergleicht.
Vorrichtung nach Anspruch 38, bei der der Erfassungsschaltkreis für das minimale Übergangsintervall aufweist: einen Satz von Verzögerungselementen, die einen Satz von verzögerten Eingangssignalen auf der Basis eines Satzes von vorbestimmten Verzögerungszeiten erzeugen; und ein Vergleichsglied, das Übergänge in einem Satz von verzögerten Eingangssignalen mit den Übergängen in dem Eingangssignal vergleicht.
Vorrichtung nach Anspruch 40, bei der der Vorwärtsratendetektor aufweist: einen Kodierer, der die Nächstgelegenen aus dem Satz von vorbestimmten Verzögerungszeiten, die vor und nach dem minimalen Zeitintervall zwischen den Übergängen in dem Eingangssignal sind, identifiziert.
Vorrichtung nach Anspruch 23, bei der der Vorwärtsratendetektor aufweist: einen Erfassungsschaltkreis (320–350) für das minimale Übergangsintervall, der Zeitintervalle zwischen aufeinander folgenden Übergängen im Eingangssignal mit einem oder mehreren programmierbaren Referenzintervallen vergleicht; und ein Register (360), das die programmierbaren Referenzintervalle reguliert, so dass ein oder mehrere von den regulierten Referenzintervallen zu dem minimalen Zeitintervall zwischen den Übergängen in dem Eingangssignal passen.