DE69928881T2

DE69928881T2 - Sigma-delta A/D Wandler

Info

Publication number: DE69928881T2
Application number: DE69928881T
Authority: DE
Inventors: Masami Musashino-shi Wada
Original assignee: Yokogawa Electric Corp
Current assignee: Yokogawa Electric Corp
Priority date: 1998-09-22
Filing date: 1999-09-21
Publication date: 2006-08-24
Anticipated expiration: 2019-09-22
Also published as: CN1249422A; CN1210870C; DE69928881D1; EP0989678B1; EP0989678A3; EP0989678A2; US6232902B1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Gebiet der Erfindung
Die Erfindung bezieht sich auf einen Sigma-Delta-A/D-Wandler zur Verwendung mit einem Zweidraht-Wirbelströmungsmesser, der einen Sensor verwendet, um die Wirbelfrequenz zu erfassen, die gemäß der Strömungsrate des gemessenen Fluids auftritt, das erfasste Analogsignal in ein digitales Strömungsratensignal umwandelt und die gemessene Strömungsrate an eine externe Vorrichtung in der Form eines 4–20 mA Stromsignals ausgibt, das ebenfalls als die Leistungsversorgung bzw. Betriebsleistungsquelle für die externe Vorrichtung verwendet wird. Genauer gesagt bezieht sich die Erfindung auf einen Sigma-Delta-A/D-Wandler, bei dem Verbesserungen an dem Mittel zum Isolieren von Eingangssignalen durchgeführt werden, um den Stromverbrauch zu verringern.
Beschreibung des Stands der Technik
Die Konfiguration eines herkömmlichen Wirbelströmungsmessers wird mit Bezug auf 1 beschrieben. In der Figur wird ein Eingangssignal von einem Sensor 1 zum Erfassen von Wirbeln, die durch einen Wirbelseparator (vortex shedder) erzeugt werden, durch einen Verstärker 2 verstärkt und in ein Antialiasingfilter 3 eingegeben. Das in das Antialiasingfilter 3 eingegebene Signal wird dadurch verarbeitet, sodass Hochfrequenzkomponenten von dem Signal entfernt und es dann in einen Sigma-Delta-A/D-Wandler 4 eingegeben wird. Das in den Sigma-Delta-A/D-Wandler 4 eingegebene Signal wird dadurch in ein Digitalsignal umgewandelt und ferner in ein Digitalfilter 5 eingegeben. Das in das Digitalfilter 5 eingegebene Signal wird dadurch gefiltert und in Impulse zur Eingabe in eine CPU 6 geändert. Die CPU 6 wendet Prozesse, wie beispielsweise die Umwandlung in ein Strömungsratensignal, auf das eingegebene Signal an und gibt dann das Strömungsratensignal an eine Ausgangsschaltung 7 aus. Die Ausgangsschaltung 7 gibt ein 4–20 mA Strömungsratensignal an eine externe Vorrichtung aus. Im Fall eines Zweidraht-Wirbelströmungsmessers dient das somit ausgegebene 4–20 mA Signal ebenfalls als eine Betriebsleistungsquelle für die Schaltung in 1.
Wenn ein Wirbelströmungsmesser, der auf eine derartige Art und Weise wie oben beschrieben konfiguriert ist, eine Struktur aufweist, bei der der Sensor 1 nicht von Masse isoliert ist, muss das Eingangssignal von der internen Schaltung an einer bestimmten Stelle innerhalb der Schaltung isoliert sein, um das korrekte Strömungsratensignal zu erhalten.
Bei einem regulären Wirbelströmungsmesser wird eine Isolationsschaltung zu dem Sigma-Delta-A/D-Wandler 4 hinzugefügt, so dass eine derartige Isolation an dem durch die gestrichelte Linie A in 1 gezeigten Abschnitt erreicht wird.
2 ist eine schematische Ansicht, die die Grundkonfiguration eines herkömmlichen Sigma-Delta-A/D-Wandlers zeigt. 3 ist Timingdiagramm, das Signalverläufe bei jeweiligen Punkten in der Schaltung zeigt.
In 2 wird ein von einem Antialiasingfilter 3 in einen Eingangsanschluss 61 eingegebenes Signal Ain durch einen Addierer 15 zu einem Integrator 11 gespeist, dessen Ausgabe dann in einen Komparator 12 eingegeben wird.
Die Ausgabe des Komparators 12 wird in eine Flipflop-Schaltung 13 eingegeben, deren Ausgabe dann in ein Digitalfilter 5 in einer anschließenden Stufe gespeist wird, das mit dem Komparator durch einen Ausgangsanschluss 62 verbunden ist. Ein internes Taktsignal CLK, das als das Abtastsignal des Sigma-Delta-A/D-Wandlers dient, ist mit der Flipflop-Schaltung 13 verbunden, deren Ausgabe dann durch einen D/A-Wandler 14 zu dem negativen Anschluss des Addierers 15 gespeist wird.
Bei dem Sigma-Delta-A/D-Wandler, der wie oben beschrieben konfiguriert ist, wird das Signal Ain durch den Integrator 11 integriert, dessen Integralsignal A11 dann mit dem voreingestellten Wert des Komparators 12 verglichen wird. Die resultierende Vergleichsausgabe D12 wird in die Flipflop-Schaltung 13 eingegeben, wobei die Flipflop-Schaltung einen High- oder Low-Ausgang mit dem Timing des Taktsignals CLK wiederholt, um eine Ausgabe D13 zu erzeugen.
Die Ausgabe D13 der Flipflop-Schaltung 13 wird in ein Analogsignal A14 durch den D/A-Wandler 14 umgewandelt, und dann wird das Analogsignal A14 zu dem Signal Ain durch den Addierer 15 hinzugefügt.
Durch Wiederholen des oben beschriebenen Vorgangs kann der Sigma-Delta-A/D-Wandler 4 ein derartiges, dem Signal Ain entsprechendes Impulsdichtesignal ausgeben, wie das, das mit D13 in 3 etikettiert ist.
Der oben beschriebene Sigma-Delta-A/D-Wandler zeichnet sich durch eine Einzelbit-Ausgabe (einige der Sigma-Delta-A/D-Wandler weisen jedoch eine Mehrfachbit-Ausgabe auf), eine kleine Hardware, einfache Leistungsersparnis und eine hohe Auflösung auf, die durch Erhöhen der Abtastrate und ohne Erfordern irgendeiner Einstellung erzielt werden kann. Demgemäss wurde der Wandler vielfach für derartige Geräte, wie Wirbelströmungsmesser, verwendet. 4 zeigt ein Beispiel eines Sigma-Delta-A/D-Wandlers, der wie oben beschrieben aufgebaut ist, wobei die oben erwähnte Isolationsschaltung in die Schaltung des Wandlers eingefügt ist, um Eingangssignale an der Stelle zu isolieren, die durch die gestrichelte Linie A in 1 angegeben ist. In 4 ist eine Isolationsschaltung 25 zwischen dem Taktsignal CLK und dem Ausgang der Flipflop-Schaltung 13 des in 1 gezeigten Sigma-Delta-A/D-Wandlers angeordnet, um zwischen der Schaltung, die den Sensor 1 an der linken Seite der gestrichelten Linie A aufweist, und der Schaltung, die die CPU 6 auf der rechten Seite der gestrichelten Linie A aufweist, zu isolieren. Eine Schaltung, die auf eine solche Art und Weise wie oben beschrieben konfiguriert ist, wird in dem Amtsblatt USP5372046 gezeigt.
Der Isolationsmechanismus des in 4 veranschaulichten herkömmlichen Sigma-Delta-A/D-Wandlers erfordert jedoch, dass ein Hochfrequenztaktsignal ordnungsgemäß isoliert ist. Das Isolieren und Transferieren eines Hochfrequenzsignals benötigt jedoch eine große Menge Strom.
Normalerweise liefern Sigma-Delta-A/D-Wandler höhere Auflösungen, wenn ein Eingangssignal mit einer höheren Frequenz abgetastet wird, da das Quantisierungsrauschen abnimmt, wenn das Abtastsignal schneller wird. Im allgemeinen müssen sie ein Eingangssignal mit einer Frequenz abtasten, die mehrere hundert Mal so hoch wie die Bandbreite des Signals ist.
Da Wirbelströmungsmesser eine Signalbandbreite von mehreren Kilohertz verwenden, muss die Abtastfrequenz mindestens mehrere Hundert Kilohertz betragen. Das Isolieren und Transferieren eines derartigen Hochfrequenzsignals erfordert eine große Strommenge.
Ein Zweidraht-Wirbelströmungsmesser verwendet ein Stromsignal von 4 bis 20 mA bezogen auf den Messbereich, um ein Strömungsratensignal, das ebenfalls als eine Betriebsleistungsquelle dient, an externes Gerät zu übertragen. Folglich muss der A/D-Wandler betrieben werden, so dass sein gesamter Stromverbrauch geringer als 4 mA ist. Aus diesem Grund hat der in 4 gezeigte Sigma-Delta-A/D-Wandler ein Problem. Als Ergebnis der Beschränkung der Menge des durch den Isolationsschaltkreis verbrauchten Stroms kann die Abtastfrequenz (oder Auflösung) nur zu dem Ausmaß erhöht werden, bei dem die Isolation bei Strompegeln nicht höher als 4 mA erreicht werden kann.
Die US 3896399 offenbart einen Sigma-Delta-A/D-Wandler gemäß dem Oberbegriff von Anspruch 1. Gemäß diesem Stand der Technik moduliert ein Datensignalverlauf einen Träger, um ein datensignalverlaufmoduliertes Eingangssignal v zu erzeugen, das an den Eingang eines Delta-Modulationssenders von steuerbarer Quantisierungsschrittgröße angelegt wird. Das deltamodulierte Ausgangssignal d des Senders wird durch ein Schieberegister zu den einzelnen Stufen gespeist, mit denen die Eingänge eines Koinzidenzgatters verbunden sind. Das Ausgangssignal des Koinzidenzgatters wird durch ein Schmalbandfilter übertragen, das auf eine Frequenz gleich der Symbolübertragungsrate des datensignalverlaufmodulierten Eingangssignals v abgestimmt ist. Das Ausgangssignal des Schmalbandfilters wird benutzt, um die Quantisierungsschrittgröße zu steuern.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Es ist eine Aufgabe der Erfindung, einen Sigma-Delta-A/D-Wandler mit einem Triggersteuermittel bereitzustellen, das ausgestaltet ist, um die Frequenz des Auftretens von Triggersignalen zu begrenzen.
Die obige Aufgabe wird durch einen Sigma-Delta-A/D-Wandler gemäß Anspruch 1 erreicht. Die abhängigen Ansprüche sind auf weitere vorteilhafte Aspekte der Erfindung bezogen.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein schematisches Blockdiagramm, das ein Beispiel eines herkömmlichen Wirbelströmungsmessers zeigt.
2 ist ein schematisches Blockdiagramm, das ein Beispiel eines herkömmlichen Sigma-Delta-A/D-Wandlers zeigt.
3 ist ein Timingdiagramm, das Signalverläufe an den jeweiligen Bezugspunkten eines herkömmlichen Sigma-Delta-A/D-Wandlers zeigt.
4 ist ein schematisches Blockdiagramm, das ein weiteres Beispiel eines herkömmlichen Sigma-Delta-A/D-Wandlers zeigt.
5 ist ein schematisches Blockdiagramm, das ein erstes Beispiel eines Sigma-Delta-A/D-Wandlers zeigt.
6 ist ein schematisches Blockdiagramm, das ein weiteres Beispiel eines Sigma-Delta-A/D-Wandlers zeigt.
7 ist ein schematisches Blockdiagramm, das noch ein weiteres Beispiel eines Sigma-Delta-A/D-Wandlers zeigt.
8 ist ein schematisches Blockdiagramm, das eine erste Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Sigma-Delta-A/D-Wandlers zeigt.
9 ist ein Timingdiagramm, das Signalverläufe an den jeweiligen Bezugspunkten der in 8 gezeigten Triggersteuerschaltung zeigt.
10 ist ein Timingdiagramm, das Signalverläufe an den jeweiligen Bezugspunkten des in 8 gezeigten Sigma-Delta-A/D-Wandlers zeigt.
11 ist eine Tabelle, die einen Vergleich zwischen einem herkömmlichen Sigma-Delta-A/D-Wandler und dem in 8 gezeigten Sigma-Delta-A/D-Wandler zeigt.
12 ist ein schematisches Blockdiagramm, das eine weitere Ausführungsform des in 8 gezeigten Sigma-Delta-A/D-Wandlers zeigt.
13 ist eine Tabelle, die einen Vergleich zwischen einem herkömmlichen Sigma-Delta-A/D-Wandler und dem in 12 gezeigten Sigma-Delta-A/D-Wandler zeigt.
14 ist ein schematisches Blockdiagramm, das eine Ausführungsform der Triggersteuerschaltung des in 8 gezeigten Sigma-Delta-A/D-Wandlers zeigt.
15 ist ein Timingdiagramm, das Signalverläufe an den jeweiligen Bezugspunkten der in 14 gezeigten Triggersteuerschaltung zeigt.
16 ist ein schematisches Blockdiagramm eines weiteren Beispiels eines Sigma-Delta-A/D-Wandlers.
17 ist ein grundlegendes Blockdiagramm des in 16 gezeigten Sigma-Delta-A/D-Wandlers.
18 ist ein schematisches Blockdiagramm, das ein Beispiel der ersten Isolationsschaltung des in 16 gezeigten Sigma-Delta-A/D-Wandlers zeigt.
19 ist ein Timingdiagramm, das das Verhalten der ersten Isolationsschaltung des in 16 gezeigten Sigma-Delta-A/D-Wandlers erläutert.
20 ist ein schematisches Blockdiagramm, das ein weiteres Beispiel der ersten Isolationsschaltung des in 16 gezeigten Sigma-Delta-A/D-Wandlers zeigt.
21 erläutert das Verhalten der ersten Treiberschaltung des in 16 gezeigten Sigma-Delta-A/D-Wandlers.
22 ist ein Timingdiagramm, das das Verhalten des in 16 gezeigten Sigma-Delta-A/D-Wandlers zeigt.
23 ist ein weiteres Timingdiagramm, das das Verhalten des in 16 gezeigten Sigma-Delta-A/D-Wandlers erläutert.
24 ist noch ein weiteres Timingdiagramm, das das Verhalten des in 16 gezeigten Sigma-Delta-A/D-Wandlers erläutert.
25 ist ein schematisches Blockdiagramm, das eine Ausführungsform der ersten Treiberschaltung des in 16 gezeigten Sigma-Delta-A/D-Wandlers zeigt.
26 ist ein schematisches Blockdiagramm, das eine weitere Ausführungsform des in 16 gezeigten Sigma-Delta-A/D-Wandlers zeigt.
27 ist ein schematisches Blockdiagramm, das noch eine weitere Ausführungsform des in 16 gezeigten Sigma-Delta-A/D-Wandlers zeigt.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Die Erfindung wird nachstehend ausführlich mit den begleitenden Zeichnungen beschrieben.
5 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen Sigma-Delta-A/D-Wandler zeigt. In der Figur werden Bauteilen, die sich auf die gleiche Art und Weise wie diejenigen in 4 verhalten, die Probleme mit einem Beispiel eines herkömmlichen Sigma-Delta-A/D-Wandler erläutert, die gleichen Bezüge gegeben und von der Erläuterung ausgeschlossen.
5 unterscheidet sich von 4 dadurch, dass eine Isolationsschaltung 35 zwischen einem Komparator 12 und einer Flipflop-Schaltung 13 und zwischen dem Ausgangsanschluss des Flipflops 13 und einem D/A-Wandler 14 angeordnet ist.
Der Ausgang D12 des Komparators 12 kann ohne weiteres von dem Ausgang D13 der Flipflop-Schaltung 13 isoliert werden, da beide Ausgänge mit binären Signalen umgehen, die high oder low sind. Im Gegensatz zu der Schaltung von 4 läuft ein Hochfrequenztaktsignal CLK nicht durch die Isolationsschaltung in der Schaltung von 5. Außerdem weist das Ausgangssignal D13 der Flipflop-Schaltung 13 im Prinzip eine Frequenz auf, die niedriger als die Hälfte der Frequenz des Taktsignals CLK ist.
Wie zuvor beschrieben, verbraucht eine Isolationsschaltung im allgemeinen mehr Strom, wenn die Frequenz eines isolierten Signals höher wird. Umgekehrt verringert sich der Stromverbrauch, wenn die Frequenz des isolierten Signals niedriger wird.
Da ein durch die Isolationsschaltung 35 zu isolierendes Signal ein niederfrequentes binäres Signal ist, ist kein großer Strom für die Isolationsschaltung notwendig, um das Signal zu isolieren. Folglich kann die Isolationsschaltung 35 ohne weiteres mit einer kostengünstigen Schaltung von niedrigem Stromverbrauch verwirklicht werden. Außerdem kann die Frequenz des Taktsignals CLK, die die Auflösung des Sigma-Delta-A/D-Wandlers regelt, ohne weiteres erhöht werden, ohne der oben erwähnten Einschränkung unterworfen zu sein, da das Taktsignal CLK nicht durch die Isolationsschaltung 35 läuft.
Bei der oben gegebenen Erläuterung wird lediglich eine spezifische bevorzugte Ausführungsform für den Zweck des Beschreibens der Erfindung und zum Zeigen eines Beispiels des Ausführens der Erfindung erwähnt. Die oben erwähnte Ausführungsform ist daher als veranschaulichend und nicht als einschränkend zu betrachten.
Beispielsweise ist das in 5 beschriebene Isolationsmittel ebenfalls für den in 6 gezeigten Doppelintegrator-Sigma-Delta-A/D-Wandler wirksam, bei dem ein Addierer 45 und ein Integrator 41 hinzugefügt sind. Es ist verglichen mit dem Einzelintegratortyp möglich, das Quantisierungsrauschen eines Sigma-Delta-A/D-Wandlers zu verringern und seine Auflösung zu verbessern, indem die Anzahl von Integratoren erhöht wird, wie in 6 gezeigt ist.
Das in 5 beschriebene Isolationsmittel ist ebenfalls für einen Sigma-Delta-A/D-Wandler wirksam, bei dem eine Halteschaltung 56 zwischen dem Ausgangsanschluss der Flipflop-Schaltung 13 und dem D/A-Wandler 14 angeordnet ist, wie in 7 gezeigt ist. Durch Hinzufügen der Halteschaltung 56, wie in 7 gezeigt ist, kann die Betriebsgeschwindigkeit eines Integrators 11 oder Komparators 12 niedrig gehalten werden. Dies macht es möglich, einen Sigma-Delta-A/D-Wandler zu erzeugen, der weniger Kosten erfordert und bei verringerten Strömen arbeitet.
Als nächstes wird eine erste Ausführungsform der Erfindung nachstehend mit 8 beschrieben. In der Figur werden Bauteilen, die sich auf die gleiche Art und Weise wie diejenigen in 2 verhalten, die zuvor erläutert wurden, die gleichen Bezüge gegeben und von der Erläuterung ausgeschlossen.
8 unterscheidet sich von 2 dadurch, dass der Ausgang eines Komparators 12 in eine Triggersteuerschaltung 100 eingegeben und der Ausgang der Triggersteuerschaltung 100 mit dem Takteingangsanschluss Cin der Flipflop-Schaltung 13 verbunden wird.
Die Triggersteuerschaltung 100 ist ausgestaltet, um die Frequenz des Auftretens von Triggersignalen zu begrenzen, die an die Flipflop-Schaltung 13 ausgegeben werden. Sie ist mit einem Controller A, der eine nach oben gehende Flanke der Ausgabe des Komparators 12 erfasst, um ein Triggerkomponentensignal a zu erzeugen, und mit einem Controller B, der eine nach unten gehende Flanke der Ausgabe des Komparators 12 erfasst, um ein Triggerkomponentensignal b zu erzeugen, ausgestattet. Diese Controller werden durch die Zeiten des Taktsignals CLK angetrieben, das als das Abtastsignal des Sigma-Delta-A/D-Wandlers dient: Die Triggerkomponentensignale a und b, die durch diese Controller erzeugt werden, werden in eine ODER-Schaltung 101 eingegeben, deren Ausgabe dann an den Takteingangsanschluss Cin der Flipflop-Schaltung 13 als ein Triggersignal TRG gespeist wird. Die Controller A und B benutzen die gleiche Schaltungskonfiguration gemeinsam, wobei 1) die Ausgabe des Komparators 12 direkt in den Eingang des Controllers A innerhalb der Triggersteuerschaltung 100 eingegeben wird, so dass eine nach oben gehende Flanke erfasst wird, um ein Triggerkomponentensignal a zu erzeugen, und 2) die invertierte Ausgabe des Komparators 12, die durch einen in der Triggersteuerschaltung 100 aufgenommenen Invertierer 102 bereitgestellt wird, in den Controller B eingegeben wird, so dass eine nach unten gehende Flanke erfasst wird, um ein Triggerkomponentensignal b zu erzeugen.
An diesem Punkt werden Signalverlaufdiagramme, die das Verhalten der oben erläuterten Triggersteuerschaltung 100 zeigen, in 9 gezeigt. Jedes der Signalverlaufdiagramme (a) und (b) in der Figur zeigt die Beziehung zwischen dem Taktsignal CLK, dem Ausgang S1 des Komparators 12 und dem Triggersignal TRG, das die Ausgabe der Triggersteuerschaltung 100 ist.
Wie zuvor erläutert wurde, ist die Triggersteuerschaltung 100 ausgestaltet, um die Frequenz des Auftretens von Triggersignalen zu begrenzen. Die Frequenz wird durch Steuern des Zeitintervalls zwischen dem vorhergehenden Signal TRG und dem nächsten Signal TRG begrenzt.
Wenn der Ausgang S1 des Komparators 12 einen Low-High-Übergang vor der vorbestimmten Verzögerung von n Taktimpulsen von dem Auftreten des vorhergehenden Triggersignals TRG durchführt, dann erzeugt die Triggersteuerschaltung 100 genauer gesagt ein weiteres Triggersignal TRG nach einer Verzögerung von n Taktimpulsen von dem Auftreten des vorhergehenden Triggersignals TRG. In 9(a) wird die Ausgabe des Komparators 12 durch die Flipflop-Schaltung 13 zu der mit ➀ markierten Zeit im Fall eines herkömmlichen Sigma-Delta-A/D-Wandlers zwischengespeichert. Im Fall des die Erfindung verkörpernden Sigma-Delta-A/D-Wandlers wird die Ausgabe des Komparators 12 zu der mit ➁ markierten Zeit nach der vorbestimmten Verzögerung von n Taktimpulsen von der durch ➃ markierten Zeit, bei der das vorhergehende Triggersignal TRG aufgetreten ist, zwischengespeichert.
Wie in 9(b) gezeigt ist, erzeugt die Triggersteuerschaltung 100 außerdem ein Triggersignal TRG zu der mit ➂ markierten Zeit, wenn eine nach oben gerichtete Flanke des Taktsignals CLK sofort nach dem Low-High-Übergang des Ausgangs S1 des Komparators 12 erfasst wird, wenn dieser Übergang nach der vorbestimmten Verzögerung von n Taktimpulses nach dem Auftreten des vorhergehenden Triggersignals TRG stattfindet. Dieses Verhalten ist das gleiche wie das eines herkömmlichen Sigma-Delta-A/D-Wandlers.
Bezug wird auf die Signalverlaufdiagramme in 10 genommen, um das Verhalten eines Sigma-Delta-A/D-Wandlers der Erfindung zu erläutern, der mit der oben beschriebenen Triggersteuerschaltung 100 ausgestattet ist. 10(a) zeigt die Beziehung zwischen dem Eingang S2 des Komparators 12, dem Ausgang S1 des Komparators 12, der Triggerkomponente des Signals a, der Triggerkomponente des Signals b, dem Ausgang S3 der Flipflop-Schaltung 13 und dem Taktsignal CLK, wenn ein Signal, dessen Pegel nahe der Hälfte des Eingangsbereichs liegt, an den Sigma-Delta-A/D-Wandler der Erfindung angelegt wird. Auf ähnliche Weise zeigt 10(b) die Beziehung zwischen den gleichen Signalkomponenten, wie oben erwähnt, wenn ein Signal, dessen Pegel nahe der Endwert des Eingangsbereichs liegt, angelegt wird.
In 10(a) ändert sich der Ausgang S3 der Flipflop-Schaltung 13 nicht sofort, sogar wenn sich der Ausgang S1 des Komparators 12 ändert, wenn das Triggersignal TRG, das ein logisches ODER der Triggerkomponentensignale a und b ist, unter Beschränkung platziert wird. Genauer gesagt wird die Frequenzänderung in dem in den D/A-Wandler 14 eingegebenen Impulsdichtesignal verringert, da das Triggersignal TRG der Flipflop-Schaltung 13 unter Beschränkung durch die Triggersteuerschaltung 100 platziert wird. Folglich wird das Ausgangssignal des D/A-Wandlers 14 für eine spezifische Zeitdauer konstant erhalten, wodurch die Betriebsgeschwindigkeit der Analogschaltung, die dem Addierer 15 folgt, verringert wird.
Die Ausgabe einer Flipflop-Schaltung in einem herkömmlichen Sigma-Delta-A/D-Wandler ändert sich am häufigsten, wenn ein Signal, dessen Pegel die Hälfte des Eingangsbereichs ist, angelegt wird. Die Frequenz der Änderung (hier nachstehend als die maximale Ausgangsfrequenz bezeichnet) beträgt die Hälfte der Frequenz des Taktsignals CLK. Im Fall des Sigma-Delta-A/D-Wandlers der Erfindung ist die Frequenz ein n-tel der Frequenz des Taktsignals CLK. Dies gilt jedoch nur, wenn n ist gleich oder größer als 3 ist. Der A/D-Wandler arbeitet auf die gleiche Art und Weise wie ein herkömmlicher Sigma-Delta-A/D-Wandler, wenn n gleich 1 oder 2 ist.
10(b) zeigt ein Signalverlaufdiagramm, wenn ein Signal, dessen Pegel nahe an dem Endwert des Eingangsbereichs ist, an den Sigma-Delta-A/D-Wandler der Erfindung angelegt wird. Wie aus der Figur offensichtlich ist, ändert sich der Ausgang S3 der Flipflop-Schaltung 13 weniger häufig. Dies ist so, weil 1) keine Einschränkung auf das Triggersignal CLK durch die Triggersteuerschaltung 100 platziert wird, wenn die vorbestimmte Verzögerung von n Taktimpulsen bereits zu der Zeit stattgefunden hat, wenn sich der Ausgang S1 des Komparators 12 ändert, und weil 2) die Triggersteuerschaltung 100 ein Triggersignal TRG zu der Zeit erzeugt, wenn eine nach oben gehende Flanke des Taktsignals CLK direkt nach einer Änderung in dem Ausgang S1 des Komparators 12 erfasst wird. Dieses Verhalten ist das gleiche wie das eines herkömmlichen Sigma-Delta-A/D-Wandlers.
Mit anderen Worten platziert, wenn die Verzögerung von n Taktimpulsen ordnungsgemäß eingestellt ist, die Triggersteuerschaltung 100 das Triggersignal TRG nur unter Einschränkung, wenn ein Eingangssignal X(z), dessen Pegel ungefähr die Hälfte des Eingangsbereiches, mit dem ein Impulsdichtesignal Y(z) am häufigsten ausgegeben wird, angelegt wird. Andererseits platziert die Triggersteuerschaltung 100 das Triggersignal TRG nicht unter Einschränkung, wenn ein Eingangssignal X(z), dessen Pegel nahe Null oder dem Endwert des Eingangsbereichs ist, bei dem sich ein Impulsdichtesignal Y(z) weniger häufig ändert, angelegt wird.
Ein Fehler, der an dem Eingang des Komparators in dem wie oben beschrieben konfigurierten Sigma-Delta-A/D-Konverter gefunden wird, ist das n/2-fache dessen eines herkömmlichen Sigma-Delta-A/D-Wandlers. Daher ist die elektrische Energie des Quantisierungsrauschens n²/4-mal und der Rauschabstand SN 4/n²-mal so groß.
Folglich ist der Rauschabstand SN11, wenn der Sigma-Delta-A/D-Wandler der Erfindung eine Einzelintegratorkonfiguration ist, gleich SN11 = 4/n2 × 9/(16 × π2) × (fc/fs)–3 (1)
Andererseits wird die Frequenz, bei der sich die Ausgabe des Sigma-Delta-A/D-Wandlers ändert, auf einen Wert des 2/n-fachen des ursprünglichen verringert. Folglich ist ersichtlich, dass, wenn die Betriebsgeschwindigkeit der Analogschaltung einschließlich des Komparators 12 berücksichtigt und die Geschwindigkeit gleich der des herkömmlichen Verfahrens gehalten wird, die Taktfrequenz (Abtastfrequenz) auf das n/2-fache des ursprünglichen Werts erhöht werden kann. 11 ist das Ergebnis eines Normalisierens der Rauschabstände des herkömmlichen Verfahrens und des Verfahrens der Erfindung durch die höchste Frequenz fS/2 der Ausgabe des herkömmlichen Sigma-Delta-A/D-Wandlers und dann ihres Vergleichens. Die Figur bedeutet, dass es bei dem Verfahren der Erfindung möglich ist, den Vorteil gegenüber dem herkömmlichen Verfahren des Rauschabstands SN um einen Faktor von n/2 zu verbessern, ohne die Betriebsgeschwindigkeit der Analogschaltung erhöhen zu müssen.
Der oben beschriebene Sigma-Delta-A/D-Wandler der Erfindung kann auf einen Doppelintegrator-Sigma-Delta-A/D-Wandler angepasst werden. In diesem Fall muss jedoch das Ausgangssignal des primären Integrators 41 um eine bestimmte Konstante k multipliziert werden, um den Betrieb des Doppelintegrator-Sigma-Delta-A/D-Wandlers zu stabilisieren, wie in 12 gezeigt ist. Der Betrieb kann durch Multiplizieren des Ausgangs durch die folgende Konstante k stabilisiert werden. k ≤ 2/n (2)
Der Rauschabstand SN12 ist in diesem Fall SN12 = k2 × (4/n2) × 15/(64 × π4) × (fc/fs)–5 (3)
Wie 11 ist 13 das Ergebnis des Normalisierens der Rauschabstände des herkömmlichen Verfahrens und des Verfahrens der Erfindung durch die höchste Frequenz der Ausgabe des herkömmlichen Sigma-Delta-A/D-Wandlers und dann ihres Vergleichens. Die Figur bedeutet, dass es bei dem mit der Erfindung verwendeten Verfahren möglich ist, den Vorteil gegenüber dem herkömmlichen Verfahren des Rauschabstands SN um einen Faktor von k² × (n/2)³ zu verbessern.
Als nächstes wird ein Beispiel des Controllers A mit dem in 14 gezeigten schematischen Blockdiagramm erläutert.
In der Figur ist der Ausgang S1 des Komparators mit einem der Eingänge einer UND-Schaltung 203 verbunden, und der Ausgang der UND-Schaltung 203 ist mit dem Eingang einer Triggerschaltung 202 verbunden. Ein Taktsignal ϕ0 wird in die Triggerschaltung 202 eingegeben. Der Ausgang der Triggerschaltung 202 ist mit einem der Eingänge der in der Triggersteuerschaltung 100 enthaltenen ODER-Schaltung als das Triggerkomponentensignal a sowie auch mit dem Rücksetzanschluss RST der Zeitgeberschaltung 201 verbunden. Ein Taktsignal ϕ1 mit einer dem Taktsignal ϕ0 entgegengesetzter Phase wird in die Zeitgeberschaltung 201 eingegeben. Das Ablaufsignal S5 der Zeitgeberschaltung 201 ist mit dem anderen Eingang der UND-Schaltung 203 verbunden. Es sei bemerkt, dass die Taktsignale ϕ0 und ϕ1 das Ergebnis der Bearbeitung des in den Controller A eingegebenen Taktsignals CLK ist, so dass es in zwei unterschiedliche Signale getrennt wird. 15 zeigt Signalverläufe an jeweiligen Punkten des Controllers A, der wie oben beschrieben konfiguriert ist. 15(a) zeigt die Betriebssignalverläufe des Controllers A, wenn das Ausgangssignal des Komparators 12 einen Low-High-Übergang vor der vorbestimmten Verzögerung von n Taktimpulsen von dem Auftreten des vorhergehenden Triggersignals TRG durchführt, wie zuvor in 9(a) erläutert wurde. 15(b) zeigt die Betriebssignalverläufe des Controllers A, wenn das Ausgangssignal des Komparators 12 einen Low-High-Übergang nach der vorbestimmten Verzögerung von n Taktsignalen von dem Auftreten des vorhergehenden Triggersignals TRG durchführt, wie zuvor in 9(b) erläutert wurde.
In 15(a) gibt der Controller A das Triggerkomponentensignal a durch die Triggerschaltung 202 aus und setzt dadurch die Zeitgeberschaltung 201 zurück, die das Zählen der vorbestimmten Verzögerung von n Taktimpulsen beginnt. Dies findet zu der durch die Marke ➄ in 15(a) angegebenen Zeit statt.
In der Zwischenzeit bleibt, wenn das Ausgangssignal des Komparators 12 einen Low-High-Übergang durchführt, bevor die Zeitgeberschaltung 201 abläuft, der Eingang der Triggerschaltung 202 low, da das Ablaufsignal S5 der mit der UND-Schaltung 203 verbundenen Zeitgeberschaltung 201 immer noch low bleibt. Dies findet zu der durch die Marke ➅ in 15(a) angegebenen Zeit statt.
In der Zwischenzeit wird, wenn das Ausgangssignal des Komparators high ist, wenn die Zeitgeberschaltung 201 abläuft, und daher ihr Ablaufsignal S5 high wird, der Ausgang der UND-Schaltung 203 ebenfalls high, was den Eingang der Triggerschaltung 202 veranlasst, high zu werden, und die Triggerschaltung 202, das Triggerkomponentensignal a auszugeben. Dies findet zu der durch die Marke ➆ in 15(a) angegebenen Zeit statt.
Als nächstes wird das Verhalten des Signalverlaufdiagramms in 15(b) erläutert. In der Figur gibt der Controller A das Triggerkomponentensignal a durch die Triggerschaltung 202 aus und setzt dadurch die Zeitgeberschaltung 201 zurück, die das Zählen der vorbestimmten Verzögerung von n Taktimpulsen beginnt. Dies findet zu der durch die Marke ➇ in 15(b) angegebenen Zeit statt.
In der Zwischenzeit wird, wenn der Ausgang S1 des Komparators 12 nicht high ist, wenn die Zeitgeberschaltung 201 abläuft und dadurch ihr Ablaufsignal S5 high wird, der Ausgang S1 gehalten, wie er ist. Das Triggerkomponentensignal a wird ausgegeben, wenn der Ausgang S1 das nächste Mal high wird. Dies findet zu der durch die Marke ➈ in 15(b) angegebenen Zeit statt.
Indem er sich auf diese Art und Weise verhält, erfasst der Controller A die nach oben gehende Flanke des Ausgangs S1 des Komparators 12, um das Triggerkomponentensignal a zu erzeugen. Andererseits erfasst der Controller B die nach unten gehende Flanke des Ausgangs S1 des Komparators 12, um das Triggerkomponentensignal b zu erzeugen. Dies wird durch Speisen des Ausgangs S1 des Komparators 12 durch einen Invertierer in den Eingang des Controllers B erreicht, der die gleiche Schaltungskonfiguration wie der hier erläuterte Controller A aufweist.
Außerdem kann eine wie in 5 gezeigte Isolationsschaltung zwischen einem Komparator 12 und einer Flipflop-Schaltung 13 und zwischen dem Ausgangsanschluss des Flipflops 13 und einem D/A-Wandler 14 angeordnet sein.
Als nächstes wird ein weiteres Beispiel mit 16 erläutert. In der Figur werden Komponenten, die sich auf die gleiche Art und Weise wie die in 2 zuvor erläuterten verhalten, die gleichen Bezüge gegeben und von der Erläuterung ausgeschlossen.
16 unterscheidet sich von 2 dadurch, dass 1) eine erste Isolationsschaltung 300 zwischen dem Komparator 12 und der Flipflop-Schaltung 13 eingefügt ist, 2) eine zweite Isolationsschaltung 350 zwischen dem Ausgangsanschluss der Flipflop-Schaltung 13 und dem D/A-Wandler 14 eingefügt ist und 3) der Sigma-Delta-A/D-Wandler mit ersten und zweiten Anfahrschaltungen ausgestattet ist, die Signale zum Neustarten des A/D-Wandlers in dem Fall erzeugen, wenn er zu einem abnormalen Stopp, wenn die Leistung angeschaltet wird, aufgrund eines Einsetzens von Rauschen oder aus anderen Gründen kommt.
Für ein leichteres Verständnis werden wir zuerst das fundamentale Verhalten des Sigma-Delta-A/D-Wandlers der Erfindung mit dem grundlegenden Blockdiagramm von 17 erläutern, wobei die ersten und zweiten Anfahrschaltungen 400 und 450 weggelassen werden.
Die erste Isolationsschaltung 300 transferiert auf eine elektrisch isolierte Art und Weise lediglich das Signal mit ansteigender Flanke (hier nachstehend als das nach oben gehende Flankensignal bezeichnet) und das Signal mit abfallender Flanke (hier nachstehend als das nach unten gehende Flankensignal bezeichnet), die auftreten, wenn sich das Ausgangssignal D12 des Komparators 12 ändert. Sie demoduliert das Ausgangssignal D12 des Komparators 12 gemäß diesen isolierten transferierten Signalen. 18 zeigt das Blockdiagramm der ersten Isolationsschaltung 300. In der Figur ist ein Eingangsanschluss 301 mit einem Ende eines differenzierenden Kondensators 302 und dessen anderes Ende mit einem Ende der Primärwicklung eines Isolationstransformators 303 verbunden. Das andere Ende der Primärwicklung des Isolationstransformators 303 ist mit einer primären Leitung mit gemeinsamen Potential verbunden.
Ein Ende der Sekundärwicklung des Isolationstransformators 303 ist mit der Basis eines Transistors 305 zum Erfassen von nach oben gehenden Flanken verbunden, wobei eine Leistungsversorgung Vcc durch einen Widerstand 304 zu dem Kollektor des Transistors 305 gespeist wird und der Emitter mit einer sekundären Leitung mit gemeinsamen Potential verbunden ist. Das andere Ende der Sekundärwicklung des Isolationstransformators 303 ist mit der Basis eines Transistors 307 zum Erfassen nach unten gehender Flanken verbunden, wobei die Leistungsversorgung Vcc durch einen Widerstand 306 zu dem Kollektor des Transistors 307 gespeist wird und der Emitter mit einer sekundären Leitung mit gemeinsamen Potential verbunden ist.
Der Mittelabgriff des Isolationstransformators ist mit der sekundären Leitung mit gemeinsamen Potential verbunden.
Der Kollektor des Transistors 305 zum Erfassen von nach oben gehenden Flanken ist durch einen Invertierer 309 mit dem gesetzten Anschluss S der SR-Flipflop-Schaltung 308 mit einem invertierenden Eingang verbunden. Der Kollektor des Transistors 307 zum Erfassen von nach unten gehenden Flanken ist durch einen Invertierer 310 mit dem Rücksetzanschluss R der SR-Flipflop-Schaltung 308 mit einem invertierenden Eingang verbunden. Das Ausgangssignal D300 der SR-Flipflop-Schaltung 308 ist mit dem Eingang der Flipflop-Schaltung 13 als dem Ausgang der ersten Isolationsschaltung 300 verbunden.
Die SR-Flipflop-Schaltung 308 speichert das Ausgangssignal D300 im High-Zustand, wenn ein Impulssignal in den gesetzten Anschluss S eingegeben wird, oder im Low-Zustand, wenn ein Impulssignal in den Rücksetzanschluss R eingegeben wird, zwischen.
19 zeigt Signalverläufe an jeweiligen Punkten der ersten Isolationsschaltung 300, die wie oben beschrieben konfiguriert ist. Die Figur ist ein Timingdiagramm, das die Beziehung zwischen einem Eingangssignal ➀, das von dem Komparator 12 in die erste Isolationsschaltung 300 eingegeben wird, einem Differentialsignal ➁, das durch Eingeben des Eingangssignals ➀ in den differenzierenden Kondensator 302 erhalten wird, der Kollektorspannung ➂ des Transistors 305 zum Erfassen von nach oben gehenden Flanken, der Kollektorspannung ➃ des Transistors 307 zum Erfassen von nach unten gehenden Flanken und dem Ausgangssignal D300 der SR-Flipflop-Schaltung 308 mit einem invertierenden Eingang zeigt.
Zu einer Zeit T1 in 19, bei der sich das Eingangssignal ➀ von dem Low- in den High-Zustand ändert, wird ein derartiges nach oben gehendes Flankensignal wie eines, das in dem Differentialsignal ➁ gezeigt ist, in die Primärwicklung des Isolationstransformators durch die Wirkung des differenzierenden Kondensators 302 eingegeben.
Der Isolationstransformator 303 transferiert ein nach oben gehendes Flankensignal, das in seine Primärwicklung eingegeben wird, zu seiner Sekundärwicklung auf eine elektrisch isolierte Art und Weise herunter, wobei an der Sekundärwicklung induzierter Strom zu der Basis des Transistors 305 gespeist wird. Dies veranlasst die Kollektorspannung ➂, sich an dem Kollektor des Transistors 305 zu entwickeln.
Die somit erzeugte Kollektorspannung ➂ wird durch den Invertierer 309 invertiert und in dem gesetzten Anschluss S der SR-Flipflop-Schaltung 308 als ihr gesetztes Signal eingegeben.
Die SR-Flipflop-Schaltung 308 speichert das Ausgangssignal D300 im High-Zustand mit dem in den gesetzten Anschluss S eingegebenen gesetzten Signal zwischen.
Zur Zeit T2 in 19, wobei sich das Eingangssignal ➀ von dem High- in den Low-Zustand ändert, wird ein derartiges nach unten gehendes Flankensignal, wie eines, das in dem Differentialsignal ➁ gezeigt ist, in die Primärwicklung des Isolationstransformators durch die Wirkung des differenzierenden Kondensators 302 eingegeben.
Der Isolationstransformator 303 transferiert ein nach unten gehendes Flankensignal, das über die Primärwicklung eingegeben wird, zu der Sekundärwicklung auf eine elektrisch isolierte Art und Weise, wobei an der Sekundärwicklung induzierter Strom zu der Basis des Transistors 307 gespeist wird. Dies bewirkt, dass sich die Kollektorspannung ➃ an dem Kollektor des Transistors 307 entwickelt. Die somit erzeugte Kollektorspannung ➃ wird durch den Invertierer 310 invertiert und in den Rücksetzanschluss R der SR-Flipflop-Schaltung 308 als ihr Rücksetzsignal eingegeben.
Die SR-Flipflop-Schaltung 308 speichert das Ausgangssignal D300 im Low-Zustand mit dem in den Rücksetzanschluss R eingegebenen Rücksetzsignal zwischen.
Durch Wiederholen des oben beschriebenen Vorgangs kann die erste Isolationsschaltung 300 das in den Eingangsanschluss 301 eingegebene Eingangssignal ➀ als das Ausgangssignal D300 demodulieren, das den gleichen Signalverlauf wie das Eingangssignal 1 aufweist.
Da die oben beschriebene erste Isolationsschaltung 300 lediglich die Differentialsignalkomponente des Eingangssignals ➀ auf eine elektrisch isolierte Art und Weise transferiert, ist es möglich, einen kleineren Isolationstransformator verglichen mit Verfahren zu verwenden, die das Eingangssignal ➀ auf eine elektrisch isolierbare Art und Weise transferieren, wie es ist. Folglich ist es möglich, die Isolationsschaltung zu verkleinern sowie auch die Schaltung mit niedrigeren Kosten anzufertigen.
Außerdem ist es möglich, obwohl die oben beschriebene erste Isolationsschaltung 300 einen Isolationstransformator verwendet, Photokoppler als das Isolationsmittel zu verwenden. 20 zeigt ein Beispiel einer Isolationsschaltung, die Photokoppler als das Isolationsmittel verwendet. In der Figur werden Komponenten, die auf die gleiche Art und Weise wie diejenigen der in 18 beschriebenen ersten Isolationsschaltung arbeiten, die gleichen Bezüge gegeben und von der Erläuterung ausgeschlossen.
In 20 ist ein Eingangsanschluss 301 mit einem Ende eines differenzierenden Kondensators 302a verbunden, wobei dessen andere Ende mit der Lichtemissionsvorrichtung eines Photokopplers 311 zum Erfassen von nach oben gehenden Flanken verbunden ist. Auf ähnliche Weise ist der Eingangsanschluss 301 durch einen Invertierer 313 mit einem Ende des differenzierenden Kondensators 302b verbunden, wobei dessen andere Ende mit der Lichtemissionsvorrichtung eines Photokopplers 312 zum Erfassen von nach unten gehenden Flanken verbunden ist.
Eine Leistungsversorgung Vcc ist durch einen Widerstand 304 mit dem photoelektrischen Detektor des Photokopplers 311 verbunden. Der Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 304 und dem Photokoppler 311 ist durch den Invertierer 309 mit dem gesetzten Anschluss S der SR-Flipflop-Schaltung 308 verbunden.
Eine Leistungsversorgung Vcc ist durch einen Widerstand 306 mit dem photoelektrischen Detektor des Photokopplers 312 verbunden. Der Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 306 und dem Photokoppler 312 ist durch den Invertierer 310 mit dem Rücksetzanschluss R der SR-Flipflop-Schaltung 308 verbunden.
Bei der Isolationsschaltung, die wie oben beschrieben konfiguriert ist, werden, wenn das gleiche Signal wie das in 18 gezeigte Eingangssignal ➀ in den Eingangsanschluss 301 eingegeben wird, nach oben gehende Flanken durch den Photokoppler 311 auf eine elektrisch isolierte Art und Weise transferiert, und nach unten gehende Flanken werden durch den Photokoppler 312 ebenfalls auf eine elektrisch isolierte Art und Weise transferiert. Somit ist es möglich, das gleiche Signal wie das Eingangssignal ➀ als das Ausgangssignal der SR-Flipflop-Schaltung 308 zu erhalten.
Da das Beispiel der in 20 beschriebenen Isolationsschaltung 300 lediglich die Differentialsignalkomponente des Eingangssignals ➀ auf eine elektrisch isolierte Art und Weise mit den Photokopplern transferiert, ist es möglich, den Stromverbrauch zu verringern, weil die Zeitdauer, während derselben die Lichtemissionsvorrichtung eines Photokopplers anschaltet, verglichen mit Verfahren, die das Eingangssignal ➀ wie es ist auf eine elektrisch isolierte Art und Weise transferieren, dramatisch verkürzt wird.
Die zweite Isolationsschaltung 350 von 17 weist die gleiche Konfiguration wie die oben beschriebene erste Isolationsschaltung 300 auf. Die zweite Isolationsschaltung 350 verwendet eine SR-Flipflop-Schaltung ohne invertierenden Eingang zum Ausgeben des Ausgangssignals D350.
Folglich weist der Sigma-Delta-A/D-Wandler, der wie in 17 gezeigt konfiguriert ist, Vorteile auf, die sich aus der Verwendung einer Isolationsschaltung ergeben, die Differentialsignale über den Isolationspunkt transferiert. Wenn ein Isolationstransformator als das Isolationsmittel verwendet wird, wie in 18 gezeigt ist, ist es möglich, den Sigma-Delta-A/D-Wandler zu verkleinern und seine Kosten zu verringern. Wenn Photokoppler als das Isolationsmittel verwendet werden, wie in 20 gezeigt ist, ist es möglich, den Stromverbrauch des Sigma-Delta-A/D-Wandlers zu verringern.
Außerdem benutzt der Sigma-Delta-A/D-Wandler der Erfindung die nachstehend beschriebenen Mittel, um seinen Betrieb zu stabilisieren.
Im Fall von Komparatoren und Flipflop-Schaltungen ist es im Allgemeinen unmöglich, zu bestimmen, ob deren Ausgang in dem Moment, wenn sie angeschaltet werden, low oder high wird. Mit anderen Worten ist der Ausgangszustand eines Komparators oder einer Flipflop-Schaltung in dem Moment unbestimmt, wenn er/sie angeschaltet wird.
Der Sigma-Delta-A/D-Wandler, der wie in 17 gezeigt konfiguriert ist, arbeitet auf eine solche Art und Weise, dass das Ausgangssignal D12 des Komparators 12 und das Ausgangssignal D350 der zweiten Isolationsschaltung 350 die gleiche Polarität teilen, wenn sie im Normalbetrieb sind.
Wenn der Ausgang D12 des Komparators 12 high und der Ausgang D350 der zweiten Isolationsschaltung 350 in dem Moment low wird, wenn der Sigma-Delta-A/D-Wandler angeschaltet wird, wird ein Signal, das die Summe des invertierten Ausgangs D350 der zweiten Isolationsschaltung 350 und des durch den Addierer 15 bereitgestellten Eingangssignals Ain ist, in den Integrator 11 eingegeben, was den Ausgang A11 des Integrators 11 veranlasst, sich zu der positiven Seite zu sättigen. Folglich bleibt der Ausgang D12 des Komparators 12 high und ändert sich nicht, was den Sigma-Delta-A/D-Wandler daran hindert, mit dem Betrieb zu starten. Auf ähnliche Art und Weise wird, wenn der Ausgang D12 des Komparators 12 low und der Ausgang D350 der zweiten Isolationsschaltung 350 high in dem Moment wird, wenn der Sigma-Delta-A/D-Wandler angeschaltet wird, ein Signal, das die Summe des invertierten Ausgangs D350 der zweiten Isolationsschaltung 350 und des durch den Addierer 15 bereitgestellten Eingangssignals Ain ist, in den Integrator 11 eingegeben, was den Ausgang A11 eines Integrators 11 veranlasst, sich zu der negativen Seite zu sättigen. Folglich bleibt der Ausgang D12 des Komparators 12 low und ändert sich nicht, wobei der Sigma-Delta-A/D-Wandler ebenfalls daran gehindert wird, mit dem Betrieb zu starten.
Wenn der Sigma-Delta-A/D-Wandler in diesen Zustand geht (hier nachstehend als der Zustand eines abnormalen Stopps bezeichnet) und sein Ausgang unverändert bleibt, kann der Wandler durch zwangsweises Invertieren des Ausgangs D300 der ersten Isolationsschaltung neu gestartet werden. Die ersten und zweiten Anfahrschaltungen 400 und 450 in 16 sind die spezifisch für diesen Zweck aufgenommenen Schaltungen.
In 16 ist der Ausgang D13 der Flipflop-Schaltung mit dem Flankendetektor 451 der zweiten Anfahrschaltung 450 verbunden, wobei deren Ausgang n mit dem Rücksetzanschluss CLR einer Zählerschaltung 452 verbunden ist. Der Ausgang der Zählerschaltung 452 wird in den invertierenden Anschluss RVS der SR-Flipflop-Schaltung 308 in der ersten Isolationsschaltung eingegeben. Der Flankendetektor 451 ist ausgestaltet, um einen High-Low- oder Low-High-Übergang in dem Ausgang D13 der Flipflop-Schaltung 13 zu erfassen, um ein Impulssignal zu erzeugen.
Die Zählerschaltung 452 setzt den Zählwert auf Null zurück, wenn das in den Rücksetzanschluss CLR eingegebene Signal high wird, beginnt hochzuzählen, wenn das Signal erneut low wird, und gibt ein Impulssignal aus, wenn der Zählwert die vorbestimmte Grenze erreicht. Außerdem setzt, wenn die Leistung angeschaltet wird, die Zählerschaltung 452 den Zählwert auf Null zurück und beginnt, hochzuzählen.
Die SR-Flipflop-Schaltung 308, die einen invertierten Eingang aufweist, invertiert den Ausgang D300, wenn das in den invertierenden Anschluss RVS eingegebene Signal high wird.
In 16 werden ebenfalls der Ausgang D12 des Komparators 12 und das gesetzte Signal Sin2 der zweiten Isolationsschaltung 350 in den Fehlerdetektor ERR-S der ersten Anfahrschaltung 400 eingegeben. Auf ähnliche Weise werden der Ausgang D12 des Komparators 12 und das Rücksetzsignal Rin2 der zweiten Isolationsschaltung 350 in den Fehlerdetektor ERR-R der ersten Anfahrschaltung 400 eingegeben. Die Ausgänge ESo und ERo der Fehlerdetektoren ERR-S und ERR-R werden zu dem Ausgang D12 des Komparators 12 durch einen Addierer 16 hinzugefügt. Die Ausgabe des Addierers 16 wird in die erste Isolationsschaltung 300 eingegeben.
Die Fehlerdetektoren ERR-S und ERR-R sind ausgestaltet, um Fehlübereinstimmungen im logischen Zustand zwischen dem Ausgang D12 des Komparators 12 und dem Ausgang D350 der zweiten Isolationsschaltung 350 zu erfassen.
Der Fehlerdetektor ERR-R ist ausgestaltet, um ein positives Impulssignal ERo auszugeben, wenn das Rücksetzsignal Rin2 von der zweiten Isolationsschaltung 350 eingegeben wird, wobei der Ausgang D12 des Komparators 12 in den High-Zustand gesetzt ist. Der Fehlerdetektor ERR-S ist ausgestaltet, um ein negatives Impulssignal ESo auszugeben, wenn das gesetzte Signal Sin2 von der zweiten Isolationsschaltung 350 eingegeben wird, wobei der Ausgang D12 des Komparators 12 in den Low-Zustand gesetzt ist. 21 zeigt diese Beziehung.
Die beiden oben beschriebenen Ausgangssignale werden zu dem Ausgang D12 des Komparators 12 durch den Addierer 16 hinzugefügt, und die resultierende Summe der Signale wird in die erste Isolationsschaltung 300 eingegeben. Die ersten und zweiten Anfahrschaltungen, die wie oben beschrieben konfiguriert sind, werden mit Bezug auf das in 22 gezeigte Timingdiagramm erläutert. Das Timingdiagramm in der Figur zeigt die Beziehung zwischen dem Eingang A11 und dem Ausgang D12 des Komparators 12, dem Ausgang D300 der ersten Isolationsschaltung 300, dem Ausgang D13 der ersten Flipflop-Schaltung 13 (das das Eingangssignal der zweiten Isolationsschaltung 350 ist), dem Ausgang D350 der zweiten Isolationsschaltung 350, dem Ausgang ESo des Fehlerdetektors ERR-S, dem Ausgang ERo des Fehlerdetektors ERR-R, dem Ausgang D452 der Zählerschaltung 452 und dem Taktsignal CLK.
22 ist ein Timingdiagramm, das einen Fall zeigt, wenn der Ausgang D12 des Komparators 12 high, der Ausgang D300 der ersten Isolationsschaltung 300 high und der Ausgang D350 der zweiten Isolationsschaltung 350 low in dem Moment ist, wenn der Sigma-Delta-A/D-Wandler angeschaltet wird.
Wenn in 22 ein Sigma-Delta-A/D-Wandler des in 17 gezeigten Typs in den oben beschriebenen Zustand in dem Moment geht, wenn er angeschaltet wird, kann er seinen Betrieb nicht starten. Das Verhalten der ersten und zweiten Anfahrschaltungen 400 und 450, um den Normalbetrieb wiederaufzunehmen, wird nachstehend erläutert. Zur Zeit T1, wenn die Leistung angeschaltet wird, sind der Ausgang D12 des Komparators 12 und der Ausgang D300 der ersten Isolationsschaltung 300 high und der Ausgang D350 der zweiten Isolationsschaltung 350 low. Zur gleichen Zeit mit der Zeit T1 beginnt die Zeitgeberschaltung 452 hochzuzählen. Das Zeitintervall K1 beginnend, wenn die Zählerschaltung 452 startet hochzuzählen, bis dann, wenn sie abläuft, ist eine Zeitspanne, während derselben der Sigma-Delta-A/D-Wandler an einem abnormalen Stopp ist.
Wenn die Zeitgeberschaltung 452 abläuft, gibt sie ein Impulssignal D452 aus (wie durch die Zeit T2 angegeben).
Die SR-Flipflop-Schaltung 308 mit einem invertierenden Anschluss invertiert das Ausgangssignal D300 mit dem in den invertierenden Anschluss RVS eingegebenen Impulssignal D452 (wie durch die Zeit T3 angegeben ist). Dies veranlasst die Flipflop-Schaltung 13, ihren Ausgang D13 in den Low-Zustand zu setzen (wie durch die Zeit T4 angegeben ist). Folglich erzeugt die zweite Isolationsschaltung 350 das Rücksetzsignal Rin2. An diesem Punkt vergleicht der Fehlerdetektor ERR-R das Rücksetzsignal Rin2 mit dem Ausgang D12 des Komparators 12 und beurteilt dann das Rücksetzsignal Rin2 als fehlerhaft, womit das Ausgangssignal ERo erzeugt wird (wie durch die Zeit T5 angegeben ist).
Der Ausgang ERo wird zu dem Ausgang D12 des Komparators 12 durch den Addierer 16 hinzugefügt, und das resultierende Signal wird in die erste Isolationsschaltung 300 eingegeben. Da das Ausgangssignal ERo, das ein negativer Impuls ist, zu dem Ausgangssignal D12 des Komparators 12, das high ist, hinzugefügt wird, ist das hier in die erste Isolationsschaltung 300 eingegebene Signal für eine Zeitspanne low, die so lang wie die Impulsbreite des Ausgangssignals ERo ist, und geht dann erneut in den High-Zustand zurück. Der Ausgang D300 der ersten Isolationsschaltung 300 erfasst die nach oben gehende Flanke dieses Eingangssignals, um ihr Ausgangssignal D300 in den High-Zustand zwischenzuspeichern (wie durch die Zeit T6 angegeben ist). Die Flipflop-Schaltung 13 setzt dadurch ihr Ausgangssignal D13 high (wie durch die Zeit T7 angegeben ist), was die zweite Isolationsschaltung 350 veranlasst, ihr Ausgangssignal D350 ebenfalls high zu setzen (wie durch die Zeit T8 angegeben ist). Da dies zu der Übereinstimmung des Ausgangs D12 des Komparators 12 mit dem Ausgang D350 der zweiten Isolationsschaltung 350 führt, startet der Sigma-Delta-A/D-Wandler seinen Normalbetrieb. 23 ist ein Timingdiagramm, das einen Fall zeigt, wenn der Ausgang D12 des Komparators 12 high, der Ausgang D300 der ersten Isolationsschaltung low und der Ausgang D350 der zweiten Isolationsschaltung 350 low in dem Moment ist, wenn der Sigma-Delta-A/D-Wandler angeschaltet wird.
Der Sigma-Delta-A/D-Wandler kann seinen Betrieb in diesem Fall ebenfalls nicht starten.
Das Verhalten der ersten und zweiten Anfahrschaltungen 400 und 450, um Normalbetrieb wiederaufzunehmen, wird nachstehend erläutert. Zur Zeit T1 ist, wenn die Leistung angeschaltet wird, der Ausgang D12 des Komparators 12 high, der Ausgang D300 der ersten Isolationsschaltung 300 low und der Ausgang D350 der zweiten Isolationsschaltung 350 low. Zur gleichen Zeit mit der Zeit T1 beginnt die Zeitgeberschaltung 452, hochzuzählen. Das Zeitintervall K1 von der Zeit, wenn die Zählerschaltung 452 beginnt hochzuzählen, bis zu der Zeit, wenn es abläuft, ist eine Zeitspanne, während derselben der Sigma-Delta-A/D-Wandler an einem abnormalen Stopp ist. Wenn die Zeitgeberschaltung 452 abläuft, gibt sie ein Impulssignal D452 aus (wie durch die Zeit T2 angegeben ist).
Die SR-Flipflop-Schaltung 308 mit einem invertierenden Anschluss invertiert das Ausgangssignal D300 mit dem in den invertierenden Anschluss RVS eingegebenen Impulssignal D452 (wie durch die Zeit T3 angegeben ist). Dies veranlasst die Flipflop-Schaltung 13, ihr Ausgangssignal D13 high zu setzen (wie durch die Zeit T4 angegeben ist), und die zweite Isolationsschaltung 350, ihr Ausgangssignal D350 ebenfalls high zu setzen (wie durch die Zeit T5 angegeben ist). Da dies zu der Übereinstimmung des Ausgangs D12 des Komparators 12 mit dem Ausgang D350 der zweiten Isolationsschaltung 350 führt, nimmt der Sigma-Delta-A/D-Wandler seinen Normalbetrieb wieder auf.
24 ist ein Timingdiagramm, das einen Fall zeigt, wenn sowohl der Ausgang D12 des Komparators 12 als auch der Ausgang D350 der zweiten Isolationsschaltung 350 in dem Moment high sind, wenn der Sigma-Delta-A/D-Wandler angeschaltet wird.
Da dies zu der Übereinstimmung des Ausgangssignals D12 des Komparators 12 mit dem Ausgangssignal D350 der zweiten Isolationsschaltung 350 führt, setzt der Sigma-Delta-A/D-Wandler seinen Normalbetrieb fort. An diesem Punkt ist es egal, ob der Ausgang D300 der ersten Isolationsschaltung 300 low oder high ist.
25 zeigt ein Beispiel der Anfahrschaltung 400. In der Figur besteht die erste Anfahrschaltung 400 aus 1) einer ersten NOR-Schaltung 501, bei der der Ausgang D12 des Komparators 12 an einen Eingang der ersten NOR-Schaltung und das gesetzte Signal Sin2 der zweiten Isolationsschaltung 350 an den anderen Eingang der ersten NOR-Schaltung angelegt wird, und 2) einer zweiten NOR-Schaltung 502, bei der der Ausgang der ersten NOR-Schaltung an einen Eingang der zweiten NOR-Schaltung und das Rücksetzsignal Rin2 der zweiten Isolationsschaltung 350 an den anderen Eingang der zweiten NOR-Schaltung angelegt wird.
Die in 16 gezeigte erste Anfahrschaltung 400 ist mit den beiden Fehlerdetektoren ERR-S und ERR-R und dem Addierer 16 konfiguriert. Es ist ebenfalls möglich, die gleiche Wirkung wie die der ersten Anfahrschaltung 400 durch Verwenden der Schaltung zu erreichen, die wie oben beschrieben konfiguriert ist.
Bei der oben gegebenen Erläuterung wird lediglich eine spezifische bevorzugte Ausführungsform für den Zweck des Beschreibens der Erfindung und des Zeigens eines Beispiels des Ausführens der Erfindung erwähnt. Die oben erwähnte Ausführungsform ist daher als veranschaulichend und nicht als einschränkend zu betrachten.
Beispielsweise ist das in 16 beschriebene Isolationsmittel ebenfalls für den in 26 gezeigten Doppelintegrator-Sigma-Delta-A/D-Wandler wirksam, wobei ein Addierer 45 und ein Integrator 41 hinzugefügt sind. Es ist möglich, verglichen mit dem Einzelintegratortyp das quantisierte Rauschen des Sigma-Delta-A/D-Wandlers zu verringern und seine Auflösung durch Erhöhen der Anzahl von Integratoren zu verbessern, wie in 26 gezeigt ist.
Das in 16 beschriebene Isolationsmittel ist ebenfalls für einen Sigma-Delta-A/D-Wandler wirksam, bei dem eine Halteschaltung 56 zwischen dem Ausgangsanschluss der Flipflop-Schaltung 13 und dem D/A-Wandler 14 angeordnet ist, wie in 27 gezeigt ist. Durch Hinzufügen der Halteschaltung 56, wie in 27 gezeigt ist, kann die Betriebsgeschwindigkeit eines Integrators 11 und eines Komparators 12 verglichen mit der Frequenz des Taktsignals CLK niedrig gehalten werden. Dies macht es möglich, einen Sigma-Delta-A/D-Wandler zu erzeugen, der weniger Kosten erfordert und bei verringerten Strömen arbeitet.

Claims

Sigma-Delta-Analog/Digital-Wandler, mit: einem Eingangsanschluss (61); einem Addierermittel (15); einem Integratormittel (11); einem Komparatormittel (12) zum Vergleichen der Ausgabe des Integratormittels (11) mit einem vorbestimmten Sollwert, um ein Ergebnis eines Vergleichs als einen Einzelbit-Digitalwert bereitzustellen; einer Flipflop-Schaltung (13) zum Halten der Ausgabe des Komparatormittels (12) synchron mit einem Triggersignal, das an die Flipflop-Schaltung (13) angelegt wird; und einem Ausgangsanschluss (62), wobei ein Ausgangssignal von der Flipflop-Schaltung (13) an den Ausganganschluss geliefert wird; wobei der Sigma-Delta-Analog/Digital-Wandler ferner gekennzeichnet ist durch: ein Digital/Analog-Wandlermittel (14), wobei ein Ausgangssignal von der Flipflop-Schaltung (13) an das Addierermittel (15) durch das Digital/Analog-Wandlermittel (14) zurückgeführt wird, um ein Impulsdichtesignal entsprechend einem gegebenen Eingangssignal auszugeben; und ferner mit dem Triggersteuermittel (100) zum Steuern des Timing eines an die Flipflop-Schaltung (13) anzulegenden Triggersignals; wobei das Triggersteuermittel (100) ein Mittel umfasst, das konfiguriert ist, um die Frequenz, bei der sich das Impulsdichtesignal ändert, durch Begrenzen des Auftretens des Triggersignals für eine vorbestimmte Zeitspanne beschränkt zu beschränken.
Wandler gemäß Anspruch 1, bei dem das Triggersteuermittel (100) umfasst: ein Mittel zum Treiben eines ersten Controllers (A) zum Erfassen einer nach oben gehenden Flanke in einem Ausgangssignal des Komparatormittels (12), um ein erstes Triggerkomponentensignal zu erzeugen; und ein Mittel zum Treiben eines zweiten Controllers (B) zum Erfassen einer nach unten gehenden Flanke in einem Ausgangssignal des Komparatormittels (12), um ein zweites Triggerkomponentensignal zu erzeugen; und ein Mittel zum Bereitstellen eines logischen ODER-Signals aus den ersten und zweiten Triggerkomponentensignalen.
Wandler gemäß Anspruch 2, bei dem der erste Controller (A) konfiguriert ist, so dass, wenn sich die Ausgabe des Komparatormittels (12) von einem Tiefpegelzustand in einen Hochpegelzustand innerhalb einer Verzögerung einer vorbestimmten Anzahl von Taktimpulsen ändert, der erste Controller (A) das erste Triggerkomponentensignal nach einer Verzögerung der vorbestimmten Anzahl von Taktimpulsen nach dem Auftreten eines vorherigen ersten Triggerkomponentensignals erzeugt; und so dass, wenn sich die Ausgabe des Komparatormittels (12) von dem Tiefpegelzustand in den Hochpegelzustand nach einer Verzögerung der vorbestimmten Anzahl von Taktimpulsen ändert, der erste Controller (A) das erste Triggerkomponentensignal mit einem Timing eines Taktimpulses direkt nach der Änderung erzeugt.
Wandler gemäß Anspruch 2, bei dem der zweite Controller (B) konfiguriert ist, so dass, wenn sich die Ausgabe des Komparatormittels (12) von einem Hochpegelzustand in einen Tiefpegelzustand innerhalb einer Verzögerung einer vorbestimmten Anzahl von Taktimpulsen ändert, der zweite Controller (B) das zweite Triggerkomponentensignal nach einer Verzögerung der vorbestimmten Anzahl von Taktimpulsen nach dem Auftreten eines vorherigen zweiten Triggerkomponentensignals erzeugt; und so dass, wenn sich die Ausgabe des Komparatormittels (12) von dem Hochpegelzustand in den Tiefpegelzustand nach einer Verzögerung der vorbestimmten Anzahl von Taktimpulsen ändert, der zweite Controller (B) das zweite Triggerkomponentensignal mit einem Timing eines Taktimpulses direkt nach der Änderung erzeugt.
Wandler gemäß Anspruch 2, bei dem der zweite Controller (B) konfiguriert ist, um ein Invertermittel (102) zu umfassen, das mit einer Schaltung verbunden ist, die die gleiche Konfiguration wie der erste Controller (A) aufweist.
Wandler gemäß Anspruch 1, bei dem das Triggersteuermittel (100) konfiguriert ist, um einen Doppelintegrator-Sigma-Delta-Analog/Digital-Wandler bereitzustellen.