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GEBIET DER ERFINDUNG
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Die
Erfindung betrifft die Erfassung oder Messung einer elektrischen
Kapazität
und insbesondere die Erfassung einer Annäherung eines Objekts an eine
Erfassungsplatte oder eines Kontakts desselben mit einer Erfassungsplatte,
welche mit einem Kapazitätsmeßschaltkreis
verbunden ist.
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HINTERGRUNDINFORMATION
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In
seinem
US-Patent 5,730,165 lehrt
der Erfinder einen kapazitiven Feldsensor, welcher eine einzelne
Kopplungsplatte verwendet, und ein Verfahren zum Erfassen einer Änderung
der Kapazität
der Kopplungsplatte, Cx, gegenüber
der Masse. Die Vorrichtung, welche in
US
5,730,165 gelehrt wird, weist Impulsschaltkreise zum Laden
der Kopplungsplatte auf und zum nachfolgenden Übertragen der Ladung von der
Platte in einen Ladungsdetektor, der ein Abtastkondensator, Cs,
sein kann. Der Übertragungsvorgang
wird mit Hilfe eines Übertragungsschalters ausgeführt, der
elektrisch zwischen die Kopplungsplatte und den Ladungsdetektor
geschaltet ist.
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In
US 4,806,846 lehrt Kerber
einen Impulsschaltkreis zum Messen einer unbekannten Kapazität. Seine
Anordnung ist durch das sorgfältige
Ausschalten von Effekten von Streukapazitäten, wie z. B. einer Kapazität gegen
Masse, gekennzeichnet. Kerber verwendet zwei getaktete Schalter
und einen Pufferverstärker,
um den zu testenden Kondensator zu laden und zu entladen.
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KURZE ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Es
ist die Aufgabe der Erfindung ein Verfahren zum Messen eines absoluten
oder relativen Werts der Kapazität
eines Kondensators oder eines anderen Elements, welches die elektrische
Eigenschaft einer Kapazität
aufweist, bereitzustellen, sowie zum Messen von Veränderungen
in einem kapazitiven Wert. In vielen interessierenden Verwendungen
wird eine Veränderung
der Kapazität
einer Sensorplatte gegen Masse gemessen, und ein Steuerausgang wird
als Reaktion auf die Änderung
erzeugt.
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Gemäß einem
ersten Aspekt der Erfindung wird ein Verfahren zum Messen einer
Kapazität
einer Platte bereitgestellt, die mit einem nahen von zwei Anschlüssen eines
Probekondensators verbunden ist, wobei der andere der zwei Anschlüsse des
Probekondensators von der Platte entfernt angeordnet ist, wobei
das Verfahren folgende Schritte aufweist:
- a)
Schließen
sowohl eines ersten Schalters als auch eines zweiten Schalters,
wobei der erste Schalter, wenn er geschlossen ist, einen ersten der
zwei Anschlüsse
des Probekondensators mit einer ersten vorbestimmten Spannung verbindet, der
zweite Schalter, wenn er geschlossen ist, den entfernten Anschluß des Probekondensators
mit dessen nahem Anschluß verbindet;
- b) Öffnen
sowohl des ersten als auch des zweiten Schalters;
- c) Schließen
eines dritten Schalters, um den zweiten der zwei Anschlüsse des
Probekondensators mit einer zweiten vorbestimmten Spannung zu verbinden;
- d) Warten eine vorbestimmte Zeit lang, dann Öffnen des dritten Schalters;
- e) Schließen
des ersten Schalters, um dadurch den ersten Anschluß mit der
ersten vorbestimmten Spannung zu verbinden; und
- f) Messen einer Spannung an dem zweiten der zwei Anschlüsse des
Probekondensators in Bezug auf eine Bezugsgröße, wobei die Spannung für die Kapazität der Platte
repräsentativ
ist.
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Gemäß einem
zweiten Aspekt der Erfindung wird ein Verfahren bereitgestellt zum
Messen einer Kapazität
gegen eine elektrische Masse einer Platte, die mit einem ersten
Anschluß eines
Probekondensators verbunden ist, der zwei Anschlüsse hat, wobei der erste Anschluß mit der
elektrischen Masse verbunden ist, wenn ein erstes Schaltelement,
welches mit diesem verbunden ist, geschlossen ist; der zweite Anschluß mit der
Masse verbunden ist, wenn ein zweites Schaltelement, welches mit
diesem verbunden ist, geschlossen ist, wobei der zweite Anschluß mit der
Speisespannung verbunden ist, wenn ein drittes Schaltelement, welches
mit diesem verbunden ist, geschlossen ist; wobei das Verfahren folgende Schritte
aufweist:
- a) Zurücksetzen des Probekondensators
durch Schließen
des ersten und zweiten Schaltelements und dadurch Verbinden sowohl
des ersten als auch des zweiten Anschlusses mit der Masse;
- b) Öffnen
des ersten und des zweiten Schaltelements;
- c) Laden des Probekondensators durch Schließen des dritten Schaltelements,
um den zweiten Anschluß des
Probekondensators mit der Speisespannung zu verbinden, Warten eine
Zeit lang, die eine vorbestimmte Dauer hat, und danach Öffnen des
dritten Schaltelements;
- d) Schließen
des ersten Schaltelements, um den ersten Anschluß mit der elektrischen Masse
zu verbinden; und
- e) Messen einer Spannung an dem zweiten Anschluß des Probekondensators
bezüglich
eines Referenzpotentials.
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Gemäß einem
dritten Aspekt der Erfindung wird ein Verfahren bereitgestellt zum
Messen einer Kapazität
gegen eine elektrische Masse einer Platte, die mit einem ersten
Anschluß eines
Probekondensators verbunden ist, welcher zwei Anschlüsse hat, wobei
der erste Anschluß mit
einer Speisespannung verbunden ist, wenn ein erstes Schaltelement,
welches mit diesem verbunden ist, geschlossen wird; wobei der zweite
Anschluß mit
der Speisespannung verbunden ist, wenn ein zweites Schaltelement,
welches mit diesem verbunden ist, geschlossen wird, wobei der zweite
Anschluß mit
der elektrischen Masse verbunden ist, wenn ein drittes Schaltelement, welches
mit diesem verbunden ist, geschlossen wird; wobei das Verfahren
die Schritte aufweist:
- a) Zurücksetzen
des Probekondensators durch Schließen der ersten und zweiten
Schaltelemente und dadurch Verbinden sowohl des ersten als auch
des zweiten Schaltelements mit der Speisespannung;
- b) Öffnen
der ersten und der zweiten Schaltelemente;
- c) Aufladen des Probekondensators durch Schließen des
ersten Schaltelements, um den ersten Anschluß des Probekondensators mit
der Speisespannung zu verbinden, warten über ein Intervall, welches
eine vorbestimmte Dauer hat und danach Öffnen des ersten Schaltelements;
- d) Schließen
des dritten Schaltelements, um den zweiten Anschluß mit der
elektrischen Masse zu verbinden; und
- e) Messen einer Spannung an dem ersten Anschluß des Probekondensators
in Bezug auf ein Referenzpotential.
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Ein
Merkmal einiger Ausführungsformen
der Erfindung ist die Bereitstellung eines neuen Impulsschaltkreisverfahrens
zum Messen einer Kapazität gegen
Masse, wobei der Schaltkreis eine Mehrzahl von elektrischen Schaltelementen
aufweist, wobei eine Seite jedes dieser Elemente elektrisch entweder mit
einer Energieversorgungsspannung oder mit einem Massepunkt des Schaltkreises
verbunden ist. Diese Schaltkreisanordnung ist kompatibler zu einem erhältlichen
integrierten Schaltkreisdesign und den Herstellungspraktiken als
die Impulsschaltkreise aus dem Stand der Technik, die im allgemeinen
eine Seite mindestens eines Schaltelements hatten, die potentialfrei
war. Diese verbesserten Anordnungen liefern dadurch eine überlegene
Leistungsfähigkeit
bei niedrigeren Herstellungskosten.
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Ein
weiterer Aspekt der Erfindung ist, daß sie ein Verfahren für Mittel
zur Erfassung einer Annäherung
bereitstellen kann, die nur zwei elektrische Kabel haben, die es
mit einer Hauptvorrichtung verbinden. Diese Erfassungsmittel können direkt
einen magnetischen Reed-Schalter oder einen mechanischen Schalter,
der zwei Kontakte und zwei Verbindungsdrähte aufweist, ersetzen.
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Ein
weiterer Vorteil einiger Ausführungsformen
der Erfindung ist die Fähigkeit,
Veränderungen in
der Umgebung, wie z. B. eine Signaldrift oder fehlerhafte „hängengebliebene
Sensor”-Bedingungen zu kompensieren.
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Ein
weiterer Vorteil von einigen Ausführungsformen der Erfindung
ist, daß sie
ein Verfahren für
einen kleinen, preiswerten „Piepser”-Schalter
bereitstellt, der einen hörbaren
Ausgang hat, als Reaktion auf eine Berührung durch einen Benutzer
und der nicht mehr Raum einnimmt als ein konventioneller leiser
Schalter.
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Obwohl
anzunehmen ist, daß die
vorangegangene Aufzählung
von Merkmalen und Vorteilen für
einen Fachmann, der lernen möchte,
wie die Erfindung praktiziert werden kann, nützlich ist, wird man erkennen,
daß nicht
beabsichtigt ist, daß die
vorangegangene Aufzählung
alle Merkmale und Vorzüge auflistet.
Vielmehr wird man bemerken, daß verschiedene
Ausführungsformen
der Erfindung verschiedene Kombinationen der zuvor dargelegten Merkmale und
Vorzüge
der Erfindungen bereitstellen können und
daß weniger
als alle der vorgetragenen Merkmale und Vorzüge von einigen Ausführungsformen
bereitgestellt werden.
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KURZE BESCHREIBUNG DER VERSCHIEDENEN ANSICHTEN
DER ZEICHNUNG
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1 ist
ein schematisches Blockschaltkreisdiagramm, das eine Schaltung zur
Implementierung der Erfindung zeigt, die drei Schalter verwendet.
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2 ist
eine Schalttabelle, welche die Schaltsequenz der drei Schalter aus 1 darstellt.
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3 ist
ein schematisches Schaltkreisdiagramm, das eine Neuanordnung des
Schaltkreises aus 1 abbildet.
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4 ist
eine Darstellung einer Spannung über
Cs als eine Funktion der Anzahl der Zyklen während eines Betriebs im Signalfolgemodus.
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5 ist
ein schematisches Schaltkreisdiagramm, das einen Schaltkreis darstellt,
der eine Topologie analog zu der in 1 dargestellten
aufweist.
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6 ist
eine Schalttabelle, welche die Schaltsequenz der drei Schalter aus 5 beschreibt.
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7 ist
ein schematisches Schaltkreisdiagramm, das eine Neuanordnung der
Schalter aus 1 darstellt.
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8 ist
eine Schalttabelle entsprechend der Schalteranordnung aus 7.
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9 ist
ein schematisches Schaltkreisdiagramm, das eine Neuanordnung der
Schalter aus 5 darstellt.
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10 ist
eine Schalttabelle entsprechend der Schalteranordnung aus 9.
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11 ist
ein schematisches Schaltkreisdiagramm, das eine Schalteranordnung
darstellt, die die Funktionen der Anordnungen, die in 7 und 9 dargestellt
sind, bereitstellt und durch Rückschluß die in 1 und 5 dargestellten.
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12 ist
eine Schalttabelle entsprechend der Schalteranordnung aus 11,
wobei die abgebildete Sequenz die Funktionalität aus 7 in Bezug
auf Cx2 und die Funktionalität
aus 9 mit Bezug auf Cx1 bereitstellt.
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13 ist
eine Schalttabelle entsprechend der Schalteranordnung aus 11,
wobei die abgebildete Sequenz die Funktionalität aus 9 in Bezug
auf Cx2 und die Funktionalität
aus 7 mit Bezug auf Cx1 bereitstellt.
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14 ist
ein schematisches Schaltkreisdiagramm ähnlich zu dem aus 11,
worin aber ein Widerstand über
Cs angeordnet ist und der Sensor in einem kontinuierlichen („CW”) Modus
im Gegensatz zu einem Impulsmodus betrieben wird.
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15 ist
ein schematisches Blockdiagramm einer Schaltung zur Ausführung der
Erfindung, wobei Cs ein Teil eines piezoelektrischen Wandlers ist,
wodurch ein Berührungsschalter
bereitgestellt wird, der einen hörbaren
Piepser aufweist.
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16 ist
ein Flußdiagramm,
das den Betrieb des Schaltkreises aus 15 darstellt.
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17 ist
ein schematisches Schaltkreisdiagramm, das einen Sensor zum Ausführen der
Erfindung darstellt, wobei Ladungslöschmittel eingebaut sind.
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18 ist
eine Schalttabelle, die eine mögliche
Sequenz zum Einfügen
einer Ladungslöschung in
den Schaltkreis aus 17 darstellt.
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19 ist
ein schematisches Blockdiagramm, das eine Zweikabelkonfiguration
des Sensors zeigt.
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20 ist
eine schematische Ansicht, die einen Sensor zum Ausführen der
Erfindung darstellt, der verwendet wird, um den Stand einer Flüssigkeit
in einem Glas- oder Plastiktank zu überwachen.
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GLOSSAR VON AUSDRÜCKEN
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Die
Symbole und Ausdrücke,
die hierin verwendet werden, sind wie folgt definiert, wenn nicht
in einem bestimmten Zusammenhang anderweitig gesondert darauf hingewiesen
wird:
- Sensor
- Ein Schaltkreis zum
Messen der absoluten oder relativen Kapazität entweder eines Kondensators mit
zwei Anschlüssen
oder einer Meßplatte
im freien Raum und zum Bereitstellen als ein Ausgang, eine Messung
der Kapazität
in einer brauchbaren Form. Eine Vorrichtung, welche nur in der Lage
ist, einen „erfaßt”-Ausgang
mit einem einzelnen Bit mit Schwellenwert zu erzeugen, wird zum
Zweck dieser Offenbarung auch als „Sensor” betrachtet.
- Erfassung
- Die Erfassung der
Kapazität
mit Hilfe eines Sensors. Von besonderem Interesse für die Erfindung ist
die Erfassung einer „auf
Masse bezogenen Kapazität”, die sich auf
die Kapazität
einer Meßplatte gegen
irgendein Objekt in der Umgebung davon bezieht.
- Cx
- Eine unbekannte Kapazität, die von
dem Sensor gemessen werden soll. Cx kann entweder ein Kondensator
mit zwei Anschlüssen
oder eine Meßplatte
im freien Raum sein. Mehrere unbekannte Kapazitäten werden als Cx1, Cx2 etc.
bezeichnet.
- Cs
- Ein Probekondensator,
der einen festen Wert hat, welcher normalerweise viel größer als
der Wert von Cx ist. Einer der beiden Anschlüsse von Cs, nachfolgend als naher
Anschluß bezeichnet,
ist mit Cx verbunden. Der zweite Anschluß von Cs wird manchmal nachfolgend
als der ferne Anschluß bezeichnet.
Die Spannung über
Cs wird als ein Anzeichen für
den Wert von Cx verwendet.
- Schalter
- Ein elektronisch gesteuerter Schalter,
der ein bipolarer oder ein Feldeffekttransistor („FET”), ein
Relais, eine optoelektronische Vorrichtung oder ein ähnlicher
Schaltkreis sein kann.
- Nähe
- Ein Ereignis oder
Umstände,
die zu einer meßbaren
Kapazität oder
einer meßbaren Änderung einer
Kapazität
führen.
Spezielle Beispiele, die nachfolgend bereitgestellt werden, sind
oft auf die physikalische Nähe
eines Benutzers zu einer Meßplatte
bezogen.
- Q
- Das Symbol der fundamentalen Einheit
der Ladung, ausgedrückt in
Coulombs.
- QT
- (Auch als Ladungstransfer
bezeichnet.) Ein Verfahren zum Erfassen einer Kapazität durch Übertragen
einer elektrischen Ladung auf eine gesteuerte Weise durch Verwendung
einer oder mehrerer Schaltelemente, die vorzugsweise FETs sind.
- Signalfolge
- Eine endliche, diskrete
Anzahl von QT-Zyklen, die verwendet werden, um Ladung auf Cs anzusammeln,
wobei die angesammelte Ladung repräsentativ für den Wert von Cx ist. Der
Signalfolgebetrieb unterscheidet sich von kontinuierlichen QT-Zyklen.
- Meßschaltkreis
- Ein Spannungserfassungsmittel, das
eine Spannung auf Cs mißt und
die Spannung in eine andere Form überträgt. Ein „Meßschaltkreis” kann ein
Analog-Digital-Wandler („ADC”) sein,
ein einfacher Spannungskomparator (der als ein ADC betrachtet werden
kann, der nur ein einzelnes Ausgangsbit hat), eine analoge Puffer-
oder Verstärkerkette
etc., wobei alle diese aus dem Stand der Technik bekannt sind. In
einigen der Figuren ist dieses Element als ein Block angedeutet, der
mit „MSMT
CKT” bezeichnet ist.
- Steuerung
- Ein Steuerungsmittel,
das einen Schaltkreis oder ein System aufweist, das in der Lage
ist, digitale Steuerungssignale zu erzeugen. Die Steuerung kann
den Sensor (einschließlich
einer Steuerung der Schaltelemente darin) und den Meßschaltkreis
steuern, und sie kann, wenn notwendig, einen Entscheidungsausgang
erzeugen. Die Steuerung weist vorzugsweise digitale Logikmittel, wie
z. B. eine zufällige
Logik, eine Zustandsmaschine oder einen Mikroprozessor auf.
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DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
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Wendet
man sich nun 1 zu, so findet man eine schematische
Darstellung einer Schaltung für
eine erste Ausführungsform
der Erfindung 10. In dem in 1 dargestellten
Schaltkreis wird ein erstes Schaltelement, S1, verwendet, um während Schritt
C (wie in der Tabelle aus 2 zusammengefaßt) eine
elektrische Ladung durch sowohl einen Probekondensator, Cs, als
auch eine zu messende Kapazität,
Cx, zu treiben. Dies beläßt Restladungen auf
sowohl Cs als auch auf Cx, nachdem S1 in Schritt D aus 2 öffnet. Das
Kirchhoff'sche Stromgesetz und
das Prinzip der Ladungserhaltung schreibt vor, daß diese
Ladungen, Qx und Qs, gleich groß sind. Jedoch,
da Cs >> Cx, findet man eine
größere Restspannung
an Cx, und umgekehrt wird eine niedrigere Spannung an Cs gemessen. 3 enthüllt, daß die Anordnung
aus 1 als ein kapazitiver Spannungsteiler betrachtet
werden kann, wenn man das Schließen von S1 in Schritt C aus 2 betrachtet.
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In 1 sowie
in einigen anderen Figuren der Zeichnung ist eine Meßplatte 13 explizit
dargestellt, um zu zeigen, daß bei
vielen Verwendungen der Erfindung die Anwesenheit oder Bewegung
eines Objekts, das nicht Teil der Vorrichtung der Erfindung ist,
durch eine kapazitive Messung erfaßt werden kann. Obwohl die
Zeichnung manchmal sowohl eine Meßplatte 13 als auch
eine unbekannte Kapazität, Cx,
zeigt, ist es für
Fachleute offensichtlich, daß in diesen
Darstellungen Cx die Kapazität
der Meßplatte 13 gegen
den freien Raum oder gegen eine elektrische Masse ist.
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Wieder
gemäß der Abbildung
aus 1 wird ein zweites Schaltelement, S2, verwendet,
um die Spannung und Ladung auf Cs zu löschen und auch um die Messung
von Vcs, der Spannung über
Cs, zu ermöglichen.
Man wird bemerken, daß die
Verwendung von S2 es S1 erlaubt, zyklisch wiederholt zu werden,
um die Ladung auf Cs aufzubauen. Dies liefert einen größeren meßbaren Spannungswert
und eine größere Genauigkeit,
wodurch die Meßverstärkung oder
Sensitivität
ohne die Verwendung von aktiven Verstärkern erhöht wird. Ein drittes Schaltelement,
S3, funktioniert als ein Rücksetzschalter
und wird verwendet, um die Ladung auf Cs vor dem Beginn eines QT-Impulses
wie unten beschrieben zurückzusetzen.
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Ein
bevorzugter Steuerschaltkreis 12 aus 1 steuert
die Schaltsequenz und auch den Betrieb des Meßschaltkreises 14.
Ein Signalverarbeitungsmodul, angedeutet als Block 16,
kann erforderlich sein, um einen Ausgang des Meßschaltkreises in eine verwendbare
Form zu übersetzen.
Zum Beispiel kann dies das Konvertieren von Zählungen der Zyklen in eine
binäre
Darstellung der Signalstärke
beinhalten. Der Signalverarbeitungsblock 16 kann auch andere
lineare Signalverarbeitungselemente, wie z. B. Filter und/oder nichtlineare
Funktionen, wie z. B. Schwellenwertvergleiche, wie an anderer Stelle
hierin beschrieben, aufweisen, um einen für eine beabsichtigte Anwendung
geeigneten Ausgang bereitzustellen. Obwohl der Steuerschaltkreis 12 und
Verarbeitungsschaltkreis 16 nur in 1 dargestellt
sind, ist es für
Fachleute klar, daß solche
Schaltkreiselemente mit den Schaltkreisen, die anderswo in der Zeichnung
dargestellt sind, verwendet werden (z. B. wie durch den fetten Ausgangspfeil
von dem MSMT CKT angedeutet), aber diese Elemente wurden im Interesse
der Klarheit der Darstellung weggelassen.
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Die
Tabelle aus 2 zeigt die Schaltsequenz, welche
in einer Implementierung benötigt wird,
die den Schaltkreis aus 1 verwendet. Zuerst werden in
Schritt A die Schaltelemente S2 und S3, welche zuvor in ihren entsprechenden
offenen Zuständen
waren, geschlossen, um Ladungen auf Cs und Cx zu löschen. Nach
einer geeigneten Pause in Schritt A wird S1 geschlossen, um Ladungen
durch Cs und Cx (Schritt C) zu treiben. Der resultierende erste
Spannungsanstieg über
Cs wird durch die kapazitive Teilergleichung beschrieben: ΔVcs(1)
= VrCx/(Cs + Cx), (Gleichung 1) wobei
Vr die Referenzspannung ist, die mit S1
verbunden ist.
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In
Schritt E der Tabelle in 2 ist S2 geschlossen und ΔVcs erscheint
als ein auf Masse bezogenes Signal an dem positiven, entfernten
Anschluß von
Cs. Die Totzeitschritte B und D werden verwendet, um eine Überkreuzleitung
des Schalters zu verhindern, welche die auf Cs aufgebaute Ladung abbauen
würde.
Die Totzeit kann ziemlich kurz sein, wenige Nanosekunden betragen
oder länger,
wenn gewünscht.
Schritte B bis E können
auf eine schleifenförmigen
Weise wiederholt werden, um eine „Signalfolge” von QT-Zyklen
zu liefern. Nach einer geeigneten QT-Signalfolgelänge wird
der QT-Zyklus beendet und Vcs wird in Schritt F in der zuvor beschriebenen
Weise gemessen, vielleicht durch einen ADC, wobei S2 geschlossen
ist und die anderen Schalter offen sind. Nach der Messung von Vcs
kann S3 auch geschlossen werden, um Cs als Vorbereitung für die nächste QT-Signalfolge zurückzusetzen.
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In
einer alternativen Ausführungsform
sind die Schritte E und F aus 2 kombiniert,
so daß eine
Messung bei jedem QT-Zyklus durchgeführt wird. Diese Schaltsequenzvariation
ist auch auf alle Varianten des Schaltkreises, die unten in Verbindung mit
den verbleibenden Figuren diskutiert werden, anwendbar. Durch Kombinieren
der Schritte E und F, die funktional identisch sind, kann der Meßschaltkreis
so gemacht werden, daß er
aus einem einfachen Spannungskomparator mit einer festen Referenz
besteht. In solchen Fällen
wird der schleifenförmige
Betrieb der QT-Zyklen beendet, wenn der Spannungsvergleich anzeigt,
daß Vcs über einen
vorbestimmten Schwellenwert gestiegen ist. Die Anzahl von Zyklen,
die benötigt
werden, um diesen Punkt zu erreichen, wird der Meßwert des
Signals. Dieses Verfahren wird nachfolgend detaillierter beschrieben.
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Während der
Schleifenwiederholung der Schritte B bis E aus 2 baut
sich eine Spannung auf Cs, aber nicht auf Cx auf. Cx wird in Schritt
E kontinuierlich entladen, und daher kann Cx keinen zunehmenden
Betrag an Ladung aufbauen. Jedoch sammelt Cs unbehindert Ladung
an, so daß die
resultierende zunehmende Spannung von der Differenz zwischen den
Spannungen Vr und Vcs wie folgt abhängt: ΔVcs(n)
= K(Vr – Vcs(n – 1)), (Gleichung 2) wobei
Vr eine Speisespannung ist, die eine feste
Referenzspannung sein kann;
n die Anzahl der QT-Zyklen ist;
und K = Cx/(Cs + Cx).
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Die
endgültige
Spannung über
Vcs ist gleich der Summe des ersten Werts von Vcs plus alle nachfolgenden
Werte von ΔVcs.
Dieser ist: Vcs(N) = ΔVcs(1) + ΔVcs(2) + ΔVcs(3) +
... ΔVcs(N) (Gleichung 3) oder Vcs(N) = ΣΔVcs(n) =
KΣ(ΔVr – Vcs(n – 1)), (Gleichung 4) wobei
die Summe über
den Bereich von n = 1 bis n = N läuft.
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Während jedes
QT-Zyklus ist die zusätzliche stufenweise
Spannung an Vcs geringer als die Stufe von dem vorhergehenden Zyklus,
und der Spannungsaufbau kann als eine begrenzte Expotentialfunktion
beschrieben werden: V(N) = Vr – Vre–dn, (Gleichung 5) wobei
d ein Zeitskalierungsfaktor, wie in 4 gezeigt,
ist.
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In
der Praxis wird eine Signalfolge beendet, rechtzeitig bevor Vcs
so ansteigt, daß sie
in etwa gleich groß ist
wie Vr. In der Tat kann die Linearität für die meisten Anwendungen akzeptabel
sein, wenn der Anstieg in Vcs auf < 10%
von Vr begrenzt ist. Für einfache
Anwendungen zur Erfassung eines Grenzwertes kann es Vcs ermöglicht sein,
auf Kosten eines zunehmend verschlechterten Signal-zu-Rausch-Verhältnisses
in der Schwellenwertvergleichsfunktion höher anzusteigen.
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Die
QT-Signalfolge kann beendet werden nach einer festen oder einer
variablen Anzahl von Zyklen. Wenn eine feste Anzahl verwendet wird,
sollte der Meßschaltkreis
in der Lage sein, kontinuierliche Signale, ganz ähnlich eines ADC oder eines
Analogverstärkers,
zu repräsentieren.
Wenn eine variable Signalfolgelänge
verwendet wird, kann ein einfacher Komparator mit einer festen Referenz
für den
Meßschaltkreis
verwendet werden, und die Länge
der benötigten
Signalfolge ist die, bei der Vcs auf einen Wert angestiegen ist,
bei dem sie gleich der Vergleichsspannung ist. Die Pulssequenz kann über die benötigte Anzahl
hinaus fortgesetzt werden, aber die zusätzlichen QT-Zyklen sind überflüssig. Eine
Zählung
der QT-Zyklen, die benötigt
werden, um die Vergleichsspannung zu erreichen, ist das Ausgangsergebnis,
und für
alle praktischen Zwecke ist es von einem ADC-Ergebnis ununterscheidbar.
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Es
ist anzumerken, daß in 1 die
Spannungsmeßmittel 14 mit
der (+) entfernten Seite von Cs verbunden sind und das Meßergebnis
genommen wird, wenn S2 geschlossen ist. Obwohl die (+)-Seite von
Cs der vorteilhafteste Meßpunkt
für ein
Signal mit Massenreferenz ist, ist es auch möglich, Vcs auf der (–) nahen
Seite von Cs zu messen, durch Geschlossenhalten von S1 anstelle
von S2. Das Auslesen wird dann auf Vr bezogen anstatt auf eine Massenreferenz,
was die meisten Konstrukteure als allgemein schlechter aber immer
noch möglich
betrachten. In jedem Fall ist die durchgeführte Messung der de facto-Wert
von Vcs. Ob das Auslesen mit Bezug auf Masse oder Vr durchgeführt wird,
ist irrelevant für
die Erfindung, was wichtig ist, ist die differentielle Spannung über Cs.
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Eine
Schalteranordnung ähnlich
zu der 1 ist in 5 dargestellt,
wo die Verbindungen zu Vr und der Massenspannungen vertauscht sind. Wie
in der entsprechenden Schalttabelle aus 6 dargestellt,
sind die Ladungs- und Transferoperationen in zwei unterscheidbare
Schritte C und D aufgeteilt, während
sie in dem Schaltkreis aus 1 in einem
einzelnen Schritt (2 mit C bezeichnet) kombiniert
waren. Der Schaltkreis aus 5 lädt zunächst Cx
auf Vr, aber die Ladung auf Cx wird nicht auf Cs übertragen,
bevor S1 schließt.
Entsprechend ist die Schaltsequenz von der verschieden, die für den Schaltkreis
aus 1 verwendet wird, aber der Schleifenprozeß, um eine
QT-Signalfolge zu erzeugen, erfordert die gleiche Anzahl an Schritten.
Auch erhalten die QT-Gleichungen (Gleichung 1) bis (Gleichung 5)
exakt das Gleiche für
den Schaltkreis aus 5 wie für den aus 1.
Man beachte, daß der Meßschaltkreis 14,
der in 5 dargestellt ist, die Spannung auf der (+)-Seite
von Cs überwacht.
Dies ist der vorteilhafteste Ort, um einen auf Masse bezogenen Meßwert von
Cs zu messen. Darüber
hinaus kann eine Messung auch auf dem (–) entfernten Anschluß von Cs
durch Geschlossenhalten von S2 während
der Messung durchgeführt
werden. Die oben in Bezug auf 1 gemachten
Kommentare sind auf diese Messungen auch anwendbar.
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7 zeigt
eine Variation des Schaltkreises aus 1, die identisch
in Bezug auf die Form ist, und sie zeigt, daß der Schaltkreis aus 1 leicht modifiziert
werden kann, ohne seinen Zweck oder seine Funktion zu verändern. In 7 ist
der Rücksetzschalter
S3, zu welchem der Probekondensator Cs aus 1 parallel
geschaltet war, nun ein Schalter mit Massenreferenz. Das Zurücksetzen
von Cs, wie in der entsprechenden Schalttabelle aus 8 dargestellt,
wird durch Geschlossenhalten von sowohl S2 als auch S3 erreicht,
wodurch beide Enden von Cs mit Masse kurzgeschlossen werden. Das Endergebnis
ist in allen Bereichen absolut identisch mit dem, das durch den
Schaltkreis aus 1 bereitgestellt wird, einschließlich sogar
der benötigten Schaltsequenz.
Ein Vorteil der 7 gegenüber 1 ist, daß bei dem
Schaltkreis aus 7 eine Seite eines jeden Schaltelements
entweder mit der DC-Leistungsversorgung, Vr oder mit der Gehäusemasse 18 verbunden
ist. Das heißt,
der Schaltkreis aus 7 benötigt keinen potentialfreien
Schalter, welcher in einem integrierten CMOS Schaltkreis schwieriger
herzustellen ist als ein auf Masse oder Vr bezogener Schalter. Daher
repräsentiert 7 in den
meisten Fällen
eine bevorzugte Anordnung des Schaltkreises aus 1.
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9 verändert in ähnlicher
Weise den grundlegenden Schaltkreis aus 5 in einen
auf die Speiseschiene bezogenen Schalterschaltkreis, der gemäß der Schalttabelle,
die in 10 gezeigt ist, betrieben wird.
Der Schaltkreis aus 9 hat die gleichen Vorteile
gegenüber
dem aus 5 wie der Schaltkreis aus 7 gegenüber dem
aus 1. Daher stellt 9 eine Anordnung
dar, die gegenüber
der aus 5 in den meisten Fällen bevorzugt ist.
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Sowohl
in 7 als auch in 9 kann ein Schaltelement
S2 mit der gegenüberliegenden
Speiseschiene (Vr oder Masse) zurückverbunden sein ohne Änderung
der Funktionalität,
außer
in dem in „Zurücksetz”-Schritt.
Variationen in der Schalterkonfiguration, wie in 1 bis 5 gezeigt,
verwenden das gleiche erfinderische Betriebsprinzip, was in einer
identischen Funktionalität
resultiert, und sie liegen innerhalb des Rahmens der Erfindung,
da sie die fundamentalen Mechanismen der Erfassung und Messung nicht ändern.
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11 zeigt
eine vereinigte Version der Schaltkreise aus 7 und 9 und
durch Rückschluß der Schaltkreise
aus 1 und 5. Der Schaltkreis aus 11 kann
in verschiedenen Schaltsequenzen betrieben werden, und die Messung
kann bei jedem der Anschlüsse
des Probekondensators Cs gemacht werden. Die Schalttabellen aus 12 und 13 zeigen,
wie der Schaltkreis betrieben werden kann, um den Betrieb einer
der Schaltkreise aus 1 bis 9 zu simulieren. Wichtig
ist, daß die
Plattenkapazität,
Cx, mit jedem Ende des Probekondensators, Cs, verbunden werden kann
und der Schaltkreis immer noch funktioniert. Es ist auch möglich, zwei
Plattenlasten, Cx1 und Cx2, zu verbinden, um die Summe von beiden dieser
unbekannten Kapazitätswerte
gleichzeitig zu messen.
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Die
Tabellen aus 12 und 13 zeigen zwei
mögliche
Schaltsequenzen für
den Schaltkreis aus 11. Die Funktion eines jeden
Schalterzustands in Bezug auf Cx1 und Cx2 ist in den beiden rechten
Spalten jeder Tabelle gezeigt. Wie man sehen kann, kann die Funktion
jedes Schalterzustands in Abhängigkeit
von der Position der Last, Cx, unterschiedlich sein. Wenn sowohl
Cx1 als auch Cx2 vorhanden sind, gelten beide Sätze von Funktionen gleichzeitig
in Bezug auf das entsprechende Cx. Die Schritte G und G' aus 12 und 13 stellen
zwei unterschiedliche Arten zum Messen der Ladung in Abhängigkeit
davon dar, ob die Spannungsmessungsmittel 14 wie durch
den Block, der mit MSMT CKT1 bezeichnet ist, angedeutet oder wie
durch den Block, der mit MSMT CKT2 bezeichnet ist, angedeutet, verbunden
sind. Wieder ist es möglich,
die Messungsfunktion, die in G oder G' spezifiziert ist, mit einem vorhergehenden
Schritt zu kombinieren und einen einfachen Spannungskomparatorschaltkreis
zusammen mit Mitteln zum Zählen
der Zyklen zu verwenden, um einen Wert, der für Cx repräsentativ ist, zu erzeugen,
wie zuvor in Verbindung mit 1 erklärt wurde.
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Verschiedene
Variationen der Schaltsequenz aus 11 sind
zulässig
und fallen in den Rahmen der Erfindung. Die erfinderischen Aspekte aller 1 bis 11 weisen
die Fähigkeit
auf, einen Ladungstransfer durch die Verwendung einer Mehrzahl von
Schaltern zu messen, wobei keiner davon zwischen dem Probekondensator,
Cs, und der unbekannten Kapazität,
Cx, angeordnet ist. Vielmehr sind alle der oben diskutierten Schaltkreise
austauschbar zur Verwendung sich wiederholender QT-Zyklen, um Ladung
innerhalb von Cs anzusammeln, wobei sie daher die verwendbare Verstärkung, Auflösung und die
intrinsische Fähigkeit
zum Filtern von Rauschen (über
den inhärenten
Mechanismus der Ladungsmittelung innerhalb von Cs während der
Signalfolge) erhöhen.
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7 und 9 und
durch Rückschluß 1 und 5 können als
abgespeckte Versionen des Schaltkreises aus 11 betrachtet
werden, d. h. Versionen, bei denen einfach die entsprechenden nicht
verwendeten Schalter entfernt wurden. Beispiele für überflüssige Schaltelemente
umfassen den Schalter, der mit S1 bezeichnet ist, in der Schaltsequenz
aus 13 und den mit S3 bezeichneten Schalter in der
Schaltsequenz aus 12. Zusammengefaßt sind
alle 1 bis 9 Teilsätze des Schaltkreises aus 11.
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Wendet
man sich nun 14 zu, so findet man eine Variation
von 11, die einen parallel geschalteten Widerstand,
der mit Rs bezeichnet ist, verwendet, welcher elektrisch über den
Probekondensator, Cs, verbunden ist. In diesem Fall müssen die Schalter
für einen
längeren
Zeitraum zyklisch betrieben werden oder etwa kontinuierlich, um
eine stabile Spannung über
Cs zu entwickeln, die repräsentativ für den Wert
von Cx ist. In diesem Schaltkreis ist die mittlere Spannung im stationären Zustand,
die über Rs
entwickelt wird, gegeben durch: VRS = fVrCxRs, (Gleichung 6) wobei
VRS << Vr und
f die Frequenz des Schalterbetriebs ist.
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In
diesem Schaltkreis spielt Cs, anders als im QT-Betrieb mit Signalfolgemodus,
keine Rolle beim Bestimmen der Verstärkung. Hier funktioniert Cs
nur, um die Spannung Vrs mit einem Tiefpaß zu filtern. Daher muß Cs in
Bezug auf Rs so dimensioniert sein, daß die überlagerten Spannungsmodulationen über Rs ausreichend
klein werden. Die Verwendung eines Widerstands über Cs hat den Vorteil, daß das gemessene
Ergebnis von der Stabilität
des Widerstands abhängt
und nicht von der Stabilität
von Cs. Es ist im allgemeinen leichter, stabile Widerstände herzustellen als
stabile Kondensatoren, so daß einige
Kostenvorteile aus der Verwendung eines Schaltkreises wie dem in 14 abgebildeten
entstehen können.
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Jedoch
wird dieser Schaltkreis normalerweise länger benötigen, um Signale zu erfassen,
als ein „reiner” Schaltkreis
im Signalfolgemodus benötigt,
da die Spannung über
Rs asymptotisch zu einem endgültigen
Wert ansteigt. Darüber
hinaus verzögert
die Spannung über
Rs Änderungen
in Cx, eine Situation, die man in Versionen ohne Widerstand nicht
antrifft. Da längere
Signalfolgen benötigt
werden, um einen genauen Meßwert
zu erhalten, wird der Sensor im allgemeinen langsamer sein, um zu
antworten und/oder er wird mehr Leistung benötigen, um eine vorgegebene
Sensitivität
und Antwortzeit zu erhalten, verglichen mit Versionen, bei denen
Rs nicht installiert ist.
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Man
wird bemerken, daß jeder
der Schaltkreise aus 1 bis 9 auch mit
einem Widerstand über
Cs betrieben werden kann.
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Während verschiedene
kontinuierliche Kapazitätssensorkonstruktionen
in der Literatur und kommerziell erhältlich sind, leiden diese unter
den Nachteilen, daß sie
kontinuierlich Leistung benötigen,
eine langsame Antwortzeit haben und anfällig sind für Interferenz entweder von
externen Rauschquellen oder von benachbarten kapazitiven Sensoreinheiten.
Daher ist der QT-Signalfolgemodus
im allgemeinen in den meisten Anwendungen bevorzugt, aber es kann
in bestimmten Fällen
einen Grund geben, eine QT-Erfassung mit parallel geschaltetem Rs zu
implementieren. Diese geringe Modifikation liegt innerhalb des Rahmens
der Erfindung, da sie nicht den grundlegenden Mechanismus der Kapazitätserfassung,
welcher hierin beschrieben ist, verändert.
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Die
oben beschriebenen Schaltkreise können in einem Standard CMOS-Prozeß implementiert werden,
da alle Schaltelemente MOSFETs mit konventionellem Design sein können. Aufmerksamkeit sollte
einer Begrenzung der Ladungsinjektion durch die Gates der Transistoren
auf sinnvolle Werte gewidmet werden. In der Theorie kann jeder Typ
von elektrischem Schalter verwendet werden, aber elektronische Schalter
(wie z. B. MOSFETs) sind in der Praxis nahezu ideal.
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Die
Steuerelektronik 12, die verwendet wird, um die Schalter
zu bedienen, können
aus einer zufälligen
Logik hergestellt sein, die in ein Gatearray oder ähnliche
logische Einrichtungen eingebaut ist, oder sie kann als diskrete
logische Schaltkreise bereitgestellt werden. Eine getaktete Zustandsmaschinenkonstruktion
kann ebenfalls verwendet werden. Eine wichtige Implementierung weist
einen Mikrokontroller auf, um den Schalterbetrieb zu steuern. Es
ist insbesondere vorteilhaft, einen sehr schnellen Mikrokontroller
zu verwenden, der sub-Mikrosekunden Schaltzeiten erzeugen kann,
um längere
Impulsfolgen in einem kurzen Zeitabschnitt zu erzeugen. Solch ein Kontroller
kann auch das Signal messen und erfassen und eine weitere Verarbeitung
durchführen,
um den Betrieb einer Auswahl von nützlichen Vorrichtungen zu ermöglichen,
wie z. B. einen Berührungsschalter
mit einem hörbaren
Piepser oder einem Flüssigkeitstandsanzeiger.
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Da
die potentialfreien Schalter aus 1 und 5 schwieriger
in CMOS Schaltkreisen zu implementieren sind, sind die Schaltkreise
aus 7, 9, 11, 14 und 15 im
allgemeinen leichter zu implementieren und daher wünschenswerter.
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Die
Meßmittel 14 können A/D-Konverter
aufweisen, Komparatoren oder sogar den einfachen Eingang eines logischen
Gatters, welches ein mehr oder weniger fixiertes Schwellenwertniveau
aufweist. Der letztliche Signalwert kann direkt durch Auslesen des
Ausgangsergebnisses eines A/D-Konverters
abgeleitet werden oder indirekt durch Zählen der QT-Zyklen, welche
notwendig sind, damit Vcs ein bestimmtes Niveau erreicht. Der resultierende
Wert kann weiter verarbeitet werden (z. B. über Schwellenwertvergleich
oder Filtern) und als eine analoge oder digitale Darstellung des
Signalniveaus ausgegeben werden.
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Kalibration
und Schwellenwertniveaubestimmung kann durch einfaches Auslesen
des Signalniveaus während
eines vorausgesetzten ruhenden Intervalls und durch Setzen des Schwellenwertniveaus basierend
auf diesem Meßwert
erreicht werden. Der Schwellenwert kann natürlich eine feste oder proportionale
Verschiebung aufweisen. Wenn die letztere verwendet wird, kann in
einem großen
Maß eine
Insensitivität
gegen absolute Lastniveaus erreicht werden, was ein wichtiges Konstruktionsziel
in vielen Systemen ist.
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Ladungsverschiebespannung
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Es
ist möglich,
Ladungsverschiebungen bei dem Verfahren der Erfindung zu implementieren,
z. B. so, daß eine
Meßvorrichtung
größere Lasten
tolerieren kann. Das Bedürfnis
nach dieser Technik wird im Detail in meinem
US-Patent 5,730,165 beschrieben, welches
auch detailliert ein Verfahren zum Erreichen eines Ladungstransfers
im Zusammenhang mit der darin offenbarten Implementierung diskutiert.
Im Zusammenhang mit der vorliegenden Erfindung zeigen
17 und
18 eine
Version des Sensors, der ein einfaches Verfahren der negativen Ladungsverschiebung
verwendet, d. h. Ladungsaufhebung.
17 zeigt
einen dem aus
11 ähnlichen Schaltkreis, aber
mit zwei zusätzlichen
Schaltern S5 und S6. Eine beispielhafte Zeithaltungssequenz zum
Abziehen der Ladung ist in
18 gezeigt.
Während der
hinzugefügten
Schritte G und I wird der feste Kondensator Cz aufgeladen und nachfolgend
nach Cs in einer Weise so entladen, daß die Ladung auf Cs reduziert
oder verringert wird. Dies hat den Effekt, daß die Ladungsansammlung aufgrund
großer
kapazitiver Lasten aufgehoben wird, wodurch der mögliche Lastbereich
des Sensors vergrößert wird.
Die Schritte G und I werden nicht bei jedem QT-Zyklus benötigt. Diese
Schritte werden nur benötigt,
nachdem eine Anzahl von konventionellen QT-Zyklen eine beinahe überhöhte Ansammlung
von Ladung auf Cs verursacht haben. Diese zusätzlichen Schritte können innerhalb
des Ablaufs einer Signalfolge (oder alle „n”-Zyklen in dem Fall eines
kontinuierlicheren QT-Schaltkreises ähnlich dem aus
14)
oder auf Basis einer Anforderung ausgeführt werden.
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Der
Nachteil der Cz-Ladungsaufhebung ist, daß jede Cz-Aufhebung auch einen
kapazitiven Teiler während
der Zeit, in der S5 und S6 geschlossen sind, bildet. Dies wiederum
reduziert schrittweise die Verstärkung
des Systems. Jedoch erlaubt es der Schaltkreis, daß ausgedehnte
QT-Signalfolgen
auftreten, wodurch die Verstärkung
des Systems mehr als ausreichend erhöht wird, um den Verlust an
Verstärkung,
der durch die Ladungsteilung verursacht wird, zu kompensieren.
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In
Versionen des Sensors, die einen einfachen Spannungskomparator 26 verwenden
und auf das Zählen
von QT-Zyklen, bis eine Schwellenwertspannung über Cs erreicht ist, vertrauen
(z. B. wie in 15 dargestellt), ist es oft
wünschenswert,
eine positive Ladungsverschiebung zu verwenden, wenn der Betrag
an Ladung auf dem Probekondensator verändert wird, d. h. Ausführen einer
Ladungsaddition anstelle einer Ladungssubtraktion. Obwohl auf einen
ersten Blick nicht intuitiv, erlaubt die Ladungsaddition, welche
in einer frühen
Signalfolge ausgeführt wird,
eine abgeschnittene Signalfolgelänge,
während die
differentielle Sensitivität
unverändert
gelassen wird. Das Kürzen
einer Signalfolge in dieser Weise ist vom Standpunkt des Reduzierens
des Leistungsverbrauchs und des Verringerns der Antwortzeit vorteilhaft.
Um eine Ladungsaddition durchzuführen,
wird die in 18 gezeigte Sequenz wie folgt
geändert:
1) In Schritt G sind die Schalter S4 und S6 geschlossen, um Cz zu
entladen; 2) in Schritt I sind die Schalter S2 und S5 geschlossen,
wodurch Ladung von Vr durch Cz und in Cs injiziert wird. Eine Ladungsaddition kann
ausgeführt
werden vor der Signalfolge selbst, d. h. die Schritte G bis I können direkt
nach Schritt A und vor Schritt B ausgeführt werden. Nur einer oder
wenige Ladungsinjektionszyklen werden üblicherweise benötigt, um
die Spannung auf Cs auf ein Niveau gerade unterhalb des Schwellenwertvergleichsniveaus zu
bringen.
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Es
sind zahlreiche Schaltsequenzen möglich, wobei der Schaltkreis
aus 17 verwendet wird, um Ladungsverschiebungen in
Cs zu erreichen. Dies umfaßt
alle Weisen von Schaltsequenzen sowie die Verwendung von alternierenden
Techniken, wie z. B. Stromquellen, um eine vorbestimmte Ladungsverschiebung
auf dem Probekondensator bereitzustellen. Die Erfindung ist nicht
von einer spezifischen Schaltsequenz abhängig, sondern geht davon aus, daß Ladungsverschiebungen
durch zahlreiche Mittel erreicht werden können, wovon alle mehr oder
weniger gleiche Ziele und die gleiche Funktion haben.
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Ladungsaufhebung
kann auf jeden der Schaltkreise aus 1 bis 7 angewandt
werden, die durch Weglassen nicht verwendeter Schalter in 17 oder
durch Ersetzen elektrisch äquivalenter
Elemente, wie z. B. Schalter S3 in 1 und 5,
wie oben erklärt,
abgeleitet werden können.
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Berührungsschalter
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15 zeigt
den Schaltkreis aus 11, welcher als ein Annäherungsschalter
verwendet wird, der in der Lage ist, eine hörbare Rückkopplung an den Benutzer
zu geben. In diesem Fall weist der Probekondensator, Cs, einen piezoelektrischen Wandler 20 auf
(d. h. einen Audio-„Piepser”, welcher ein
hörbares
Ausgangssignal als Reaktion auf ein elektrisches AC-Signal im Audiofrequenzbereich, welches
an seinen beiden Anschlüssen
angelegt ist, abgibt), welcher eine charakteristische Kapazität typischerweise
in dem Bereich von 5 bis 30 Nanofarad aufweist. Während eines
normalen Betriebs tastet der Schaltkreis aus 15 einen
Wert von Cx (d. h. entweder Cx1 oder Cx2 oder beide) über eine
der Schaltsequenzen, welche zuvor beschrieben wurden, ab. Wenn ein
Objekt dadurch in der Nähe
einer der Platten (Cx1 oder Cx2) erfaßt wird, fährt der Schaltkreis fort, ein
Ausgangssignal auf der Ausgangsleitung 22 zu erzeugen,
und er kann auch bewirken, daß der
Audiowandler kurz piepst – z.
B. durch Verwenden der Schaltersteuerleitungen 24, so daß die Schaltelemente
S1, S2, S3 und S4 sequentiell betrieben werden, um eine Audiofrequenzspannung über den
Piepser 20 bereitzustellen. Da der Piepser 20 die
einzige externe Komponente ist, ist die Anzahl der Komponenten so
niedrig wie möglich und
Kosten und Platz sind ebenso minimiert (in dem Fall eines kleinen
piezoelektrischen Piepsers kann es sein, daß ein zusätzlicher Kondensator parallel
zu dem Piepser angeordnet werden muß, um die Gesamtkapazität, welche
für Cs
verwendet wird, „aufzufüllen”). In der
Tat ist es möglich,
die gesamte Anordnung innerhalb der Begrenzungen eines gewöhnlichen
Schaltergehäuses
unterzubringen durch Verwenden bekannter Konstruktionstechniken,
wie z. B. chip-on-board-Zusammenbau, oder durch Montage des ICs
direkt auf dem piezoelektrischen Element 20 selbst. Alternativ
kann der Schaltkreis neben einer metallischen Elektrode auf der
Innenseite einer Steuerplatine, welche aus Plastik, Holz oder einem
anderen isolierenden Material hergestellt ist, aufgenommen sein
und die Kontaktfläche
als ein Hinweis auf der Benutzerseite markiert sein. Das Erfassungsfeld wird
durch die isolierende Platine durchdringen und ein Nahfeld auf der
Benutzerseite erzeugen.
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Der
in 15 dargestellte Meßschaltkreis 14 kann
ein einfacher Spannungskomparator 26 sein, der ein festes
Schwellenwertniveau als einen seiner zwei Eingänge hat. In diesem Fall wird
das Auslesen der Signalstärke
digital erreicht durch Zählen
der Anzahl von QT-Zyklen, die benötigt werden, um genügend Spannung
auf Cs anzusammeln, so daß ein vorherbestimmter
Vergleichsschwellenwert überschritten
wird. Die Anzahl von Zyklen, die benötigt werden, um dies zu erreichen,
ist eine inverse digitale Darstellung der Kapazität – d. h.,
je niedriger die Anzahl von QT-Zyklen ist, die benötigt werden,
um den Vergleichsschwellenwert zu übersteigen, desto höher ist
die Kapazität,
welche wiederum proportional von der Annäherung abhängt. Nachdem die Kapazität auf ein
niedrigeres Niveau gefallen ist, wird das Ausgangssignal beendet.
Dieses Verfahren der Signalbestimmung ist nicht einzigartig für Berührungsschalteranwendungen
und kann für
alle Arten von anderen Anwendungen verwendet werden.
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Eine
weitere Steuerungsversion kann von einer Messung mit höherer Auflösung der
Vcs nach einer Signalfolge Gebrauch machen. In diesem Fall würde Vcs
mit einem gespeicherten Schwellenwertniveau verglichen, um eine
Erfassungsbestimmung zu machen. Der Meßschaltkreis kann auch einen ADC
oder möglicherweise
einen Spannungskomparator aufweisen, dessen sekundärer Eingang
ein variables Vergleichsniveau ist, das durch einen Algorithmus
gesteuert wird, so daß ein
schrittweiser Annäherungskonverter
gebildet wird.
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In
einer bevorzugten Ausführungsform
kann die Steuerung die Schalter S1, S2, S3, S4 bei einer geeigneten
Audiotreiberfrequenz zyklisch betreiben, um den Piepser für die Dauer
eines momentanen „Pieps”, z. B.
bei 4 kHz, einer üblichen
Resonanzfrequenz von Audiopiepsern, zu betreiben. Der kapazitive
Signalaufnahmeprozeß sollte
bei einer höheren Frequenz
erfolgen, die oberhalb des Bereichs der Resonanz liegt, so daß sie nicht
hörbar
ist. In jedem Fall ist die differentielle Spannung, die über Cs während die
Signalerfassung angelegt ist, in der Größenordnung von Millivolt, so
daß sie
sogar wenn die Erfassung in dem akustischen Bereich des Piepsers stattfindet,
kaum hörbar
wäre. Darüber hinaus
ist es für
Fachleute offensichtlich, daß andere
bekannte Treibermittel, wie z. B. eine Audiofrequenz AC-Spannungsquelle,
welche von der Steuerung gesteuert wird, verwendet werden können, um
den Audioausgang zu erzeugen.
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16 zeigt
ein Beispiel eines möglichen Flußdiagramms
für die
Steuerlogik oder den Mikrokontroller 28, die in der in 15 dargestellten
Anordnung verwendet werden. Im Zustand 1 wird die Vorrichtung nach
einem anfänglichen
Einschalten zurückgesetzt.
Zustand 2 ist ein Kalibrationsschritt, wobei die Logik den Wert
von Cx erfaßt
und sowohl ein internes Referenzniveau als auch ein Schwellenwertniveau
zum späteren
Vergleich einstellt. Der Wert des Schwellenwertniveaus ist geeigneterweise
von dem Referenzniveau beabstandet, so daß ein angemessener Anstieg
in Cx den Ausgang während
eines späteren
Zustands auslöst.
Zustand 3 bewirkt, daß eine
QT-Signalfolge während
eines eigentlichen Erfassungszyklus auftritt. Das resultierende
Signal, Vcs, wird mit dem zuvor bestimmten Schwellenwertniveau mit
Zustand 4 verglichen. Wenn das Signal niedriger ist als das Schwellenwertniveau,
wird kein Ausgang erzeugt, und die Vorrichtung verbleibt in Zustand
5, bis eine neue Erfassungssignalfolge benötigt wird. Diese Verzögerung kann
geeigneterweise ein „Schlaf”-Modus
sein, der eine niedrige Leistung hat. Wenn in Zustand 4 gefunden
wird, daß das
Signal größer ist
als das Schwellenwertniveau, wird die Einheit veranlaßt zu piepsen,
und die Ausgangsleitung wird in Zustand 6 aktiviert. Ein Schleifenmuster, welches
die Zustände
7, 8 und 9 umfaßt,
findet dann in einer ähnlichen
Weise wie das Umfassen der Zustände
3, 4 und 5 statt, so daß der
Ausgang „AN” bleibt,
bis das Signal unter ein Schwellenwertniveau reduziert wird. Man
bemerke, daß die
Zustände
6 bis 9 mit „ON” bezeichnet
sind, um anzuzeigen, daß eine aktive
Detektion erfaßt
wurde, und die Ausgangsleitung wird aktiv gemacht.
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Weitere
Verbesserungen können
durch Einbauen zusätzlicher
Algorithmen nach der Erfassung und anderer Merkmale gemacht werden,
so wie:
Umschaltermodus: Der Sensorschaltkreis stellt einen bistabilen
Ausgang bereit, der als eine ständige
logische „1” dargestellt
ist, wenn er zuerst berührt
wird, dann als eine logische „0”, wenn
er wieder berührt wird,
wodurch der Betrieb eines bistabilen mechanischen Schalters („Berührung-an,
Berührung-aus”-Modus)
simuliert wird.
Automatische Rekalibration nach Auszeit: Nach
einem Intervall von vorgegebener Länge für eine kontinuierliche Erfassung
rekalibriert sich der Sensorschaltkreis selbst, um einen aktiven
Ausgang zu beenden, sich zu rekalibrieren und danach nur für neue Berührungen
sensitiv zu werden, die die Signalstärke über den Punkt der letzten Kalibrierung
anheben.
Driftkompensation: Der Sensorschaltkreis kann kontinuierlich
seinen Schwellenwert anpassen entsprechend langsamen Änderungen,
welche die Signalstärke
beeinflussen. Diese Änderungen
können
Temperaturfluktuationen, Feuchtigkeitsansammlung oder mechanisches
Kriechen, etc. umfassen. Dies kann durch langsames Ändern des
Referenzniveaus mit einer in ihrer Anstiegsrate begrenzten Rate
erreicht werden, wenn keine Detektion erfaßt wird.
Hysterese: Um
ein „Kontaktspringen” zu verhindern, kann
der Sensor eine Detektionsschwellenwert-Hysterese verwenden, so
daß das
anfängliche
Detektionsniveau verschieden, d. h. höher als das Nichtdetektionsniveau
ist, wodurch es notwendig wird, daß das Signal passiert, obwohl
ein niedrigeres Signalniveau als das Schwellenwertniveau vor einem „Nichtdetektierzustand” eingegeben
wird.
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Die
oben genannten Merkmale und Algorithmen sind auch in verschiedenen
Kombinationen und Abstufungen in Verbindung mit jedem der hierin
beschriebenen Schaltkreise nützlich,
um eine robustere Erfassungslösung
bereitzustellen, die sich an eine Vielzahl von Erfassungsherausforderungen
der realen Welt, wie z. B. Schmutzansammlung, thermische Drift.
etc. anpaßt.
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2-Kabelschnittstellenschalter
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Der
Sensor kann aufgebaut werden, um mit zwei metallischen Verbindungen 32, 33 zu
arbeiten, z. B. Kabel oder gedruckte Platinenspuren, und dadurch
direkt magnetische Reed-Schalter oder mechanische Schalter, die
nur zwei Kontakte und zwei Steuerleitungen haben, zu ersetzen. Wie
in der Steuerungstechnik bekannt, können die Eingaben von solchen
Schaltern durch eine Vielzahl von Haupteinrichtungen 30 verarbeitet
werden, die auf die Eingabe reagieren. Bekannte Haupteinrichtungen 30 schließen Maschinenwerkzeuge
(z. B. Stanzpressen), Steuerungen, Aufzugsteuerungen und automatische Badezimmerventilsteuerungen,
um einige zu benennen, ein, sind aber nicht auf diese beschränkt. Der Bedarf
des Standes der Technik nach einer dritten Verbindung mit einem
kapazitiven Sensor (z. B. separaten Kabeln für Leistung, Masse und Ausgang) kann
manchmal mehr kosten als eine Anwendung verträgt. Ein QT-Schaltkreis mit
niedriger Leistung, wie hierin beschrieben, kann für einen
Zweikabelbetrieb wie in 19 gezeigt,
umgewandelt werden.
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Wie
in 19 dargestellt, ist ein Serienwiderstand, Rd,
in Serie mit der Signalleitung 32 eingefügt, in oder
nahe dem was immer die Haupteinrichtung 30 ist, um das
Signal von dem Sensor 34 zu verarbeiten. Der Sensor ist
selbst von der Signalleitung 32 mit Leistung versorgt.
Insofern der Sensor 34 nur einige wenige Mikroampère an
Strom benötigt,
findet ein nicht signifikanter Spannungsabfall über Rd statt. Der Sensor 34 ist
mit einem Versorgungskondensator, Ca, verbunden, der zwischen der
Signal/Leistungsleitung 32 und einer Gehäusemasse 18 verbunden
ist. Die über
einen Widerstand gespeiste Leistung ist direkt mit dem Ausgang 35 des
Sensors und der Anode 37 einer Diode, Da, verbunden. Die
Diode, Da, ist zwischen der Leistungs/Signalleitung 32 und der
elektrischen Leistungseingangsleitung 36 (Vcc) des QT-kapazitiven
Meßschaltkreises 38 verbunden. Auch
ist wie in 19 dargestellt, die Kathode
der Diode, Da, mit der positiven Seite eines Versorgungskondensators,
Ca, verbunden. Der Sensor ist normalerweise ausgeschaltet, in welchem
Zustand die Ausgangssignalleitung 32 auf ein hohes Niveau
gezwungen ist (wobei die Signaldefinition von „Ausgang hoch” = „inaktiv” verwendet
wird), so daß die
Signalleitung 32 mit der Vcc-Leitung 36 über den
oberen internen MOSFET (p-Kanal) Treibertransistor des ICs kurzgeschlossen
ist.
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Wenn
ein Objekt nahe der Platte 13 ist, zwingt die interne Steuerlogik
die Signalleitung 32 für eine
kurze Zeit (z. B. 100 Millisekunden) auf Masse, danach steigt die
Spannung auf der Signalleitung 32 wieder an. Während dieses
kurzen Intervalls fällt
die in dem Versorgungskondensator, Ca, gespeicherte Leistung nicht
stark, und daher verbleibt der Sensor IC 38 unter Leistung.
Nach dem Abschluß des
Signalintervalls geht der Sensorausgang wieder auf hoch, Ca wird
schnell wieder auf seinen vollen Wert aufgeladen, und die Vorrichtung
funktioniert weiter als ein Sensor. Es ist offensichtlich, daß eine zweite kurze
Verzögerung,
z. B. weitere 100 ms, an diesem Punkt in dem Zyklus eingefügt werden
kann, um es der Spannung an dem Versorgungskondensator, Ca, zu erlauben,
sich zu stabilisieren. Der 100 ms-Aktivierungsimpuls wird leicht
durch die Haupteinrichtung 30 als ein niedriges Logikniveau
auf einem logischen Gate oder einem Steueranschluß erfaßt. Die oben
spezifizierten Zeitdauern sind lediglich beschreibende Beispiele.
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In
dem dargestellten Schaltkreis wird die Diode Da verwendet, um beim
ersten Einschalten Leistung an den Schaltkreis bereitzustellen,
wenn der Schaltkreis noch nicht betriebsbereit ist und der p-MOSFET
noch nicht leitend ist. Nachdem der Schaltkreis zu arbeiten beginnt,
wird Da nicht mehr verwendet.
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Es
ist bemerkenswert, daß eine
externe Diode wie Da normalerweise nicht als eine separate Komponente
benötigt
wird. Die meisten logischen ICs haben interne elektrostatische Entladungs(ESD)-Klemmendioden,
welche zwischen den I/O-Anschlüssen
mit ihrer Vcc verbunden sind. Eine ESD-Diode würde zum Laden des Versorgungskondensators
vollkommen ausreichen. Daher benötigt der
Sensor 34 wirklich nur ein zusätzliches externes Teil, Ca,
und das Hauptelement 30 nur eine zusätzliche Komponente, einen Widerstand,
Rd, von denen beide extrem billig und klein sind.
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Fachleute
werden feststellen, daß man
einen Ersatzschaltkreis entwerfen könnte, der durch eine negative
Spannungsquelle mit Leistung versorgt ist und der eine Diode hat,
die mit der entgegengesetzten Polarität im Vergleich zu der in der
Zeichnung dargestellten angeschlossen ist.
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Die
Zwei-Kabelschnittstelle kann auch mit extensiveren Daten, z. B.
einer Signalstärke,
kommunizieren, wobei einer von mehreren erhältlichen binären sequentiellen
Codes verwendet wird, die aus dem Stand der Technik bekannt sind.
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Analogausgang
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Der
Wert von Cs nach einer Signalfolge kann über einen Sample-And-Hold-Schaltkreis
abgetastet werden, um eine analoge Darstellung des Signals im stationären Zustand
zu erzeugen, vorzugsweise (aber nicht notwendigerweise) unter Verwendung
einer Form von Verstärkung,
um das Signal in einen üblichen
Spannungsbereich, z. B. 0 bis 5 V, zu normalisieren. Alternativ
kann das Signal aus einer digitalen Darstellung innerhalb des Schaltkreises
rekonstruiert werden, vielleicht nach einem oder mehreren Filterschritten,
und es kann an einen Digital-zu-Analog-Konverter (DAC) gesendet
werden und dann für eine
weitere Verwendung ausgegeben werden. Sowohl ein analoger Ausgang
als auch ein binärer
Entscheidungsausgang können,
wenn gewünscht,
mit dem gleichen Gesamtschaltkreis erzeugt werden.
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Multiplex
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Ein
Sensor zum Ausführen
der Erfindung kann wenn gewünscht
im Multiplexbetrieb verwendet werden, um Signale von zwei oder mehr
Kanälen
zu erfassen. Dies kann einfach durch Hinzufügen eines analogen Multiplexers
(„Mux”) zu einem
oder beiden der Enden von Cs geschehen und durch Steuern des Mux
in einigen Sequenzen, um alle gewünschten Meßplatten abzufragen (z. B.
einer Mehrzahl von Berührungsflächen auf
der Rückseite
einer Steuerplatine). Der analoge Mux kann von einer einzigen Schienenversorgung,
die vergleichbar mit der der Erfassungselektroniken ist, mit Leistung
versorgt werden. Die Auslesewerte, die von dem Schaltkreis erhalten werden,
können
mit jeder ausgewählten
Erfassungsfläche
zeitlich korreliert sein, um ein Maß für die Last an jeder dieser
Flächen
zu erhalten. Der Mux kann entweder von den eigenen Steuermitteln
des Sensor gesteuert werden oder von einer externen Steuerung.
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Mehrkanalsensor
-
Verschiedene
Erfassungskanäle
können
auf einem einzelnen IC eingebaut sein. Nur zwei Anschlüsse pro
Erfassungskanal werden benötigt.
Zum Beispiel kann ein 8-Kanal-Sensor in einem IC-Gehäuse implementiert
werden, der nur zweiundzwanzig Anschlüsse (einschließlich Leistung
und Masse) aufweist. Der Ausgang in einer solchen Vorrichtung kann
als drei parallele binäre
Leitungen zuzüglich
einer Abtastleitung, die ihren Ausgangszustand ändert, wenn eine Annäherung erfaßt wird,
ausgedrückt sein.
Diese Signale können
nicht gemultiplext sein, was zu einer einfachen Schaltkreissteuerung
und zu einer einfachen Verwendung führt. Die Signalausgangsmittel
sind für
die Erfindung nicht wichtig. Zum Beispiel können serielle Kommunikationsmittel
verwendet werden, um die Ergebnisse an ein Haupt-System weiterzuleiten.
-
Bestands- und Materialerfassung; Kalibrierung
-
Eine
weitere wichtige Verwendung der hierin offenbarten Verfahren dient
zur Füllstandserfassung, wobei
eine Metallelektrode innerhalb oder an der äußeren Oberfläche eines
Behälters
(20) angeordnet ist. Eine Punktniveauerfassung
ist einfach zu erreichen, aber ein Sensor, der eine lineare Antwort aufweist,
kann auch durch Verwenden der digitalen Ergebnisse des Meßschaltkreises
und zugeordnete Techniken, z. B. durch Zählen von QT-Zyklen oder der
Verwendung eines ADCs, konstruiert werden.
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Das
Verfahren ist nicht auf die Füllstandserfassung
beschränkt.
Materialnähe,
Anhebung oder Abstandsmessung in einem allgemeinen Sinn kann ökonomisch
durch Verwendung des Sensors bereitgestellt werden. Die internen
Algorithmen, die für
solche Anwendungen benötigt
werden, sind notwendigerweise verschieden von denen für einen
praktischen Berührungsschalter,
aber dies sind eher Detailelemente als Grundlagen und sollen nicht
als Begrenzung der Praxis der Erfindung auf irgendeine Anwendung
vorausgesetzt werden.
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Die
Erfindung kann mit allen Arten von Anwendungen verwendet werden,
die normalerweise implementiert werden, indem alternative kapazitive Erfassungsschaltkreise,
die an dem Stand der Technik der elektronischen Schaltkreiskonstruktion
bekannt sind, verwendet werden. Zusätzlich können die Kosten- und Größenvorteile
des Schaltkreises neue Anwendungen für eine kapazitive Erfassung
erleichtern, die unerforscht bleiben, z. B. der oben detailliert beschriebene
Berührungsschalter.
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Obwohl
die vorliegende Erfindung gemäß verschiedener
bevorzugter Ausführungsformen
beschrieben wurde, können
viele Modifikationen und Änderungen
gemacht werden, ohne von der Erfindung abzuweichen.
