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Die Erfindung betrifft einen taktilen Sensor zur Erfassung der Position einer Ladeklappe eines Elektrofahrzeugs, wobei unter Ladeklappe die Abdeckung einer Ladebuchse zum Nachladen der Batterien verstanden wird.
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Derartige Sensoren und insbesondere ihre kostengünstige Herstellung gewinnen mit der zunehmenden Zahl von Elektrofahrzeugen gleichermaßen an Bedeutung.
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Aus der
DE 27 16 742 A1 ist ein Elastomer bekannt, das einen druckempfindlichen Widerstand bildet und durch das Einbetten von Metallteilchen leitfähig ist.
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Weiterhin ist aus der
DE 10 2016 118 430 B4 eine Schaltereinheit mit einem Betätigungselement aus einem elektrisch leitfähigen Polymer bekannt. Dabei wird die Widerstandsänderung des Polymers durch Änderung des beaufschlagten Drucks erfasst, und ein Schaltvorgang ausgelöst.
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Die
DE 10 2016 106 651 A1 zeigt einen Mechanismus zum Betätigen einer Ladeklappe für ein Elektrofahrzeug, der durch eine Viergelenkanordnung an einer Tragstruktur befestigt ist und zwischen einer Schließ- und einer Offenstellung bewegt werden kann. Er beinhaltet ein Push-Pull-Element, das mit einer zu Viergelenkanordnung gehörenden Federanordnung kombiniert ist. Als nachteilig werden der erhebliche Aufwand für die Mechanik, sowie das Fehlen eines elektrischen Meldesignals angesehen.
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Die
DE 10 2013 016 376 A1 zeigt eine Vorrichtung zum Laden eines Elektrofahrzeugs. Hier ist eine die Position der Ladeklappe erkennende Erfassungseinheit vorgesehen. Als Sensor wird ein Hall-Sensor vorgeschlagen, der entweder als digitaler Sensor oder als analoger Sensor mit einem zusätzlichen Schwellwertschalter ausgeführt sein kann. Das erfordert einen magnetischen Geber, was mit einem zusätzlichen Material- und Justieraufwand verbunden ist. Außerdem ist ein auf die Ladeklappe ausgeübter Druck nicht ohne weiteres erkennbar.
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Die
WO 2001 042 754 A1 beschreibt einen Tastsensor (taktilen Sensor) mit einem druckabhängigen Kontaktwiderstand zwischen zwei leitfähigen Werkstücken.
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Der Sensor ist besonders für große Auflageflächen, wie zur Sitzbelegungserkennung oder als Aufprallschutz und in Verbindung mit der Auslösung eines Airbags geeignet. Vorzugsweise besteht er aus einer durchgängigen Metallfläche und einem leitfähigen Elastomerstück wie einem Schaumstoffquader, der durch flexible Elektroden kontaktiert wird. Bei Verwendung mehrerer Elektrodenpaare ist er zur Ortsbestimmung geeignet. Durch Messung von Übergangswiderständen und deren anschließender A/D-Wandlung werden angreifende Kräfte und/oder Drücke bestimmt.
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Nähere Angabe zu Widerstandsmessung oder zur Auswertung der Ergebnisse sind der Druckschrift nicht zu entnehmen.
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Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, einen Sensor anzugeben, der einen Druck auf die Ladeklappe ohne weiteres erkennt und überdies den Herstellungsaufwand weiter senkt, indem mehrere Funktionen, insbesondere auch Dichtungsfunktionen, in einem Bauelement oder wenigstes einer Baugruppe vereinigt werden. Die Krafteinwirkungen sollen ohne Leerweg erkannt werden. Darüber hinaus soll der Sensor wenig Energie benötigen und möglichst nicht mit anderen Sensoren wechselwirken.
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Der erste Erfindungsgedanke besteht darin, eine Dichtung der Ladeklappe als Sensor und die Ladeklappe selbst als Bedienfläche zu benutzen.
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Der zweite Erfindungsgedanke besteht darin, einen unbekannten Bahnwiderstand zwischen den Elektroden mit einem Kondensator zu einer Entladeschaltung zu ergänzen und deren Zeitkonstante τ = R*C zu bestimmen, um so die durch äußere Krafteinwirkung hervorgerufenen Widerstandsänderungen anhand von Änderungen der Zeitkonstante zu erkennen.
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Zweckmäßigerweise wird ein Kondensator C über dem unbekannten Widerstand R entladen. Gemessen wird entweder die zum Erreichen einer bestimmten Spannung U(tx), (z.B. der halben Ladespannung U0/2), benötigte Zeit tx, oder die nach einer vorgegebenen Zeit tm über dem Kondensator C verbleibende Spannung U(tm).
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Wie der Fachmann leicht sieht, erfolgt die Auswertung gemäß der Formel U(t) = U0*e-t/τ
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Ein pulsierender Strom erlaubt eine hohe Messgenauigkeit bei kurzer Reaktionszeit und hoher Störfestigkeit und vermeidet sowohl die mit der Messung von Gleichspannungen verbundenen Driftprobleme als auch eine hohe Stromaufnahme.
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Die Erfindung wird anhand der Zeichnung näher erläutert:
- 1 zeigt den taktilen Ladeklappensensor schematisch ohne äußere Krafteinwirkung,
- 2 zeigt den taktilen Ladeklappensensor schematisch mit äußerer Krafteinwirkung,
- 3 zeigt eine erste Auswerteschaltung für den taktilen Ladeklappensensor,
- 4 zeigt ein Zeitdiagramm für die in 3 gezeigte erste Auswerteschaltung,
- 5 zeigt eine zweite Auswerteschaltung für den taktilen Ladeklappensensor,
- 6 zeigt ein Zeitdiagramm der in 5 gezeigten zweiten Auswerteschaltung.
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Die 1 zeigt eine erfindungsgemäße Anordnung mit einem auf einer Leiterplatte 4 angeordneten Elektrodensystem aus Leiterbahnen oder Kontaktflächen. Es ist dazu ausgestaltet, einen elektrischen Kontakt zwischen den Elektroden 1 und 2 durch ein elektrisch leitfähiges elastomeres Formteil herzustellen, im Folgenden als Elastomer 3 bezeichnet, das die Elektroden 1 und 2 berührt und somit, wie der Fachmann leicht erkennt, zwei elektrisch in Reihe geschaltete Kontaktflächen entstehen.
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Die Elektroden 1 und 2 können aber auch auf einen anderen Elektrodenträger aufgebaut sein, der an die mechanischen Gegebenheiten einer Ladeklappendichtung angepasst ist. An einer Ladeklappe befinden sich üblicherweise mehrere Dichtungen mit unterschiedlichen Funktionen, z.B. als Wetterschutz oder als Schutz vor Verschmutzung der Verriegelungsmechanik, als Berührungsschutz der Scharnierkonstruktion usw. Eine derartige Dichtung wird erfindungsgemäß gleichzeitig als leitfähiges Elastomer 3 ausgeführt.
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Eine Widerstandsmessung zwischen den beiden Elektroden ist schematisch dargestellt. Die gestrichelt dargestellte Strompfadlinie repräsentiert eine durch die Widerstandsmessung hervorgerufene Stromverteilung. Wegen der geringen, im Wesentlichen durch eine hier nicht dargestellte elastische äußere Hülle hervorgerufene mechanische Vorspannung fließt der Strom lediglich an der Spitze, wo nur vergleichsweise kleine Kontaktflächen zwischen den beiden Elektroden 1, 2 und dem leitfähigen Elastomer 3 wirksam sind.
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Das leitfähige Elastomer 3 kann durch Spritzgießen, Kleben, Clipsen, Klemmen oder eine vergleichbare Methode an einem Träger 5 befestigt sein.
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Bei den eingangs erwähnten Ladeklappen kann eine ohnehin vorhandene Dichtung oder ein elektrisch isolierbarer Teil der Dichtung als leitfähiges Elastomer 3 ausgeführt sein, so dass ein Bedienvorgang eines Benutzers durch die damit verbundene Krafteinwirkung auf die Ladeklappe 6 auch die Dichtung und damit das leitfähige Elastomer 3 verformt. Die Ladeklappe stellt gleichzeitig die Bedienfläche dar. Die Elektroden 1 und 2 können dabei in einen Dichtungshohlraum integriert sein (hier nicht dargestellt) oder außerhalb der Dichtung an geeigneter Position angebracht sein.
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Der Träger 5 ist mechanisch mit einer darüber angeordneten elektrisch isolierenden Bedienfläche 6 verbunden, die von außen für den Benutzer erreichbar ist. Der Träger kann aus isolierendem oder aus leitfähigem Material bestehen. Er kann jedoch auch ein integrierter Bestandteil der Bedienfläche 6 beziehungsweise der Ladeklappe 6 sein. Das Elastomer 3 kann so ausgeformt sein, wie in 1 dargestellt, dass die zwei elektrisch in Reihe geschalteten Kontaktstellen zu den Elektroden 1, 2 konstruktiv direkt neben einander liegen. Es kann aber auch so ausgeformt sein, dass die Kontaktstellen nicht direkt neben einander liegen. Das Elastomer 3 kann auch aus mehreren Teilen bestehen, die über den Träger 5 elektrisch miteinander verbunden sind, ohne dass sich das erfindungsgemäße Wirkprinzip dadurch ändert.
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Die 2 zeigt die Anordnung aus der 1 unter Einwirkung einer von der Hand oder einem Finger des Bedieners auf die Ladeklappe 6 ausgeübten zusätzlichen Kraft F, die eine Bewegung der Ladeklappe 6 in Richtung der Elektrodenanordnung und damit auch eine Verformung des Elastomers 3 verursacht, was die mechanische Spannung und auch die Kontaktflächen zwischen dem Elastomer 3 und den beiden Elektroden 1, 2 deutlich vergrößert, was an den gestrichelt dargestellten zusätzlichen Strompfadlinien erkennbar ist.
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In diesem Zustand wird ein größerer Volumenanteil des Elastomers 3 vom Messstrom der Widerstandsmessung durchflossen als in 1.
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Der gesamte, zwischen den Elektroden 1, 2 messbare Widerstandswert ist nun deutlich geringer als ohne äußere Krafteinwirkung. Im Detail gesehen ist dieser gesamte Widerstandswert natürlich aus mehreren in Reihe geschalteten Teilwiderständen zusammengesetzt, nämlich im Wesentlichen aus den veränderlichen Übergangswiderständen der Kontaktflächen und dem im Wesentlichen unveränderlichen inneren Widerstand des Elastomers 3 zwischen den Kontaktflächen. Im Folgenden werden diese Teilwiderstände als ein einziger Gesamtwiderstand oder Bahnwiderstand R1 aufgefasst. Somit ist die äußere Kraft beziehungsweise die dadurch verursachte Deformation über eine Widerstandsänderung messbar. Es sei angemerkt, dass der Verlauf näherungswese hyperbelförmig, d. h. zwar nichtlinear, aber stetig und damit gut auswertbar ist
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Das Problem bei der Widerstandsmessung von Kontaktflächen mit einem leitfähigen Elastomer besteht in der großen Varianz der Messwerte. So ist die herstellungsbedingte Streuung der Leitfähigkeit des Elastomers 3 von sich aus schon sehr groß. Hinzu kommen die mechanischen Toleranzen der Anordnung und des Elastomers 3 selbst, wodurch sehr unterschiedliche Grade der Verformung auftreten können. Dazu kommen weitgehend undefinierte Temperatureffekte bezüglich der Leitfähigkeit des Elastomers 3, sowie die temperaturbedingte Verformung der gesamten Anordnung.
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Eine zwar einfache und naheliegende, aber für diesen Anwendungsfall ungeeignete Auswertemethode wäre die elektrischen Kombination mit Festwiderständen in einem resistiven Spannungsteiler wie etwa einer Wheatstone'sehen Messbrücke.
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Allerdings ist der optimale Arbeitspunkt mit maximaler Spannungsänderung einer solchen Anordnung nur dann gegeben, wenn der durch die Berührung mit dem leitfähigen Elastomer 3 beeinflusste variable Widerstand, etwa den gleichen Wert aufweist, wie die eben genannten Festwiderstände.
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Bei der oben beschriebenen Streuung der Widerstandswerte ist es nahezu unmöglich, einen geeigneten Arbeitspunkt mit einem aussagefähigen Messwertverlauf zu finden. Im Folgenden sind zwei Auswerteverfahren angegeben, welche die genannten Nachteile überwinden und zusätzlich ein, trotz der großen Streuungen, weitgehend nur von der prozentualen Widerstandsveränderung von R1 abhängiges Nutzsignal zur Verfügung stellen, wodurch eine besonders einfache Auswertung der Messwerte ermöglicht wird.
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Die beiden Auswerteverfahren und die korrespondierenden Auswerteschaltungen unterscheiden sich lediglich durch eine unterschiedliche Konfiguration des verwendeten Mikrocontrollers µC. So ist es möglich, mit dem verwendeten leitfähigen Elastomer 3 und nur einem zusätzlichen Kondensator C1 in Verbindung mit einem Mikrocontroller µC ein Auswertesystem anzugeben, welches sehr flexibel benutzt werden kann. Es wäre sogar möglich, beide gezeigten Verfahren umschaltbar oder in Kombination miteinander zu verwenden, falls der verwendete Mikrocontroller µC das unterstützt.
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Die 3 und 4 zeigen eine erste Auswerteschaltung und ein besonders einfaches und effektives Auswerteverfahren zur Messung des Bahnwiderstandes R1.
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Die Auswerteschaltung gemäß 3 verwendet einen A/D-Wandler ADC zur Messung einer Spannung Un über dem Kondensator C1 zu einem bestimmten Zeitpunkt t2.
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Die Vorteile dieses Verfahrens bestehen darin, dass der optimale Arbeitspunkt einfach eingestellt, und mit niedriger Taktfrequenz, d. h. stromsparend, und mit gleichbleibender Auflösung gemessen werden kann. Das geschieht auf folgende Weise:
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Zum Zeitpunkt t0 wird über den Schalter S1 der Kondensator C1 auf die Spannung Vcc, bzw. U0 aufgeladen und der durch das Elektrodensystem verkörperte Bahnwiderstand R1 mit einem Messstrom beaufschlagt, wobei der möglicherweise stromintensive Zeitabschnitt zwischen t0 und t1 im Bereich von wenigen Mikrosekunden, d. h. sehr kurz gehalten werden kann, weil dieser durch die kurze Zeitkonstante von C1 in Verbindung mit dem sehr niederohmigen Einschaltwiderstand des Schalters S1 bestimmt wird. Zum Zeitpunkt t1 wird der Schalter S1 wieder geöffnet und der Kondensator C1 entlädt sich über den optionalen Schutzwiderstand Rv und den zu messenden Widerstad R1 gegen das Massepotenzial. Der Schutzwiderstand Rv ist für die Messfunktion nicht erforderlich und sollte wesentlich kleiner als der R1 dimensioniert sein, so dass dieser bei der Bestimmung der Zeitkonstanten τ = R1*C1 vernachlässigt werden kann. Der Schutzwiderstand Rv dient zusammen mit C1 als Tiefpass für auf der Leitung zu R1 eingekoppelte Hochfrequenzstörungen. Der Zeitpunkt t2 stellt einen ersten möglichen Messzeitpunkt dar, der wegen der o. g. Streuung des Widerstandswertes von R1 stark variieren, und vom Mikrocontroller erfindungsgemäß auch selbst in einem autonomen Lern- oder Abgleichvorgang bestimmt werden kann.
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Der Mikrocontroller steuert die ADC-Messung so, dass zum Zeitpunkt t2 ein erster analoger Spannungswert U1 am Kondensator C1 gemessen wird.
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Im nächsten Zyklus wird der Schalter S1 Zum Zeitpunkt t1 wieder geöffnet und der Kondensator C1 entlädt sich erneut mit der Zeitkonstante τ = R1 * C1.
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Der Mikrocontroller steuert die ADC-Messung so, dass zum Zeitpunkt t2 ein analoger Spannungswert U1 am Kondensator C1 gemessen wird. Diese Spannung U1 stellt somit ein Maß für den Bahnwiderstand R1 dar. Wenn der Widerstand R1 sich nun um einen bestimmten prozentualen Faktor ändert, so ändert sich die gemessene analoge Spannung wie gezeigt von U1 auf U2.
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U2 kann von U1 aus in positiver oder negativer Richtung liegen, ja nach dem in welcher Richtung die durch die mechanische Betätigung des Benutzers hervorgerufene Widerstandsänderung von R1 stattgefunden hat. Eine positive Änderung von R1 hat einen positiven Spannungshub von U1 nach U2, und eine negative Änderung von R1 hat einen negativen Spannungshub von U1 nach U2 zur Folge.
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Aus Gründen der besseren Übersicht beschränkt sich die Darstellung auf eine positive Widerstandsänderung und damit auf einen positiven Spannungshub von U1 nach U2. Es hat sich gezeigt, dass der Zeitpunkt tn mit dem besonders vorteilhaften maximalem Spannungshub auf Widerstandsänderungen von R1 in der Nähe der Zeitkonstanten τ = R1 * C1 liegt und mit der Spannung U1 = U0 * 0,37 zusammenfällt.
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Die Zeitpunkte t2 und t3 stellen repräsentativ verschiedene mögliche Messzeitpunkte für tn dar, die wegen der großen Streuung des Widerstands R1 sehr unterschiedlich sein können. Durch die erfindungsgemäße Verschiebung des Abgleichs in den Zeitbereich kann das o. g. (Widerstands-Streu-) Problem ohne Weiteres gelöst werden.
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Mit dem weiter unten noch näher erläuterten erfindungsgemäßen Verfahren kann dieser Arbeitspunkt mit Hilfe des Mikrocontrollers µC in weiten Grenzen für nahezu jeden Wert R1 durch die eben vorgeschlagene Wahl des Messzeitpunktes tn eingestellt werden.
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Ein zusätzlicher Vorteil dieses Verfahrens liegt darin, dass sich für eine bestimmte prozentuale Widerstandsänderung von R1 immer der gleiche Spannungshub U2 - U1 ergibt, unabhängig vom absoluten Wert von R1, sofern der Zeitpunkt tn der Messung so angepasst wird, dass die gemessene Spannung U1 in der Nähe von U0 * 0,37 liegt.
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Die 5 und 6 zeigen eine zweite Auswerteschaltung und ein noch einfacheres und effektiveres Auswerteverfahren für die erfindungsgemäße Widerstandsmessung mit einem die stromintensive A/D-Wandlung vermeidenden Spannungskomparator.
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Hier wird nur eine vom zu bestimmenden Bahnwiderstand R1 abhängende Zeitdifferenz Δt bis zum Erreichen einer Komparatorschwelle Us erfasst.
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Ein Vorteil dieses Verfahrens besteht darin, dass auch kostengünstige Mikrocontroller µC verwendbar sind, die lediglich über einen Komparator (mit einstellbarer Schwelle) und mehrere Zähler mit ausreichend hoher Auflösung für die Zeitmessungen verfügen.
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Zum Zeitpunkt t0 wird der Kondensator C1 über S1 auf die Spannung U0 bzw. Vcc aufgeladen und der durch das Elektrodensystem verkörperte Bahnwiderstand R1 mit einem entsprechenden Messstrom beaufschlagt. Der möglicherweise stromintensive Zeitabschnitt zwischen t0 und t1 kann auch hier sehr kurz, d. h. in der Größenordnung weniger Mikrosekunden gehalten werden, was wie bereits erläutert, aus der kurzen Zeitkonstante der Kombination von C1 mit dem Einschaltwiderstand des Schalters S1 resultiert.
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Zum Zeitpunkt t1 wird der Schalter S1 wieder geöffnet und der Kondensator C1 entlädt sich über den optionalen Schutzwiderstand Rv und R1 gegen das Massepotenzial. Der Schutzwiderstand Rv ist auch hier für die Messung nicht erforderlich. Er sollte deutlich kleiner als R1 und damit für die Messung der Zeitkonstanten τ vernachlässigbar sein. Der Schutzwiderstand Rv wirkt auch hier mit C1 als Tiefpass für auf die Leitung zu R1 eingekoppelte Hochfrequenzstörungen.
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Die Zeitpunkte t2 und t3 repräsentieren stellen auch hier verschiedene mögliche Messzeitpunkte, die wegen der bereits genannten Streuung des Widerstandswertes von R1 sehr unterschiedlich sein können. Ziel ist es, diesem Umstand Rechnung zu tragen, und diese unvermeidlichen Streuungen zu berücksichtigen.
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Zum Zeitpunkt t1 wird der Schalter S1 geöffnet und der Kondensator C1 entlädt sich mit der Zeitkonstante τ = R1 * C1. Der Mikrocontroller µC stellt die Komparatorschwelle Us für die Ermittlung der Messzeit ein. Die daraus folgende Messzeit Δt = t2 - t1 oder t4 - t1 stellen jeweils ein Maß für den veränderlichen Bahnwiderstand von R1 dar.
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Die Zeitunterschiede t3 - t2 bzw. t5 - t4 repräsentieren mögliche Widerstandsänderungen von R1. Der Zeitpunkt t3 kann von t2 aus in positiver Richtung oder in negativer Zeitrichtung liegen, ja nach dem in welcher Richtung die Widerstandsänderung von R1 stattfindet. Eine positive Widerstandsänderung von R1 hat eine positive Zeitänderung zur Folge, eine negative Widerstandsänderung von R1 hat einen negative Zeitänderung Folge. Gleiches gilt entsprechend für die Zeitpunkte t4 und t5. Wegen der besseren Übersicht beschränkt sich diese Darstellung auf eine Widerstandsänderung in positiver Richtung und damit auf eine Zeitänderung t2 auf t3 beziehungsweise von t4 auf t5 in positiver Richtung. Es sei jedoch angemerkt, dass ein Tastendruck den Bahnwiderstand R1 im Normalfall selbstverständlich verringert.
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Die Messzeiten t2 - t1 bzw. t4 - t1 werden größer, je niedriger die Komparatorschwelle Us eingestellt wird, und die gemessenen Zeitdifferenzen t3 - t2 bzw. t5 - t4 werden bei einer niedrigen Komparatorschwelle Us ebenfalls größer, so das für besonders empfindliche Messungen bevorzugt niedrige Werte für Us eingestellt werden sollten.
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Allerdings erhöht sich dadurch die Messzeit und auch die Stromaufnahme. Außerdem ist die praktische Nutzbarkeit dieses Prinzips durch das Rauschen des Komparators begrenzt.
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Mit dem erfindungsgemäßen Verfahren mit Hilfe eines Mikrocontrollers µC kann leicht eine geeignete Komparatorschwelle Us und ein sich daraus ergebender Messzeitpunkt t2 oder t4 in weiten Grenzen für nahezu jeden vorkommenden Wert von R1 eingestellt werden.
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Des Weiteren wird auf die in 6 dargestellte Abhängigkeit der Nutzsignale, also der Zeitdifferenzen N1 = t3 - t2 bzw. N2 = t5 - t4 von den Messzeiten t2 - t1 bzw. t4 - t1 hingewiesen. Dafür wurden zwei unterschiedliche Widerstandswerte für R1 und in beiden Fällen die gleiche prozentuale Widerstandsänderung angenommen.
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Somit ist die Zeitdifferenz also linear von der absoluten Messzeit abhängig.
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Eine besonders vorteilhafte Anwendung dieses Verfahrens besteht infolge dessen in der ratiometrischen Berechnung des Nutzsignals N1R = (t3 - t2) / (t2 - t1) bzw. N2R = (t5 - t4) / (t4 - t1). Auf diese Weise erhält man bei gleicher prozentualer Widerstandsänderung von R1 rein rechnerisch und ohne die Notwendigkeit einer Veränderung der Schaltschwelle bei gleicher prozentualer Änderung von R1 gleiche Ergebnisse, also: N1R = N2R.
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Es hat sich gezeigt, dass das Nutzsignal lediglich von der Messzeit abhängt. Somit kann die gewünschte Messzeit und damit auch das Nutzsignal sowohl hardwareseitig durch den Kondensator C1 als auch softwareseitig durch die Komparatorschwelle Us beeinflusst werden. Dies bedeutet auch, dass alternativ zur ratiometrischen Berechnung die Kapazität von C1 oder die Komparatorschwelle so angepasst werden können, dass sich eine bestimmte Messzeit ergibt und der Vorteil eines gleichbleibenden Nutzsignales bezüglich der prozentualen Widerstandsänderung von R1 auch für diesen Fall erhalten bleibt.
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Bezugszeichenliste
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- 1
- Erste starre Elektrode
- 2
- Zweite starre Elektrode
- 3
- Elastomer, elastomeres Formteil, Dichtung
- 4
- Leiterplatte mit Kontaktflächen (den Elektroden 1 und 2), Elektrodenträger
- 5
- Träger für das Elastomer 3
- 6
- Ladeklappe als von außen zugängliche Bedienfläche
- ADC
- Analog/Digital-Wandler
- C1
- Messkondensator
- Comp.
- Komparator im Mikrocontroller µC
- F
- Äußere, von einem Bediener ausgeübte Kraft
- GND
- Massepotenzial (Ground)
- Logik
- Logikeinheit im Mikrocontroller
- R1
- Bahnwiderstand der Elektrodenanordnung 1, 2 ,3
- RC
- Entladeschaltung, enthält R1 und C1
- Rv
- Schutzwiderstand, Vorwiderstand (<< R1)
- S1
- Schalter
- t
- Zeit
- t0
- Startzeitpunkt, Beginn der Entladung des Messkondensators C1
- tn
- Messzeitpunkt (n = 2, 3, 4, 5)
- Δt
- Gemessene Zeitdifferenz
- µC
- Auswerteeinheit, vorzugswese ein Mikrocontroller
- U0
- Messspannung zum Zeitpunkt t0
- U1, U2
- Messspannung zum Zeitpunkt der Messung t1 oder t2
- Un
- Messspannung zum Zeitpunkt tn
- Us
- Spannungsschwelle am Komparator
- VCC
- Versorgungsspannung
