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Die
Erfindung betfifft Anti-Jitter-Schaltungen (anti-jitter circuits – AJC.)
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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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Eine
AJC wird in unserer Europäischen
Patentanmeldung Nr. 97 903 456.8, basierend auf der internationalen
Patentanmeldung, Anmeldungsnummer WO 97/30 516 beschrieben. Die
beschriebene AJC-Schaltung bietet eine einzigartige Möglichkeit, Phasenstörungen oder
Zeit-Jitter an einer Frequenzquelle um typischerweise 20 dB oder
mehr für
die oder für
jede (vollständig
hintereinander geschaltete) Stufe zu verringern. 1(a) bis 1(c) der
begleitenden Zeichnungen veranschaulichen das Wirkungsprinzip dieser
früheren
AJC. 1(a) ist ein Blockschaltbild
des in der früheren
Patentanmeldung beschriebenen Systems, 1(b) zeigt
eine Eingangs-Impulsfolge mit Jitter (in unterbrochenen Umrissen
gezeigt) am mittleren Impuls und 1(c) zeigt
den entsprechenden Integrator-Ausgang (Op2) und den Vergleicher-Schaltpegel
(Op3).
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Die
vorliegende Erfindung bietet eine Verbesserung gegenüber dieser
früheren
AJC. Da die Ausführung
des Kernteils der verbesserten AJC keinen Gleichstrom erfordert,
wird nachfolgend der Begriff adiabatischer Anti-Jitter (AAJC) verwendet.
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Ein
Artikel „Uhrzeit-
und Normalfrequenzempfänger
für DCF
77 mit Gangreserve" von
Reinhard Weiss, Funkshau, 1976, Nr. 22, Seiten 964 bis 968 offenbart
unter anderem eine Demodulationsschaltung für ein DCF 77-Signal, um zweite
Impulse zu erzeugen.
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ZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
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Entsprechend
der Erfindung wird eine Anti-Jitter-Schaltung zum Reduzieren eines
Zeit-Jitters in einer Eingangs-Impulsfolge bereitgestellt, mit einer Integrator-Ladungsspeichereinrichtung,
einer Ladeeinrichtung zum Erhalten von wenigstens einem La dungspaket
aus der Eingangs-Impulsfolge während jedes
Zyklus der Eingangs-Impulsfolge sowie zum Zuführen der Ladungspakete zu der
Integrator-Ladungsspeichereinrichtung, einer Entladeeinrichtung zum
kontinuierlichen Entladen einer Integrator-Ladungsspeichereinrichtung,
wobei die Ladeeinrichtung und die Entladeeinrichtung betrieben werden können, um
an der Integrator-Ladungsspeichereinrichtung eine in der Zeit variierende
Spannung zu erzeugen, einen Tiefpassfilter, der mit einer Integrator-Ladungsspeichereinrichtung
verbunden ist, um eine gemittelte Gleichspannung der in der Zeit
variierenden Spannung zu erhalten, eine Einrichtung zum Vergleichen
der in der Zeit variierenden Spannung mit der gemittelten Gleichspannung
sowie zum Erhalten einer Ausgangs-Impulsfolge als Ergebnis aus dem
Vergleich, wobei die Entladeeinrichtung ein Entladeelement mit einem
Steuereingang umfasst und der Tiefpassfilter einen negativen Rückkopplungspfad
zwischen dem Steuereingang und dem Ausgang der Integrator-Ladungsspeichereinrichtung
definiert, um die gemittelte Gleichspannung im Wesentlichen konstant
zu halten.
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BESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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Es
werden jetzt Anti-Jitter-Schaltungen entsprechend der Erfindung
nur beispielhaft mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben,
in denen zeigen:
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1(a) bis 1(c) eine
bekannte, in unserer internationalen Patentanmeldung, Anmeldungsnummer
WO 97/30516 beschriebene Anti-Jitter-Schaltung;
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2(a) bis 2(d) ein
Ausführungsbeispiel
einer Anti-Jitter-Schaltung entsprechend der vorliegenden Erfindung. 2(a) ist ein Schaltbild einer Anti-Jitter-Schaltung. 2(b) zeigt eine Eingangs-Wellenform Op1, eine
Sägezahn
Wellenform Op2 und einen gemittelten Gleichstrompegel Op3. 2(c) zeigt die überlagerten Wellenformen Op2 und
Op3 und 2(d) zeigt ein Detail der überlagerten
Wellenformen;
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3(a), 3(b); 4(a), 4(b) und 5(a), 5(b) weitere
Ausführungsbeispiele
der in 2(a) bis 2(d) gezeigten
Anti-Jitter-Schaltungen. 3(a), 4(a) und 5(a) sind
Schaltbilder, die die Anti-Jitter-Schaltungen zeigen, wobei 3(b), 4(b) und 5(b) die jeweiligen Sägezahn-Wellenformen Op2 und
die überlagerten,
gemittelten Gleichstrompegel Op3 zeigen.
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6 eine
Anti-Jitter-Schaltung entsprechend der Erfindung, in der die Impulslänge einer monostabilen
Ausgangsschaltung gesteuert wird;
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7(a) bis 7(c) eine
Anti-Jitter-Schaltung entsprechend der Erfindung mit einem Frequenz-Verdopplungseingang. 7(a) ist ein Schaltbild der Anti-Jitter-Schaltung. 7(b) zeigt die Sägezahn-Wellenform Op2 und den überlagerten Gleichstrompegel
Op3 und 7(c) zeigt ein erweitertes Detail
der überlagerten
Wellenformen.
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8 und 9 Anti-Jitter-Schaltungen
entsprechend der Erfindung, die eine Schaltanordnung enthalten,
die angeordnet ist, um den Ladungswert der Ladungspakete im Wesentlichen
konstant zu halten. 8(a) und 9(a) sind Schaltbilder, die Anti-Jitter-Schaltungen
zeigen. 8(b) und 9(b) zeigen
die Eingangs-Wellenformen Op2 und die überlagerten gemittelten Gleichstrompegel
Op3, wobei 8(c) und 9(c) ein
erweitertes Detail der überlagerten
Wellenformen zeigen. 8(b) und 8(c) zeigen außerdem eine Spannungs-Wellenform Op4.
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BESCHREIBUNG
DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
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Das
Wirkungsprinzip kann mit Bezug auf 2a bis 2d gesehen werden und hat einige Ähnlichkeiten
mit dem einer Ladungspumpe. Pro eingegebenen Frequenzquellen-Zyklus
wird ein annähernd
konstantes Ladungspaket entweder einmal, oder in einer zweiten Variation
des Schaltschemas, zweimal ausgebildet. Jedes Ladungspaket wird
zu der Ladung in einem Integrator-Speicher-Kondensator C3 hinzugefügt. Eine
gesteuerte Stromquelle T1 (oder genauer eine Stromsenke) entlädt den Kondensator
C3 mit einer Rate, die einen im Wesentlichen konstanten, gemittelten
Gleichspannungspegel am Integrator-Speicher-Kondensator C3 aufrechterhält. Ein
Tiefpassfilter (R1, C4) mit hoher Impedanz, der mit dem Integrator-Speicher-Kondensator
C3 verbunden ist, errichtet den gemittelten Gleichspannungspegel,
der dann den Entladestrom in einer negativen Rückkopplungsanordnung steuert.
Die Kombination aus intermittierendem Laden und kontinuierlichem
Entladen erzeugt eine Sägezahn-Spannungswellenform
Op2 im Integrator-Speicher-Kondensator C3. Die zwei Eingänge (mit
hoher Impedanz) eines Diferenzial-Vergleichers (nicht dargestellt)
sind jeweils mit dem Eingang und dem Ausgang des Tiefpassfilters
verbunden. Dadurch werden Schaltpunkte erzeugt, wenn der gemittelte
Gleichstrompegel Op3 der Sägezahn-Spannungswellenform
Op2 entspricht, der am Integrator-Speicher-Kondensator C3 vorhanden ist. Der Schaltpunkt
am Entladungsteil der Sägezahn-Wellenform hat sehr
viel geringere Zeit-Jitter (wie in der zuvor erwähnten Offenlegung beschrieben
wurde). Dieser Entlade-Schaltungs-Übergang triggert einen monostabilen
Ausgang oder eine Frequenzhalbierungsschaltung, wie in jener Offenlegung
beschrieben wird.
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Die
Kombination aus der negativen Rückkopplung
und dem Differenzial-Vergleicher bedeutet, dass die genauen Vergleicher-Schaltpegel
automatisch für
einen sehr breiten Bereich von Eingangsfrequenzen errichtet werden,
ohne irgendeine Änderung
der Werte der Schaltungskomponenten.
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Wenn
die (optionalen) Dioden D5 bis D8 in 2 sich
nicht in Durchlassrichtung befinden, bestimmt die Zeitkonstante
R1C3C4/C3+C4) die Seitenbandfrequenz, unter der die Jitter-Unterdrückung beginnt,
sich bei einer Rate von 6 dB pro Oktave zu verschlechtern. Die optimale
Schleifenverstärkung wurde
als gmR1=(C3+C4)2/C3C4 festgestellt. Für einen
FET haben wir gm=√(21disβ),
wobei man von der unteren Erläuterung
sehen kann, dass Idis=finaQ,
der proportional zur Eingangsfrequenz ist. Für eine solche Steuerschleife
kann die Schleifenverstärkung
typischerweise bis zu vier zu eins mit einer kleinen Abweichung
in der Einstellzeit oder der Schleifenbandbreite variieren. Dies
entspricht dann einem Arbeitsfrequenzbereich von sechzehn zu eins
ohne Änderungen
in den Werten der Komponenten.
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Die
vier über
dem Widerstand R1 gezeigten optionalen "Beschleunigungsdioden" D5 bis D8 stellen
einen Pfad mit niedriger Impedanz vom Eingang zum Ausgangs-Parallelkondensator
C4 des Tiefpassfilters bereit, wenn die positive oder negative Spannung
2 Dioden (Vbe)-Abweichpegel (typischerweise annähernd 2 × 0,6 Volt) über steigt.
Diese Option senkt die Zeitkonstante des Tiefpassfilters durch die
Reihenfolge der Größenordnung
während
des anfänglichen
Erfassens der Sperrung vom Ausgangssignal zum Eingangssignal oder
wenn große Frequenz-
oder Phasensprungabweichungen im Eingangssignal auftreten. Die Zeit
zum anfänglichen
Erfassen ist damit sehr reduziert, wobei die Sperrung vom Eingang
zum Ausgang über
einen breiten Bereich von Eingangsabweichungen von Phase oder Frequenz
aufrechterhalten wird (ohne dass Eingangsimpulse ausgelassen werden).
Das Vorhandensein der Dioden ermöglicht
es außerdem,
dass die Phasen-Jitter-Seitenbandkomponenten, die viel enger am
Trägersignal
sind, besser unterdrückt
werden können,
nachdem eine vollständige
Einstellung stattgefunden hat.
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Im
Fall der Ladungspumpenanordnung der Dioden D1 und D2 und des Eingangskondensators C1
in 2(a) wird die Spitzenamplitude
Vppst der Sägezahn-Wellenform annähernd durch
das Verhältnis Q=C3 Vppst=C1Vppin angegeben,
wobei Vppin die Spitzen-Eingangsspannung
und C3 die Integrator-Speicherkapazität ist. Q
ist die tatsächliche
Ladungsmenge, die jedes Mal, wenn eine Übertragung stattfindet, von
C1 nach C3 übertragen
wird. Ein großer
Phasen-Jitter wird im Wesentlichen dem Spitzen-Spannungshub hinzugefügt, während zwei
Diodenabweichungen von Vppin abgezogen werden
sollten, um ein genaueres Verhältnis
zu erhalten. Das Verhältnis wird
angewendet, um zu gewährleisten,
dass der schlimmste Fall, wobei Vppst für den Sägezahn hinlänglich weniger
als 4 (Vbe) Diodenabweichungen beträgt, zwischen den Einschaltpegeln
der Beschleunigungsdioden D5 bis D8 eingeordnet wird.
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Günstigerwise
ist eine gesteuerte Stromquelle T1 ein Transistor in der Form eines
isolierten Gate-FETs (gemäß 2(a)). Alternativ kann eine bipolare Transistorkombination
mit hoher Eingangsimpedanz, wie eine Darlington-Anordnung, anstelle von
T1 verwendet werden. Eine hohe Eingangsimpedanz ist wünschenswert,
so dass eine Langzeitkonstante (oder untere Grenzfrequenz) für den Tiefpassfilter
erreicht werden kann und der Wert des Filterkondensators C4 gleichzeitig
auf einem niedrigen Wert gehalten wird. Für eine schnellst beschleunigende
Erfassungszeit wurde C4 im Wert mit der Ladungspumpe und den Speicherkondensatoren
C1 und C3 vergleichbar gemacht.
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Der
gemittelte Dioden-Entladestrom Idis wird durch
das Verhältnis
Idis=fina Q angegeben,
wobei das Ladungspaket Q oben definiert wurde und fina die Rate
der aktiven Eingangsfrequenz-Übergänge ist. So
sollten die FET- oder Transistoreigenschaften so ausgewählt werden,
dass sie diesen Strom mit der gewünschten gemittelten Sägezahn-Spannung
bereitstellen. Der Wert des Widerstands R2 kann ebenfalls bequem
ausgewählt
werden, um dieses gewünschte
Entwurfsziel zu erreichen; insbesondere gibt es eine Einschränkung in
der Wahl der Transistoreigenschaften. Für eine angegebene Transistorauswahl
kann der Widerstand R2 ebenso bequem ausgewählt werden, um einen typischen
10 zu 1 Arbeitsfrequenzbereich irgendwo in einer Entwurfshüllkurve
von typischerweise 1000 zu 1 anzugeben, ohne den Wert von einer
beliebigen anderen Komponente in der Schaltung ändern zu müssen.
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3 und 4 veranschaulichen
durch Simulation die Begrenzungen des extremen Frequenzbereiches
der AAJC gemäß 2, wenn nur der Widerstand 2 verändert wird.
Um jedoch ausschließlich
die Erfassung in einer begrenzten Anzahl von eingegebenen Wellenformzyklen
anzuzeigen, wurde die Zeitkonstante C4R1 in jedem Fall entsprechend
ausgewählt. 5 zeigt die AAJC-Simulation, die bei 5 GHz
arbeitet. In allen Fällen
sind die Wellenformen für
einen Betrieb bestimmt, der von der ersten Einschaltung an beginnt.
Die Erfassungszeit ist die, wenn sich die Wellenformen von Op2 und
Op3 ohne weitere ausgelassene Überschneidungen
schneiden.
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Als
eine zusätzliche
Verbesserung kann gemäß 6 der
gemittelte Gleichstromausgang vom Tiefpassfilter (der eine direkte
Funktion von vielleicht einer Frequenz ist) direkt oder durch ein
angepasstes Stromspiegelverfahren verwendet werden, um die Impulslänge eines
monostabilen Ausgangs zu steuern. Auf diese Weise kann die gesamte
Schaltung hinsichtlich des Aufrechterhaltens eines guten Impulslängenverhältnisses
der Ausgangswellenform über
einen breiten Frequenzbereich selbstabgleichend eingerichtet werden.
Eine Schaltungsanordnung dafür
wird als bestehender Zustand der Technik angesehen.
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Die
gesamte Energie für
die AAJC-Schaltung erhält
man von der Eingangsquelle. Ein ungefährer Schätzwert für die abgeleitete Energie in
der Schaltung ist das Produkt aus dem Entladestrom und der gemittelten
Gleichspannung. Angesichts idealer Komponenten gibt es in der Schaltung
keine weiteren ableitenden Vorgänge.
Eine sichere, weitere Verluste berücksichtigende Begrenzung wäre es, ein
Produkt aus dem Eingangsspannungshub und dem Entladestrom zu nehmen.
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Eine
typische AAJC würde
mit einem Entladestrom von weniger als 1 bis 2 mA bei einem 5 Volt Eingangshub
arbeiten. In diesem Beispiel würde
die Eingangsquelle ein Maximum von 10 mW bereitstellen müssen.
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Zusätzlich ist
es vorteilhaft, wenn die Anstiegs- und Abfallzeiten der Wellenform
der Quelle kurz sind, dass Zeiten von weniger als etwa einem Zehntel
der Durchschnittdauer die Potenzialamplitude zu einer Phasenumformung
einer beliebigen Störung,
die am Eingang auftritt, minimieren.
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Die
Amplitude der Eingangs-Wellenfonn sollte für eine kurze Dauer vemünftigerweise
konstant sein. Es ist jedoch ein Merkmal der Schaltung, dass sie
sich für
langfristige (niedrige Frequenz-) Abweichungen in der Eingangsamplitude
automatisch abgleicht.
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Eine
Frequenz-Verdopplungsschaltung kann mit der AAJC gemäß 7, 8 und 9 auf sehr einfache Weise verwirklicht
werden. Hier gibt es zwei Eingangs-Ladungspumpen C1, D1; C2, D2,
die abwechselnd auf den ansteigenden und den abfallenden Flanken
der Eingangs-Wellenform arbeiten. Der Transformator XMR wird nur
beispielhaft gezeigt und kann durch irgendeine transformatorlose,
aktive Gegentaktschaltung ersetzt werden, die auf dem Eingangssignal
arbeitet. Vorteile der Frequenzverdopplung und dann dem Teilen,
um den endgültigen
Ausgang zu erhalten, sind eine weitere 6 dB Phasen-Störungsverringerung
und ein gleiches Ausgangs-Impulslängenverhältnis, das über den ganzen Frequenzbereich
des Vorgangs beibehalten wird.
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Ein
Nachteil der einfachen Dioden-Ladungspumpe, wie sie gezeigt wird,
ist es, dass der Wert der Ladungspakete annähernd proportional zu der Spannung
ist, die am Integrator-Speicher-Kondensator zur Startzeit des Ladungspakets
existiert. Damit ist es, um die beste Jitter-Verringerung zu erhalten,
ratsam, die Sägezahn-Spitzenspan nung
als einem so kleinen prozentualen Anteil wie möglich der gemittelten Spannung
zu halten. 8 und 9 zeigen
eine Frequenz-Verdopplungsschaltung, in der die Ladungspakete durch
das Vorhandensein des Transistors T2 und seiner Basiskomponenten
C5 und R3 viel konstanter gehalten werden, die eine Durchschnittsermittlungsfunktion über einige
Eingangszyklen durchführen.
Der Transistor arbeitet im Wesentlichen im geerdeten Basismodus,
während
er die Ladung überträgt. Da die
Basisspannung über
mehrere Eingangszyklen konstant bleibt, bewirken jegliche Phasensprünge, die
ein Variieren des gemittelten Pegels der Sägezahn-Wellenform bewirken,
kein Variieren der Größe der Ladungspakete.
Die Eingangskondensatoren C1 und C2 sind in konstante Spannungssenken geladen
oder entladen. Es ist nahe liegend, dass dieses Verfahren genauso
auch auf Basisschaltungen angewendet wird, in denen Frequenz-Verdopplungen nicht
ausgeführt
werden.
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9 zeigt eine günstigere Anordnung, wenn T2
ein FET ist. Die Komponenten der Zeitkonstanten C5 und R3 sind nicht
länger
erforderlich, weil das Gate von T2 mit dem Gate von T1 verbunden
ist.
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Die
Transistoren T2 in 8 und 9 sind die wahrscheinlichsten Vorrichtungen,
um den oberen Frequenz-Betrieb in der Schaltung einzuschränken. Da
die Beweglichkeit von Löchern
geringer ist als für
Elektronen, kann es vorteilhaft sein, die p-Vorrichtungen gegen n-Vorrichtungen
(oder pnp für
npn) auszutauschen und umgekehrt und zur gleichen Zeit den Sinn
der Eingangsdioden umzukehren. Es ist in der Praxis wahrscheinlich,
dass dieses zu einer etwas höheren
maximalen Betriebsfrequenz führen wird.
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In
den mit Bezug auf 2 bis 9 beschriebenen Ausführungsbeispielen werden die
Sägezahn Wellenform
(Op2) und der gemittelte Gleichstrompegel (Op3) den jeweiligen Eingängen eines
Differenzialvergleichers zugeführt.
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Man
wird erkennen, dass ein Gleichstrom-Bezugspunkt in diesen Schaltungen
passenderweise so ausgewählt
wird, dass er sich an einem beliebigen HF-Erdungspunkt befindet,
weil die durch Niederfrequenz-Kondensatoren oder Entkopplungs-Kondensatoren
verbundenen Punkte sich gewissermaßen alle am HF-Potential befinden.
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Daher
könnten
die Erdungsverbindungen in den Ausführungsbeispielen von 2 bis 9 durch
eine geeignet entkoppelte Spannungsquelle mit niedriger Impedanz
ersetzt werden, die mit dem Gate des FET (oder der Basis eines äquivalenten
bipolaren Transistors) verbunden ist. Diese Spannungsquelle kann
angeordnet sein, um den genauen Schaltpegel für den Vergleicher zu errichten,
der dann ein einfacher, einzelner Eingangsvergleicher sein kann,
wie ein CMOS-Wandler mit hoher Impedanz (NICHT-Element) anstatt
eines in den Ausführungsbeispielen
von 2 bis 9 verwendeten
Potenzial-Vergleichers.
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Besonders
vorteilhafte Ausführungsformen der
beschriebenen, beispielhaften Ausführungsbeispiele umfassen:
- 1. Eine Eingangsquelle mit einer annähernd konstanten
Amplitude. Es ist außerdem
wünschenswert,
aber nicht wesentlich, dass die Eingangs-Wellenform eine Anstiegszeit
haben sollte, die nicht länger
ist als etwa ein Zehntel einer durchschnittlichen Dauer der Eingangs-Wellenform.
Das Leistungsverhalten der Schaltung in der Praxis ist dann als
verbessert ermittelt worden.
- 2. Ein Eingangskondensator C1 (oder ein Paar Eingangskondensatoren
C1 und C2) kann verwendet werden, um ein Eingangs-Ladungspaket mit
einem im Wesentlichen konstanten Ladungswert zu bilden, wenn er
an einem Anschluss durch das zuvor genannte Eingangssignal geschaltet wurde.
- 3. Es kann ein Integrator-Kondensator verwendet werden, der
durch konstante Ladungspakete bei einer Eingangs-Frequenzrate geladen
wird, und
- 4. dauerhaft durch eine gesteuerte Entlade-Stromquelle oder
-senke entladen wird. Die Entladevorrichtung kann fast jeder Transistor
mit einer ziemlich hohen Ausgangsimpedanz für seinen Drain oder Kollektor
sein.
- 5. Es kann ein Tiefpassfilter (typischerweise ein Widerstand-Kapazitäts-Filter
mit einem einzelnen Abschnitt) angeschlossen werden, um einen negativen
Rückkopp lungspfad
vom Speicher-Kondensator zum Steuereingang (Gate oder Basis) der
gesteuerten Stromquelle zu bilden.
- 6. Die negative Rückkopplungsverbindung
bewilrkt, dass ein im Wesentlichen konstanter gemittelter Gleichstrom-Pegel
am Speicher-Kondensator existiert. Die Rückkopplung führt damit
die Funktion der Gleichstrom-Entfernung aus, so dass der Speicher-Kondensator,
der als ein Integrator der Lade- und Entladeströme angesehen wird, nicht durch
die Gleichstromdrift beeinflusst wird.
- 7. Es kann ein Differenzial-Vergleicher verwendet werden, wobei
ein Eingang mit dem Speicher-Kondensator verbunden ist und auf die
Sägezahn
Wellenform darauf reagiert und der andere Eingang mit dem gemittelten
Gleichstrom-Pegel (am Ausgang des Tiefpassfilters) verbunden ist.
- 8. Es kann eine getriggerte Ausgangsschaltung, wie sie in der
zuvor erwähnten
Offenlegung beschrieben wurde, angeschlossen werden, so dass sie
nur durch den Ausgangsübergang
mit niedrigem Jitter des Vergleichers getriggert wird. (Der niedrige
Jitter-Übergang
tritt an dem langsameren der beiden Zägezahn-Wellenform-Neigungen auf).
- 9. Die hintereinander angeordneten Beschleunigungsdioden (D5
bis D8) können
so verbunden sein, dass sie einen Pfad mit niedriger Impedanz zwischen
dem Eingang und dem Ausgang des Rückkopplungs-Tiefpassfilters
für den
Fall bilden, wenn Eingangs-Phasesprünge bewirken, dass die Integrator-Spannung
aus den Toleranzen springt, die durch die Anzahl der Dioden in Reihe und
die typischen Dioden-Abweichspannungen eingestellt wurden.
- 10. Es kann eine Frequenz-Verdopplungs-Eingangsschaltung bereitgestellt
werden, in der zwei Ladungspumpen abwechselnd auf den ansteigenden
und den abfallenden Flanken der Eingangs-Wellenform arbeiten und
ihre Ladungspakete über
einen üblichen
Pfad zum Speicher-Kondensator übertragen.
- 11. (a) Eine gemeinsame Gate- oder gemeinsame Basis-Transistorschaltung
kann in den Pfad zwischen dem (den) Eingangs-Kondensatoren) und dem
Speicher-Kondensator
eingebunden werden, so dass eine bessere Konstanz der Ladungspakete
gewährleistet
ist.
(b) Es kann außerdem
eine Zeitkonstante mit der Basis verbunden werden, um die Konstanz
der Größe der Ladungspakete
in den kurzen Zeitschwankungen in der Eingangssignal Amplitude zu
gewährleisten.
Oder das Gate von T1 kann mit dem Gate von T2 verbunden werden.
- 12. Die Verwendung der Ausgangsspannung des Tiefpassfilters
(die eine bekannte Funktion der Frequenz ist) hält das Impulslängenverhältnis eines
monostabilen Ausgangs für
einen breiten Bereich der Eingangs-Frequenzen im Wesentlichen konstant.
Ein FET kann alternativ mit dem Gate des T1-Spiegels, der Strom
von T1 mit einem stromgesteuerten, monostabilen Ausgang verbunden
werden, um das gleiche Ziel zu erreichen.