DE69909516T2

DE69909516T2 - Verfahren zum empfangen von spreizspektrumsignalen mit korrektur des frequenzversatzes

Info

Publication number: DE69909516T2
Application number: DE69909516T
Authority: DE
Inventors: Christophe Boulanger; Laurent Ouvry; Bernard Piaget; Didier Lattard
Original assignee: Commissariat a lEnergie Atomique CEA
Current assignee: Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Priority date: 1998-12-23
Filing date: 1999-12-21
Publication date: 2004-04-15
Anticipated expiration: 2019-12-22
Also published as: EP1142147A1; US20070110141A1; US7388901B2; US7388902B2; US6987796B1; DE69909516D1; WO2000039939A1; FR2787951A1; FR2787951B1; US20060133459A1; EP1142147B1

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung hat ein Verfahren zum Empfangen von Spreizspektrumsignalen mit Korrektur des Frequenzversatzes zum Gegenstand. Ihr Anwendungsgebiet ist das der digitalen Übertragungen.
Die Erfindung ermöglicht, die Effekte unerwünschter Frequenzversatze zu korrigieren, unabhängig davon, welche Ursache diese Versatze haben. Meistens handelt es sich um einen Dopplereffekt, verbunden mit der Fortbewegungsgeschwindigkeit des Empfängers. Aber es kann sich auch um Effekte handeln, die durch einen Frequenzversatz der lokalen Oszillatoren verursacht werden. In der nachfolgenden Beschreibung wird davon ausgegangen, dass der zu korrigierende Effekt ein Dopplereffekt ist, ohne jedoch dadurch die Tragweite der Erfindung auf diesen Fall zu reduzieren.
Stand der Technik
Zu der Korrektur des Dopplereffekts gibt es zahlreiche Veröffentlichungen. Zum Beispiel kann man das Patent US-A-5 007 068 nennen sowie den entsprechenden Artikel von M. K . SIMON und D. DIVSALAR mit dem Titel "Doppler-Conrected Differential Detection of MPSK", veröffentlicht in der Zeitschrift "IEEE Transactions on Communications", Vol. 37, Nr. 2, Februar 1989, Seiten 99–109. Diese Dokumente beschreiben eine Technik, bei der Dopplerverschiebung über eine Hälfte der Symbolperiode verteilt ist. Der Empfänger benutzt dazu zwei Verzögerungsschaltungen von jeweils einer halben Periode und eine Dopplereffekt-Bewertungsschaltung zwischen diesen beiden Verzögerungsschaltungen. Die Korrektur ertolgt anschließend bei dem üblichen demodulierten Signal.
Diese Technik ist anwendbar bei Modulationen des Typs MDPSK ("M-an Differential Phase Shift Keing"), ist aber nicht anwendbar bei den Spreizspektum-Übertragungen, wo jedes Symbol mit einer Pseudozufallssequenz multipliziert wird.
Der Artikel von F.D. NATALI mit dem Titel "AFC Tracking Algorithms", veröffentlicht in der Zeitschrift "IEEE Transactions on Communications, Vol. COM-32, Nr. 8, August 1984, Seiten 935–947, beschreibt eine Technik, bei der man vor der Übertragung der Infonnation Präambeln bildet, die aus bekannten Symbolen bestehen. Man kontrolliert die Arbeitsfrequenz automatisch ("Automatic Frequency Control" oder AFC) durch eine Schleifenstruktur.
Diese Technik ist nicht an den Fall angepasst, wo man durch Leerzeichen getrennte Datenblöcke überträgt.
Unter den Konekturtechniken kann man noch nennen:

– die Benutrung der doppelten Detektion, die sich von dem Dopplereffekt freimacht durch eine entsprechende Codierung (US-A-4 481 640);
– die Anwendung des Prinzips der Frequenzmischung in dem Radio- bzw. Funkteil des Empfängers (US-A-4 706 286);
– die Benutrung einer Phasenverriegelungsschleife (PLL) in dem Radio- bzw. Funkteil (US-A-4 841 544);
– die Benutrung eines Dualmodus mit erhöhter Bitrate (US-A-5 623 485).

Diese Techniken sind generell teuer und komplex und nutren weder die Vorteile des Spreizspektrums noch der Digitalverarbeitung der Signale in optimaler Weise. Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht genau dann, diese Nachteile zu beseitigen, indem sie ein Verfahren vorschlägt, das die Basisbandsignale verarbeitet (und nicht die Signale in dem Radioteil) und das gut an die Digitalverarbeitung angepasst ist.
Das Dokument EP-A 822 688 beschreibt einen Empfänger für Spreizspektrumsignale, bei dem die Dopplereffekt-Konektut bei den Signalen im Basisbandsignalen erfolgt.
Darstellung der Erfindung
Die Erfindung hat genau ein Vertahren zum Empfangen von Spreizspektrumsignalen mit Konektur des Frequenzversatres mit folgenden Schritten zum Gegenstand:

– Empfangen eines Signals mit einer Präambel, gebildet durch eine Folge von bekannten Symbolen, frequenzgespreizt durch eine N Impulse umfassende Pseudozufallssequenz, dann einer Folge von Informationssymbolen, frequenzgespreizt durch die genannte Pseudozufallssequenz,
– Bilden bzw. Formen eines Basisband-Signals aufgrund des empfangenen Signals,
– Durchführen einer Konelation zwischen dem Basisband-Signal und der Pseudozufallssequenz wenigstens in dem Teil des Signals, der den Informationssymbolen entspricht, um ein Konelationssignal zu efialten,
– Durchführen einer Demodulation des Konelationssignals, um ein Demodulationssignal zu efialten,
– Wiedefierstellen der Informationssymbole,

a. in einem ersten Schritt verarbeitet man das Konelationssignal in dem der Präambel entsprechenden Teil, um die Periode T der Modulation zu ermitteln, die dieses Signal aufgrund des Frequenzversatzes betrifft, und man arbeitet ein Konektursignal aus, das diese ennittelte Periode hat,
b. in einem zweiten Schritt korrigiert man das Signal vor oder nach Konelation in dem den Informtationssignalen entsprechenden Teil mit Hilfe des genannten Konektursignals,

– dass man das Basisband-Signal in zwei Komponenten aufteilt, eine erste Komponente (I) und eine zur ersten Komponente um 90° phasenverschobene zweite Komponente (Q), und dass man bei jeder dieser Komponenten eine Konelation durchführt, um zwei Konelationskomponenten CORR(I) und CORR(Q) zu erhalten,
dass man ein Signal DOT berechnet, das die Summe zweier direkter Produkte sukzessiver Abtastwerte der Konelationskomponenten ist, und ein Signal CROSS berechnet, das die Differenz zweier Kreuzprodukte sukzessiver Abtastwerte der Konelationskomponenten ist,
dass man, um die Periode (T) der Modulation zu bestimmen, bei jeder Symbolperiode das Verhältnis zwischen einem Signal CROSS und einem Signal DOT berechnet, man den Bogen bzw. Arkus berechnet, dessen Tangente gleich diesem Verhältnis ist, man den Umkehrwert dieses Arkus berechnet und mit πN/2 multipliziert.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen
Die 1 erinnert an die allgemeine Struktur eines Spreizspektrumsignalempfängers;
die 2 zeigt ein vom Dopplereffekt unbeeinflusstes Signal;
die 3 zeigt dasselbe Signal, leicht beeinflusst vom Dopplereffekt;
die 4 zeigt dasselbe Signal, aber mit einem starkcen Dopplereffekt;
die 5 zeigt die sinusfönnige Modulation, die ein Konelationssignal aufgrund des Dopplereffekts beeinflusst, und zeigt die Periode T dieser Modulation;
die 6 ist ein synoptisches Schaltbild, das die Ermittlung der Dopplennodulation aus den Demodulationssignalen DOT und CROSS zeigt;
die 7 zeigt eine Ausführungsart eines Blocks zur Ennittlung der Modulationsperiode und der Bildung des Dopplereffekt-Konektursignals;
die 8 zeigt eine Ausführungsart einer Dopplereffekt-Konekturschaltung;
die 9A und 9B zeigen ein Konelationssignal vor und nach Konektur für den Kanal 1;
die 10A und 10B zeigen ein Konelationssignal vor und nach Konektur für den Kanal Q;
die 11A und 11 B zeigen ein Konelationssignal vor und nach Konektur in dem Kanal 1, mit Gaußschem Rauschen;
die 12A und 12B zeigen ein Konelationssignal vor und nach Konektur in dem Kanal Q, mit Gaußschem Rauschen;
die 13 zeigt schematisch die Struktur eines Empfängers mit Parallelunterdrückung von Interterenzen und mit Gewichtung, mit erfindungsgemäßer Dopplereffekt-Korrektur;
die 14 zeigt die Änderungen der Bitfehlenate als Funktion des Geräuschabstands und ermöglicht, die Leistungen eines erfindungsgemäßen Empfängers zu vergleichen mit den Leistungen von anderen Empfängem bekannter Typen.
Darstellung spezieller Ausführungsarten
Die 1 zeigt die allgemeine Struktur eines Direktsequenz-Spreizspektrumsignalempfängers. Es wird zum Beispiel angenommen, dass die beim Senden durchgeführte Modulation eine differentielle Phasenmodulation ist. Der Empfänger umfasst nicht dargestellte Einrichtungen wie zum Beispiel eine Antenne und Einrichtungen für den Übergang in das Basisband, das heißt um das empfangene Signal mit einem Signal zu multiplizieren, das die Frequenz des Trägers hat. Der Empfänger umfasst generell zwei parallele Kanäle, mit 1 und Q bezeichnet, um ein Signal zu verarbeiten, das mit dem Träger in Phase ist, und ein Signal, das zum diesem um 90° phasenverschoben ist. Der dargestellte Empfänger umfasst also zwei Eingänge E(I), E(Q), zwei Analog-Digital-Umsetzer CAN(I), CAN(Q), zwei Schaltungen F(I), F(Q), die zwei Signale CORR(I) und CORR(Q) liefem, eine differentielle Demodulationsschaltung DD, die zwei traditionell mit DOT und CROSS bezeichnete Signale liefert (die Summen oder Differenzen von Abtastwertprodukten am Konelationsausgang sind), eine Schaltung Inf/H, die ein Infonriationssignal Sinf und ein Taktsignal SH ausgibt, und schließlich eine Entscheidungsschaltung D, deren Ausgang S die Daten d ausgibt.
Die Schaltungen F(I), F(Q) führen eine Konelationsoperation zwischen dem empfangenen Signal und der beim Senden benutzten Pseudozufallssequenz aus. Diese Operation besteht darin, eine bestimmte Anzahl von aufeinandertolgenden Abtastwerten zu speichern und eine Summe zu enechnen, gewichtet mit Hilfe von Koeffzienten, die die Koeffzienten des Direktsequenz-Spreizspektrums sind. Diese Koeffizienten sind gleich +1 und –1, je nach Vorzeichen der die Pseudozufallssequenz bildenden Impulse.
Die Analog-Digital-Umsetzer CAN(I) und CAN(Q) arbeiten mit der Frequenz n_eF_c, wo F_c die Frequenz der Impulse ist (F_c = 1/T_c) und n_e die Anzahl der in einer Impulsperiode (T_c) genommenen Abtastwerte. Um die Darstellung zu vereinfachen, geht man davon aus, dass man einen Abtastwert pro Impuls nimmt. Die Konelationssignale CORR(I) und CORR(Q) enthalten einen Konelations-Peak pro Symboldauer.
Bezüglich der Signale DOT und CROSS, geliefert durch die Demodulationsschaltung DD, sei daran erinnert, dass es sich ersten ersten um die Summe I_kI_k _- ₁ + Q_kQ_k–1 handelt und beim zweiten um die Differenz I_kI_k–1 – Q_kQ_k–1, wo I_k und Q_k die Konelationsabtastwerte des Rangs k für die Kanäle I und Q bezeichnen, wobei der Rang einer Symbolperiode entspricht (I_k entspricht CORR(I_k) und Q_k entspricht CORR(Q_k)).
Die 2 zeigt die Folge der Konelations-Peaks in dem idealen Fall einer Präambel, die durch binäre Daten gebildet wird, die alle gleich +1 sind, wobei die Übertragung nicht durch einen Dopplereffekt beeinflusst wird. Die 2 betrifft sowohl den Kanal I als auch den Kanal Q. Als Abszisse fungiert die Zeit, gezählt in Impulsperioden. Die Peaks sind durch N Impulse voneinander beabstandet; in dem dargestellten Fall ist N = 31. Alle Peaks haben die gleiche Amplitude, in diesem Idealfall nicht venauscht.
Die 3 zeigt den gleichen Fall, aber mit einem leichten Dopplereffekt, während die 4 den Fall eines starken Dopplereffekts darstellt. Der Frequenzversatz aufgrund des Dopplereffekts drückt sich durch eine Phasenverschiebung des verarbeiteten Signals und durch eine gestörte Modulation bzw. Stönodulation des Konelationssignals aus.
Die 5 greift diese Frage auf genauere Weise auf und zeigt die mit der Störung verbundene Modulation, mit ihrer mit T bezeichneten Halbperiode, welche die Dauer ist (gezählt in Anzahl Impulse), die zwei sukzessive Fxtrema trennt. Die Gesamtperiode der Störmodulation bzw. gestörten Modulation ist also gleich 2T. Das Verfahren der vorliegenden Erfndung ermöglicht, diese Störmodulation zu korrigieren. Nach der Erfindung geht man zweifach vor: zunächst misst man die Dauer T (oder ihre Verdoppelung 2T), was ermöglicht, ein Konektursignal auszuarbeiten; anschließend korrigiert man die Signale durch dieses Konektursignal.
Um die Dauer T (oder 2T) zu ermitteln, benutzt man nach der Erfindung die Konektursignale unter ihren Fonnen DOT und CROSS.
Um die Konektur auszuführen, kann man entweder auf die eintreffenden Signale einwirken oder auf die Konelationssignale. Es gibt also mehrere mögliche Varianten, die in den 6 bis 8 darstellt sind. In diesen Figuren sind die Bezeichnungen etwas modfiziert in Bezug auf die 1, und zwar in dem Sinne, dass die Signale vor der Verarbeitung einen Index "dop" aufweisen, um anzuzeigen, dass sie durch einem Dopplereffekt beeinflusst sind, und die Signale nach der Verarbeitung diesen Index nicht aufweisen.
In der 6 verarbeitet die Ermittlungsschaltung des Dopplereffekt EST_dop die Demodulationssignale DOT_dop(I) und/oder CROSS_dop(Q). Die Korrektur erfolgt entweder bei I_dop und Q_dop oder bei CORR_dop(I) und CORR_dop(Q) in der Schaltung CC_dop.
Um die in der 5 dargestellte Periode T (oder 2T) zu bestimmen, benutzt man die Eigenschaften der zu verarbeitenden Signale. Man kann nämlich annehmen, dass die einer Präambel entsprechenden Korrelationssignale von den Abtastwerden einer Kosinuskurve und einer Sinuskurve der Halbpenode T gebildet werden, abgetastet alle kN Impulse (s. 5). Man kann folglich schreiben: CORRdop(Ik) = P.cos(πkN/2T) (1) CORRdop(Qk) = P.sin(πkN/2T) (2)
wo P eine Amplitude ist.
Nach der differentiellen Demodulation erhält man die folgenden Signale DOT und CROSS: DOTddop(k) = CORRdop(Ik).CORRdop(Ik –1) + CORRdop(Qk).CORRdop(Qk–1) (3) CROSSdop(k) = CORRdop(Qk).CORRdop(Ik –1) + CORRdop(Ik).CORRdop(Qk–1) (4)
Indem man in (3), (4) die Größen durch ihre durch (1) und (2) gelieferten Werte ersetzt und unter Berücksichtigung der Eigenschaften der trigonometrischen Funktionen erhält man: DOTdop(k) = P2.cos(πN/2T) (5) CROSSdop(k) = P2.sin(πN/2T) (6)
Man sieht, dass die beiden Größen DOT_dop und CROSS_dop unabhängig sind vom Rang k des Präambelsymbols. Indem man das Verhältnis dieser Größen realisiert, bildet man die Tangente des Winkels πN/2T, wo man den Winkel und den Winkel von T entnehmen kann:
wo arctg(.) bedeutet: "Arkus dessen Tangente gleich (.) ist" (in angelsächsischer Darstellung bzw. Zeichensprache: tan^–1).
Die Dopplereffekt-Ermittlungsschaltung EST_dop der 6 ist also einfach eine Schaltung, die einen Teiler bzw. Dividierer der Signale A = CROSS_dop und B = DOT_dop, eine Schaltung zur Berechnung von
einen Inverter und einen Multiplizierer mit Nπ/2 umfasst. In Kenntnis von T genügt es, ein Korrektursignal zu erzeugen, dessen eine Komponente Cc ein Kosinus ist und die andere Cs ein Sinus: Cc = cos(πN/2T) (8) Cs = sin(πN/2T) (9)
Ein solches Signal wird durch einen Generator mit zwei um 90° phasenverschobenen Ausgingen erzeugt.
Man kann diese Berechnung modifizieren, indem man eine Folge von gewichteten Abtastwerten nimmt und berechnet:
Noch allgemeiner verbessert man die Ermittlung von T, indem man eine Tiefpassfilterung der Signale DOT_dop und CROSS_dop vornimmt, also mit A=f(CROSS_dop(k)) und B=f(DOT_dop(k)), wo f die Filtertunktion darstellt:
Ein Generator, der T empfängt, liefert die Komponenten Cc und Cs, definiert durch (8) und (9).
Die 7 zeigt eine spezielle Ausführungsart der Ermittlungsschaltung. Diese Schaltung umfasst zwei Verstärker 10, 11 der Verstärkung (1 – α), zwei Multiplizierer 12, 13, deren Ausgang über einen Verstärker 14, 15 und eine Verzögerungsleitung 16, 17 rückgeschleift ist auf einen zweiten Eingang. Die Schaltung wird vervollständigt durch Einrichtungen zur Anwendung der Relation (11), nämlich einen Dividierer 20, eine Arkustangens-Berechnungsschaltung 22, eine Schaltung 24, die den Umkehrwert des Arkustangens berechnet, und einen Verstärker 26 der Verstärkung πN/2, der die Größe T liefert. Ein Generator 30, der T empfängt, liefert die Komponenten Cc und Cs, definiert durch (8) und (9).
Nachdem oben die Einrichtungen zur Erlangung der beiden Komponenten Cc und Cs des Korrektursignals beschrieben wurden, wird nun beschrieben, wie man folgerichtig die empfangenen Signale konigiert. Diese Konektur verarbeitet die Signale, die die übertragenen Informationen enthalten, und nicht nur die Präambel.
Generell können die Konelationssignale CORR(I) und CORR(Q) des gleichphasigen und des um 90° phasenverschobenen Kanals als reelle und imaginäre Komponenten eines komplexen Signals CORR(I) + CORR(Q) betrachtet werden. Der Dopplereffekt ändert die Phase dieses Signals (dreht mit anderen Worten den es darstellenden Vektor) um eine Größe e^j(πx/2nT. Das erhaltene Signal ist das durch den Dopplereffekt beeinflusste Signal. Seine Komponenten sind CORR_dop(I) und CORR_dop(Q). Man kann also schreiben: CRORRdop(I) = jCORRdop(Q) = [CORR(I) + jCORR(Q)] ej(πx/2nT (12)
Umgekehrt kann man die vom Dopplereffekt befreiten Komponenten in Bezug auf die vom Dopplereffekt beeinflussten Komponenten folgendennaßen ausdrücken: CRORR(I) = jCORRdop(Q) = [CORRdop(I) + jCORRdop(Q)] e–j(πx/2nT (13)
Indem man das zweite Glied dieser Gleichung entwickelt und die reellen und imaginären Tenne identifiziert, erhält man:
Man kann dieselben Relationen mit den Signalen I und Q herstellen, also:
Die Konekturschaltung muss also Multiplizieren umfassen, um die zu korrigierenden Signale mit den beiden Komponenten des Konektursignals zu multiplizieren, und Addierer, um die Summe der erhaltenen Produkte zu enechnen. Die 8 zeigt ein Beispiel einer solchen Schaltung. So wie dargestellt, umfasst sie zwei Multiplizierer 41 und 42, wobei in den ersten I_dop oder CORR_dop(I) und cos(πx/2T) eingespeist wird und in den zweiten Q_dop oder CORR_dop(Q) und sin(πx/2T), und einen Addierer 43, verbunden mit den beiden Multiplizierem, um das von dem Dopplereftekt korrigierte Signal des ersten Kanals zu liefem, das heißt 1 oder CORR(I). In gleicher Weise umfasst die Schaltung noch zwei Multiplizierer 51 und 52, wobei in den ersten Q_dop oder CORR_dop(Q) und cos(πx/2T) eingespeist wird und in den zweiten I_dop oder CORR_dop(I) und sin(πc/2T), und einen Addieren 53 mit einem invertierenden Eingang (mit anderen Worten einem Subtrahierer), wobei der invertierende Eingang mit dem Multiplizierer 52 verbunden ist und der andere mit dem Multiplizierer 51. Dieser Addierer 53 liefert das von dem Dopplereftekt korrigierte Signal des zweiten Kanals, das heißt Q oder CORR(Q).
Die 9A, 9B und 10A, 10B einerseits und 11A, 11B sowie 12A, 12B andererseits zeigen die oben beschriebene Konektur.
Zunächst sieht man in der 9B ein Konelationssignal des Kanals 1 vor der Konektuc und von einem Dopplereffekt beeinflusst. In der 9A ist dieser Effekt korrigiert worden.
In den 10B und 10A sieht man dieselben Signale vor und nach der Konektur, aber in dem Kanal Q.
Die 11B , 11A und 12B, 12A zeigen dieselben Signale, aber mit einem derartigen Rauschen, dass der Rauschabstand 5 dB beträgt.
Die Erfndung ist nicht auf den Fall beschränkt, wo man gleichzeitig den Kanal I und den Kanal Q korrigiert. Man kann sehr wohl den einen oder den anderen dieser Kanäle korrigieren. Die Korrekturschaltung arbeitet dann mit dem Teil der Einrichtungen, die das Berechnen der Ausdrücke (18) oder (19) ennöglichen.
Die oben beschriebene Erfindung ist bei jedem Empfängertyp von Pseudozufallssequenz-Spreizspektrumsignalen anwendbar. Sie eignet sich insbesondere für Übertragungen des Typs CDMA ("Code Division Multiple Access"). Bei diesen Übertragungen teilen sich mehrere Benutrer einen selben Kanal dank unterschiedliche Pseudozufallssequenzen. Der Empfänger umfasst dann ebenso viele parallele Kanäle wie Benutrer. Bei einer speziellen Anwendungsart kann ein solcher CDMA-Empfänger Einrichtungen zur Parallelunterdrückung der Interterenzen zwischen Benutrem mit Gewichtungsmitteln umfassen. Ein solcher Empfänger wird in einer französischen Patentanmeldung beschrieben, die der jetzige Anmelder am 24. März 1998 unter der Nummer 98 03586 angemeldet hat.
Die 13 zeigt schematisch einen solchen Empfänger. Er umfasst einen Haupteingang E, der ein Verbundsignal R(t) erhält, K parallele Kanäle V₁, V₂,..., V_k, wo K die maximale Benutrerzahl ist, wobei jeder Kanal ein jedem Benutrer zugeordnetes Signal R₁(t) R₂(t),..., R_k(t) liefert, eine Schaltung SPIP zur Parallelunterdrückung von Interterenzen mit Gewichtung und K Entscheidungsschaltungen D₁, D₂,..., D_k, die die jedem Benutrer zugeordneten Daten d₁, d₂,..., d_k liefem.
Die 14 ennöglicht dann, die Leistungen eines erfindungsgemäßen Verfahrens mit klassischen Vertahren zu vergleichen. Diese 14 zeigt die Änderungen der Bitfehlerrate (TEB) in Abhängigkeit von dem Rauschabstand RSB. Die 13 beruht auf der Annahme von K = 5 Benutrem mit N = 63. Der Dopplereffekt wurde durch einen Abstand, bzw. Abweichung, in Bezug auf den Träger des lokalen Oszillators simuliert.
Die Kurve 50 bezieht sich auf ein klassisches Verfahren mit einer Stufe, ohne Interterenzunterdrückung. Die Kurven 51 und 52 beziehen sich auf dasselbe Vertahren, aber mit zwei unterschiedlichen Dopplereftekten: der erste mit einem relativen Abstand, bzw. Abweichung, von 10^–6 bei 2,45 GHz und der zweite mit einem relativen Abstand von 10^–5.
Die Kurve 60 bezieht sich auf ein Vertahren zur Parallelunterdrückung von Interterenzen mit einer einzigen Parallelunterdrückungsstufe, und die Kurven 61, 62 auf dasselbe Vertahren, aber mit den Abständen, bzw. Abweichungen, von 10^–6 und 10^–5.
Die Kurve 70 bezieht sich auf ein Vertahren mit zwei Stufen zur Parallelunterdrückung von Interterenzen mit den zugeordneten Kurven 71, 72 für die Abstände, bzw. Abweichungen, 10^–6 und 10^–5.
Die Kurve 80 markiert schließlich die theoretische Grenze der differentiellen Phasenmodulationstechnik (DQPSK).

Claims

Verfahren zum Empfangen von Spreizspektrumsignalen mit Konektur des Frequenzversatzes mit folgenden Schritten: – Empfangen eines Signals (I, Q) mit einer Präambel, gebildet durch eine Folge von bekannten Symbolen, frequenz-gespreizt durch eine N Impulse umfassende – Pseudozufallssequenz, dann einer Folge von Informationssymbolen, frequenzgespreizt durch die genannte Pseudozufallssequenz, – Bilden bzw. Formen eines Basisband-Signals aufgrund des empfangenen Signals, – Durchführen einer Konelation (F(I), F(Q)) zwischen dem Basisband-Signal und der Pseudozufallssequenz wenigstens in dem Teil des Signals, der den Informationssymbolen entspricht, um ein Konelationssignal (CORR(I), CORR(Q)) zu efialten, – Durchführen einer Demodulation (DD) des Konelationssignals, um ein Demodulationssignal (DOT, CROSS) zu efialten, – Wiedefierstellen der Informationssymbole (d). wobei in diesem Verfahren die Frequenzversatz-Konektur die folgenden Schritte umfasst: a.in einem ersten Schritt verarbeitet man das Konelationssignal in dem der Präambel entsprechenden Teil, um die Penode T der Modulation zu ennitteln (ESTdop), die dieses Signal aufgrund des Fregenzversatzes betrifft, und man arbeitet ein Korrektursignal aus, das diese ennittelte Penode T hat, b.in einem zweiten Schritt (CCdop) korrigiert man das Signal vor oder nach Konelation in dem den Informationssignalen entsprechenden Teil mit Hilfe des genannten Korrektursignals, dabei ist dieses Verfahren dadurch gekennzeichnet: – dass man das Basisband-Signal in zwei Komponenten aufteilt, eine erste Komponente I und eine zur ersten Komponente um 90° phasenverschobene zweite Komponente Q, und dass man bei jeder dieser Komponenten eine Korrelation durchführt, um zwei Korrelationskomponenten CORR(I) und CORR(Q) zu efialten, – dass man ein Signal DOT berechnet, das die Summe zweier direkter Produkte sukzessiver Abtastwerte der Konelationskomponenten ist, und ein Signal CROSS berechnet, das die Differenz zweier Kreuzprodukte sukzessiver Abtastwerte der Korrelationskomponenten ist, – dass man, um die Periode T der Modulation zu bestimmen (EST_dap), bei jeder Symbolperiode das Verhältnis zwischen einem Signal CROSS und einem Signal DOT berechnet (20), man den Bogen berechnet, dessen Tangente gleich diesem Verhältnis ist (22), man den Umkehrwert dieses Bogens berechnet (24) und man mit πN/2 multipliziert (26).
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem man die Signale CROSS und DOT vorher einem Tiefpassfiltern unterzieht.
Verfahren nach den Ansprüchen 1 oder 2, bei dem man zum Bilden des Korrektursignals eine erste Komponente (Cc) gleich cos(πx/2T)(30) und eine zweite Komponente (Cs) gleich sin(πx/2T) bildet, wo x eine Zeiteinheit gleich kN ist, k eine alle sukzessiven ganzen Werte umfassende Zahl ist und N die Anzahl der Impulse der Pseudozufallssequenz ist, und wo T die Modulationsperiode ist.
Verfahren nach Anspruch 3, bei dem man die Basisband-Signale des ersten und/oder des zweiten Kanals, also I_dop und Q_dap, korrigiert (CC_dop) durch das Berechnen einer ersten Größe gleich: Idop.cos(πx/2T) + Qdop.sin(πx/2T),was ein für den ersten Kanal charakteristisches frequenzversatz-korrigiertes Signal I ergibt, und/oder durch das Berechnen einer zweiten Größe gleich: Qdop.cos(πx/2T) – Idop.sin(πx/2T),was ein für den zweiten Kanal charakteristisches frequenzversatz-korrigiertes Signal Q ergibt.
Verfahren nach Anspruch 3, bei dem man die Korrelationssignale des ersten und/oder des zweiten Kanals, also CORR_dop(I) und CORRdop(Q), korrigiert (CCdop) durch das Berechnen einer ersten Größe gleich: CORRdop(I).cos(πx/2T) + CORRdop(Q)sin(πX/2T),was ein für den ersten Kanal charakteristisches frequenzversatz-korrigiertes Konelationssignal CORR(I) ergibt, und/oder durch das Berechnen einer zweiten Größe gleich: CORRdop(Q).cos(πx/2T) – CORRdop(I).sin(πx/2T),was ein für den zweiten Kanal charakteristisches frequenzversatz-korrigiertes Korrelationssignal CORR(Q) ergibt.