DE69909116T2

DE69909116T2 - Signalempfangsverfahren für cdma-signale mit synchronisation mittels verdoppelter, verzögerter multiplikation und dessen signalempfangsgerät

Info

Publication number: DE69909116T2
Application number: DE69909116T
Authority: DE
Inventors: Christophe Boulanger; Jean-Rene Lequepeys; Bernard Piaget; Roselino Lionti
Original assignee: Commissariat a lEnergie Atomique CEA
Current assignee: Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Priority date: 1998-09-04
Filing date: 1999-09-03
Publication date: 2004-04-29
Anticipated expiration: 2019-09-04
Also published as: DE69909116D1; EP1123585A1; WO2000014891A1; FR2783113B1; EP1123585B1; FR2783113A1; US6999502B1

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung hat ein Empfangsvertahren für CDMA-Signale mit Synchronisation mittels verdoppelter, verzögerter Multiplikation und einen entsprechenden Empfänger zum Gegenstand.
Die englische Abkürzung CDMA ("Code Division Multiple Access") bezieht sich auf eine digitale Kommunikationstechnik, bei der mehrere Benutzer dank einer speziellen Pseudozufalls-Sequenzzuteilung (oder -Codezuteilung) denselben Kommunikationskanal benutzen.
Stand der Technik
Die CDMA-Technik ist in der Literatur ausführlich beschrieben. Man kann in dieser Hinsicht die beiden folgenden Hauptwerke konsultieren:

– Andrew J. VITERBI: "CDMA-Principles of Spread Spectrum Communication" Addison-Wesley Wireless Communications Series, 1975,
– John G. PROAKIS: "Digital Communications" McGraw-Hill International Communications", 3. Ausgabe, 1995.

Man kann auch Dokumente des vorliegenden Anmelders konsultieren und insbesondere: FR-A-3 712 129, FR-A-2 742 014 und FR-A-2 757 333.
Die in diesen Dokumenten beschriebenen Techniken wenden eine Signal-Theorie an, die in der Folge für ein besseres Verständnis der Erfindung kurz resümiert wird.
Man geht von einem Pulsationsträger w aus, phasenmoduliert durch eine Funktion der Zeit. Das modulierte Signal kann geschrieben werden: s(t) = A(t)cos[wt + P(t)]wo A(t) die Amplitude des Signals ist.
Dieser Ausdruck kann sich entwickeln zu: s(t) = A(t)cos wt cos P(t) – A(t)sin wt sin P(t).
Indem man mit I(t) den Teil A(t)cos P(t) bezeichnet, der in Phase mit dem Träger ist, und mit Q(t) den Teil A(t)sin P(t), der zu diesem um 90° phasenverschoben ist, kann man dieses letzte Signal auch schreiben: S(t) = I(t)cos wt – Q(t)sin wt.
Die Verarbeitung des Signals s(t) kann also durch die doppelte Verarbeitung der Teile I(t) und Q(t) erfolgen, die in der Folge einfacher mit I und Q bezeichnet werden.
Die Empfänger, die derartige Signale verarbeiten, erhalten im Allgemeinen auf zwei verschiedenen Eingängen solche Signale I und Q. Man erhält sie durch Multiplikation des Empfangssignals mit einer Welle, die entweder mit dem Träger in Phase oder zu ihm um 90° phasenverschoben ist. Die Schaltungen führen anschließend diverse Verarbeitungen entsprechend den ausgewerteten Modulationen aus. Es gibt also im Falle von differentiellen Phasenmodulationen Verarbeitungen, die darin bestehen, die Summe und die Differenz von verzögerten oder nicht verzögerten Abtastprodukten zu bilden, wie zum Beispiel (I_kI_k–1 + Q_kQ_k–1) und (Q_kI_k–1 – I_kQ_k–1), wo k den Rang eines Abtastwerts bezeichnet.
Der erste Ausdruck wird "DOT" genannt und der zweite "CROSS". Das DOT-Signal ermöglicht die Bestimmung der Phasenverschiebung zwischen zwei aufeinanderfolgenden Symbolen, während die DOT- und CROSS-Signale, zusammen betrachtet, ermöglichen, die ganze Zahl von mal π/2 der Phasenverschiebung zwischen aufeinanderfolgenden Symbolen zu bestimmen. Diese DOT- und CROSS-Signale ermöglichen also die korrekte und eindeutige Modulation, wenn beim Senden eine differentielle Phasenmodulation benutzt worden ist.
Die Dokumente FR-A-2 742 014 oder FR-A-2 757 330 beschreiben einen Empfänger, der diese Technik anwendet. Dieser Empfänger ist in der beigefügten 1 dargestellt. Er umfasst zwei ähnliche Kanäle, wobei der eine die phasengleiche Komponente I verarbeitet und der andere die um 90° phasenverschobene Komponente. Der erste Kanal umfasst erste Einrichtungen 10(I), fähig eine Filterfunktion zu erfüllen, die angepasst ist an die beim Senden benutzte Pseudozufallssequenz, sowie Verzögerungseinrichtungen 12(I). Der zweite Kanal umfasst – wie der erste – zweite Einrichtungen 10(Q), fähig eine Filterfunktion zu erfüllen, die angepasst ist an die beim Senden benutzte Pseudozufallssequenz, sowie Verzögerungseinrichtungen 12(Q).
Die Schaltung umfasst noch einen Multiplikationsschaltkreis 14, mit:

– zwei ersten Eingängen, wobei der eine verbunden ist mit dem Ausgang der ersten digitalen Filtereinrichtungen 10(I) und ein erstes gefiltertes Signal I_k empfängt, und der andere verbunden ist mit dem Ausgang der ersten Einrichtungen, fähig die Verzögerungsfunktion 12(I) zu erfüllen, und ein erstes gefiltert-verzögertes Signal I_k–1 empfängt,
– zwei zweiten Eingängen, wobei der eine verbunden ist mit dem Ausgang der zweiten digitalen Filtereinrichtungen 10(Q) und ein zweites gefiltertes Signals Q_k empfängt, und der andere verbunden ist mit dem Ausgang der zweiten Einrichtungen, fähig die Verzögerungsfunktion 12(I) zu erfüllen, und ein erstes gefiltert-verzögertes Signal Q_k–1 empfängt,
– Einrichtungen zur Berechnung der beiden Direkt-Produkte zwischen gefilterten Signalen und gefiltert-verzögerten Signalen des ersten und des zweiten Kanals, nämlich I_kI_k–1, und Q_kQ_k–1, und die beiden Überkreuz-Produkte zwischen gefiltertem Signal eines Kanals und gefiltert-verzögertem Signal des anderen Kanals, nämlich Q_kI_k–1, und I_kQ_k–1,
– Einrichtungen zur Berechnung der Summe der Direkt-Produkte, also DOT_k = I_kI_k–1 + Q_kQ_k–1, und der Differenz der Überkreuz-Produkte, also CROSS_k = Q_kI_k–1 – I_kQ_k–1.

Die in den genannten Dokumente beschriebene Schaltung umfasst noch eine Integrations- und Taktregenerationsschaltung 16, die die Summe der Direkt-Produkte und die Differenz der Überkreuz-Produkte empfängt.
Diese Schaltung umfasst schließlich eine digitale Programmiereinrichtung 18, die Informationen bzw. Daten enthält, um insbesondere die ersten und zweiten Filtereinrichtungen 10(I), 10(Q) zu programmieren.
Das genannte Dokument FR-A-2 757 330 zeigt in den 3, 4 und 5 das Aussehen der DOT- und CROSS-Signale im Falle einer differentiellen Modulation mit zwei Phasenzuständen (DPSK) oder mit vier Phasenzuständen (DQPSK). Es handelt sich um markierte Peaks, je nach Fall positiv oder negativ.
Bei solchen Empfängern ist die Synchronisation, die ermöglicht, die Informationsdaten in dem gefilterten Signal zu lokalisieren, eine der fundamentalen Operationen. Sie erfolgt, indem man die Peaks der DOT- und/oder CROSS-Signale verfolgt und den Zeitpunkt bestimmt, wo diese Peaks ein Maximum durchlaufen. Das Dokument FR-A-2 742 014, schon genannt, beschreibt eine Schaltung mit – im Wesentlichen – einem Komparator, einem Register und einem Zähler, also Einrichtungen, die ermöglichen, einen Impuls zu erzeugen, dessen aufsteigende Front auf den empfangenen Peak eingestellt wird. Dieser Impuls bildet das Synchronisationssignal.
Die Schaltung der 1 kann leicht modifiziert werden, wie dargestellt in der 2, indem man einen Schaltung 22 zur Berechnung eines Mittelwerts hinzufügt. In der 2 symbolisiert der ovale Kreis 14 die verzögerte Multiplikation der Abtastwerte, das heißt die Multiplikation eines Abtastwerts mit einem konjugierten vorhergehenden Abtastwert. Der Wert T_b entspricht der Dauer eines Informationsbits (oder eines Informationssymbols).
Die Schaltung 20 ist eine Suchschaltung des Maximums von |DOT_k| und |CROSS_k|, und die Schaltung 22 ist eine Schaltung zur Berechnung eines Mittelwerts. Ein Beispiel dieser letzteren Schaltung ist in der 3 dargestellt. Es umfasst einen Multiplizierer 23, eine 1/2^m-Verstärkungsschaltung 24, eine Verzögerungsschaltung einer Größe T_b, der Dauer eines Datenbits entsprechend, und einer 2^m-1-Verstärkungsschaltung 26, rückgeschleift auf den Multiplizierer 23.
Wenn man mit X(n) das Eingangssignal bezeichnet und mit Y(n) das Ausgangssignal, hat man:
wo m ein regelbarer bzw. einstellbarer Faktor ist. Das Signal Y(n) bildet das definitive Synchronisationssignal.
Dieses Empfangsvertahren und die entsprechenden Empfänger sind zwar in gewisser Hinsicht zufriedenstellend, weisen aber bezüglich der wiedergegebenen Information noch ein gewisses Fehlerrisiko auf, wobei man den Fehler mittels einer Binärfehlerrate (TEB) genannten Größe misst.
Die vorliegende Erfindung hat genau die Aufgabe, diesen Nachteil zu beseitigen, indem sie diese Rate durch kleine Modifikationen reduziert.
Erfindungsgemäß erzielt man diese Verbesserung durch die Anwendung einer sogenannten verzögerten Doppelmultiplikationstechnik, die man in einem speziellen Detektionstyp findet, nämlich der differentiellen Doppeldetektion. Die differentielle Doppeldetektion kennt man von den Funkübertragungen, insbesondere den Satellitenübertragungen. Aber sie dient nur der Decodierung der Information und nicht der Synchronisationsoperation. Sie wird zum Beispiel beschrieben in dem Artikel von M.K. SIMON und D. DIVSALAR mit dem Titel "On the Implementation and Performance of Single and Double Differential Detection Schemes", veröffentlicht in der Zeitschrift "IEEE Transactions on Communications", Vol. 40, Nr. 2, Februar 1992, Seiten 278–291.
Die beigefügte 4 erinnert an das Prinzip dieser differentiellen Doppeldetektion. Das Schema stellt einen Sender E und einem Empfänger R dar. Der Sender E umfasst im Wesentlichen einen ersten Multiplizierer 30, verbunden mit einer ersten Verzögerungsschaltung 32 einer Dauer gleich der Dauer der zu übertragenden Symbole, sowie einen zweiten Multiplizierer 34 mit einer zweiten Verzögerungsschaltung 36. Der Empfänger R umfasst ähnliche Einrichtungen, nämlich einen ersten Multiplizierer 40, verbunden mit einer ersten Verzögerungsschaltung 42, sowie einen zweiten Multiplizierer 44 mit einer zweiten Verzögerungsschaltung 46. Diese Einrichtungen führen eine Codierung und dann eine symmetrische Decodierung der Information durch. Die Daten werden so codiert, dass sie, wenn decodiert, die Entscheidungsnahmen unabhängig vom Doppler-Rauschen sind, wie der genannte Artikel erläutert.
Es muss noch unterstrichen werden, das es bei dieser Technik nicht um Synchronisation geht, sondern nur um Codierung-Decodierung.
Die vorliegende Erfindung schlägt vor, das Prinzip der verzögerten Doppelmultiplikation zu benutzen, um die Qualität der Synchronisationsoperation zu verbessern. Außerdem befindet sich die Erfindung innerhalb des Rahmens der CDMA-Technik, die eine Spektrumspreizung der Informationssymbole durch Pseudozufallssequenzen voraussetzt, was einem Gebiet von den Funkübertragungen sehr weit entfernten Gebiet entspricht.
Darstellung der Erfindung
Genaugenommen hat die vorliegende Erfindung ein Empfangsvertahren eines CDMA-Signals zum Gegenstand, das eine Korrelationsoperation mit entsprechenden Pseudozufallssequenzen, eine Synchronisationsoperation zur Lokalisierung der Daten in dem erlangten Korrelationssignal und eine Datenwiedergabeoperation umfasst. Dabei ist dieses Verfahren dadurch gekennzeichnet, dass die Synchronisationsoperation eine verzögerte Doppelmultiplikation des Korrelationssignals anwendet.
Die Erfindung hat auch einen CDMA-Empfänger zum Gegenstand, umfassend:

– Korrelationseinrichtungen, mit entsprechenden Pseudozufallssequenzen arbeitend, die ein Korrelationssignal liefern,
– Synchronisationseinrichtungen, fähig ein die Daten in dem Korrelationssignal lokalisierendes Synchronisationssignal zu liefern,
– Decodiereinrichtungen, welche die Daten wiedergeben,

Kurzbeschreibung der Zeichnungen
Die 1, schon beschrieben, zeigt einen bekannten Empfänger;
die 2, schon beschrieben, zeigt eine spezielle Ausführungsart der Synchronisationseinrichtungen;
die 3, schon beschrieben, zeigt das Prinzip eines Mittelwertbilders;
die 4, schon beschrieben, zeigt das Prinzip der differentiellen Doppeldetektion, benutzt zur Codierung und Decodierung der Informationsdaten;
die 5 zeigt schematisch das in der Erfindung angewandte Verfahren der verzögerten Doppelmultiplikation;
die 6 zeigt den Verlauf eines verarbeiteten Signals;
die 7 ist ein Diagramm, das die zwischen diversen differentiellen Größen existierenden Relationen zeigt;
die 8 zeigt in vergleichender Weise die Leistungen eines erfindungsgemäßen Empfängers.
Beschreibung spezieller Ausführungsarten
Die 5 zeigt schematisch den Synchronisationsteil eines erfindungsgemäßen Empfängers. Die angepassten Filter (oder die Korrelatoren), die Decodiereinrichtungen usw. sind nicht dargestellt, denn sie sind es schon in der 1. Außerdem geht man davon aus, dass komplexe Signale verarbeitet werden, mit einer Komponente I (phasengleich, oder reell) und einer Komponente Q (um 90° phasenverschoben, oder imaginär).
Die Schaltung der 5 empfängt durch ihren Rang k festgelegte Abtastwerte I_k und Q_k. Die verzögerte Doppelmultiplikation erhält man einerseits durch die Schaltung 50 und die Verzögerungsschaltungen 52, 54 für die erste verzögerte Multiplikation und andererseits durch die Schaltung 60 und die Verzögerungsschaltungen 62, 64 für die zweite Multiplikation. Die dargestellte Schaltung wird vervollständigt durch eine Schaltung 66 zur Lokalisierung der Maxima und einen Mittelwertbilder 68.
Die erste Multiplikation ermöglicht, die Komponenten DOT (1) / k und CROSS (1) / k zu erlangen, definiert durch DOT(1)k = IkIk–1 + QkQk–1 CROSS(1)k = Ik–1Qk – IkQk–1 .
Der Hochindex (1) erinnert daran, dass es sich um einen nach einer ersten verzögerten Multiplikation erhaltenen Abtastwert handelt.
Die zweite Multiplikation ermöglicht, zwei weitere Komponenten zu erhalten, markiert durch einen Hochindex (2), nämlich: DOT(2)k = DOT(1)k ·DOT(1)k1 + CROSS(1)k ·CROSS(1)k1 CROSS(2)k = DOT(1)k ·CROSS(1)k – DOT(1)k ·CROSS(1)k1
Die erfindungsgemäße Synchronisation erfolgt mit den Signalen DOT⁽²⁾ und CROSS⁽²⁾.
Um zu verstehen, warum die verzögerte Doppelmultiplikation einen Vorteil in Bezug auf die einfache Multiplikation bringt, muss man auf die Theorie der digitalen Spreizspektrum-Kommunikationen mit Hilfe von Pseudozufallssequenzen zurückgreifen und die Detektionswahrscheinlichkeit eines Peaks berechnen.
Ein Basisband-Signal entsprechend der durch den u-ten Benutzer gesendeten Mitteilung kann sich schreiben:
wo:

– P_u die in Höhe des Empfängers empfangene Leistung ist;
–
annehmen und M die Anzahl der in dem betreffenden Informationsblock enthaltenen Bits darstellt:
Verarbeitungsverstärkung oder Länge der Sequenzen ist, X (u) / j die Werte +1 oder –1 annimmt und T_c die Dauer eines Rechteck-Impulses ist;
– θ_u eine Phase ist (eine Bezugsphase betreffend).

Aufgrund des dem System inhärenten Asynchronismus schreibt sich das empfangene Gesamtsignal:
wo:

– U die Anzahl der Benutzer ist;
– τ_u in dem Bereich (0, T_b) die dem u-ten Benutzer zugeordnete Verzögerung ist;
– n(t) ein Gaußsches Weißrauschen einer Spektraldichte mit einseitiger Leistung N_o/2 ist. Dieser klassische Formalismus setzt voraus:
– das Fehlen multipler Wege,
– das Fehlen von Phasenrotation im Laufe der Übertragung (weder Schwund noch Dopplereffekt),
– Invarianz des Kanals während der Übertragung,
– einen Unendlichband-Kanal (Signale sind perfekt rechteckig).

Die Ausgänge der an die U Spreizsequenzen angepassten Filter bilden die Komponenten eines mit bezeichneten Vektors.
Die komplexe Enveloppe des Vektors schreibt sich:
Der i-te Ausgang des an den u-ten Benutzer angepassten Filters ist das ((i – 1)U + u)-te Element des Vektors
Die Größe ⊝ ist eine diagonale Matrix des Rangs UM, deren Elemente die dem i-ten Bit des u-ten Benutzers zugeordneten Phasen sind.
Die phasengleichen und um 90° phasenverschobenen Komponenten von y
wo r_I(t) = Re[r(t)] und r_Q(t)]. Matrixmäßig kann man schreiben:

– R eine quadratische Matrix des Rangs UM ist:
– das (u,/)-te Element der quadratischen Matrix bzw. Quadratmatrix des Rangs K,R(i) wie folgt ist:
– W eine Diagonalmatrix des Rangs UM ist, deren Elemente die Quadratwurzeln der empfangenen Leistungen sind, definiert in derselben Weise wie ⊝;
–
ein Vektor der Größe UM ist, dessen j-tes Element (j = (i – 1)U + u) das i-te, vom u-ten Benutzer übertragene Symbol ist,
–
und
Vektoren des Farbrauschens sind.

Wenn τ₁ < τ₂ <...τ_u, dann ist R(1) eine höhere Dreiecksmatrix mit Null-Diagonale, R(-1) = R(1)^τ, wo T eine Transposition darstellt, und R(i) = 0, wie auch immer |i| > 1. Diese nicht- restriktive Hypothese ändert nichts an der allgemeinen Anwendung des vorgeschlagenen Formalismus.
Interessant sind die Korrelationsausgänge in einem Zeitfenster von gleicher Dauer wie die Dauer der Bits. Außerhalb der Peaks schreiben sich die Signale an diesen Ausgängen:
Man kann diesen Begriff in r_u (bzw. i_u für den imaginären Teil des Kanals Q) vereinfachen, um die Korrelationsausgänge in den Kanälen I und Q zu bezeichnen, über ein Fenster der Dauer T_b.
Die 6 zeigt den Verlauf des Signals r_u mit einem Fond 69 und einem Peak 70, wobei der gestrichelte Rahmen das Zeitfenster symbolisiert, das einem Datenbit entspricht. Wenn diese Ausgänge kein Signal enthalten bzw. aufweisen (außerhalb des Peaks), kann man r_u und i_u modellieren durch Gaußsche Nullmittelwert-Prozesse und die Möglichkeiten wie folgt schreiben:
im Falle asynchroner Übertragungen. In den für die Erfindung interessanten Fällen ist σ 2 / No
Die Synchronisation – nach der differentiellen Demodulation – kann als eine quadratische Detektion betrachtet werden, wo man die Summe der Quadrate r 2 / u + i 2 / u (ganz genau berechnet man r_u,nr_u,n–N + i_u,ni_u,n–N, aber man kann das Exposé bzw. den Ausdruck vereinfachen, indem man r 2 / u + i 2 / u nimmt). Diese Größe repräsentiert das Quadrat der Amplitude A_k des Vektors der Komponenten r_u, i_u: A2u = r2u + i2u .
Man kann einen Winkel Φ so definieren, dass:
Wenn p(r_u, i_u) und q(A_u, Φ_u) die relativ mit (r_u, i_u) verbundenen Wahrscheinlichkeiten mit (r_u, i_u) und (A_u, o_u) bezeichnet, hat man:
Die kartesischen Differentialelemente dr_u und di_u sind mit den polaren Differentialelementen dA_u, dΦ_u gemäß dem Schema der 7 verbunden. Die Fläche des Rechtecks ist dr_u·di_u und die Fläche des Kreissektors ist (A_udΦ_u)dA_u. Man kann annehmen, dass die beiden Flächen im Wesentlichen gleich sind und schreiben: drudiu = AudΦudAu was hinführt zu:
A_u und Φ_u sind folglich dekorreliert und:
Wenn die Korrelationsausgänge ein den Korrelations-Peaks entsprechendes Signal enthalten bzw. aufweisen, sind ihre Mittelwerte nicht mehr null und die Wahrscheinlichkeiten (mit einem Strich bezeichnet) werden:
und es existieren zwei Größen S_u und θ_u wie:
Man erhält:
wo I_o die Besser-Funktion nullter Ordnung bezeichnet.
Die Wahrscheinlichkeit einer guten Detektion des Korrelations-Peaks ist dann:
Diese Berechnung gilt für eine einzige verzögerte Multiplikation, deswegen der P zugeordnete Hochindex (1). Sie kann ausgedehnt werden auf den Fall der verzögerten Doppelmultiplikation und generell auf den Fall von n verzögerten Multiplikationen. Die Ausdrückte werden:
Der Ausdruck der Wahrscheinlichkeit wird:
Die Frage ist nun, zu wissen, ob diese Wahrscheinlichkeit P⁽ⁿ⁾ der guten Detektion des Peaks erhöht wird, wenn n (das heißt die Anzahl der verzögerten Multiplikationen) größer als 1 ist.
Der Anmelder hat diese Wahrscheinlichkeit berechnet für den Fall von U = 5 Benutzern, N = 63 (Sequenzen mit 63 Impulsen) und S_u = 1. Die Resultate sind in der folgenden Tabelle zusammengefasst:
Man sieht, dass die auf einer Doppelmultiplikation basierende Synchronisation zuverlässiger ist als die klassische Synchronisation. Hingegen bringt die Erhöhung über 2 nichts, außer einer erhöhten Geräte-Komplexität.
Die Kurven der 8 ermöglichen einen Vergleich zwischen den mit der Erfindung erzielten Leistungen und denen der klassischen Techniken. Sie zeigen die Entwicklung der Bitfehler-Rate (TEB) in Abhängigkeit von dem Signal-Geräusch-Verhältnis bzw. Rauschabstand (RSB). In dieser Figur:

– entsprechen die drei Kurven 71, 72, 73 einem Empfänger ohne Stufe zur Parallelunterdrückung von Interterenzen mit Vielfachzugriff; die Kurve 71 entspricht dem Stand der Technik (eine einzige verzögerte Multiplikation), die Kurve 72 entspricht der Erfindung (zwei verzögerte Multiplikationen) und die Kurve 73 ist eine ideale Kurve;
– die drei Kurven 81, 82, 83 entsprechen einem Empfänger mit einer einzigen Stufe zur Parallelunterdrückung von Interterenzen, mit denselben drei Fällen (einer einzigen verzögerten Multiplikation bzw. einer verzögerten Doppelmultiplikation bzw. dem Idealfall);
– die drei Kurven 91, 92, 93 entsprechen einem Empfänger mit zwei Stufen zur Parallelunterdrückung von Interterenzen mit denselben drei sukzessiven Fällen;
– die Kurve 95 entspricht dem theoretischen Idealfall.

Diese Resultate zeigen den Vorteil der verzögerten Doppelmultiplikation für die Synchronisation. Diese Operation ist kaum teurer als die einfache verzögerte Multiplikation, die nur in jedem Kanal verdoppelt werden muss, aber sie verbessert die Synchronisation ganz wesentlich und ermöglicht bessere Rekonstruktionen und bessere Bewertungen in jeder Interferenz-Parallelunterdrückungstufe.

Claims

Empfangsverfahren eines CDMA-Signals, eine Korrelationsoperation mit zweckentsprechenden Pseudozufallssequenzen, eine Synchronisationsoperation, fähig die Daten in dem erhaltenen Korrelationssignal zu lokalisieren, und eine Operation zur Wiederherstellung der Daten umfassend, dadurch gekennzeichnet, dass die Synchronisationsoperation eine verzögerte Doppelmultiplikation des abgetasteten Signals anwendet, indem sie eine erste verzögerte Multiplikation durchführt, darin bestehend, einen Abtastwert des Korrelationssignals mit dem konjugierten vorhergehenden Abtastwert zu multiplizieren (50, 52, 54), dann eine zweite verzögerte Multiplikation durchführt, darin bestehend, einen Abtastwert des derart erhaltenen Signals mit dem konjugierten vorhergehenden Abtastwert des genannten erhaltenen Signals zu multiplizieren (60, 62, 64).
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem man ein Maximum des durch eine verzögerte Doppelmultiplikation erhaltenen Signals sucht (66, 68) und ein dem genannten Maximum entsprechendes Synchronisationssignal (S) liefert.
Verfahren nach Anspruch 2, bei dem man ein Mittel aus zwei aufeinanderfolgenden Maxima bestimmt, ehe man das Synchronisationssignal erzeugt.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem das Korrelationssignal ein komplexes Signal mit einer reellen Komponente I_k und einer imaginären Komponente Q_k ist, wobei das nach der ersten Multiplikation erhaltene verzögerte Signal auch komplex ist, mit einer reellen Komponente DOT⁽¹⁾ _k und einer imaginären Komponente CROSS⁽¹⁾ _k – zur Durchführung der ersten verzögerten Multiplikation berechnet man die Größe I_kI_k–1 + Q_kQ_k–1, was die reelle Komponente DOT⁽¹⁾ _k liefert, und man berechnet die Größe Q_kI_k–1 – I_kQ_k–1, was die Komponente CROSS(1)k des neuen Signals liefert, – zur Durchführung der zweiten verzögerten Multiplikation berechnet man die Größe (DOT_k ⁽¹⁾)(DOT⁽¹⁾ _k–1)+ (CROSS⁽¹⁾ _k)(CROSS⁽¹⁾ _k–1), was die reelle Komponente DOT⁽²⁾ _k des finalen Signals liefert, und man berechnet die Größe (DOT_k ⁽¹⁾ _k–1)(CROSS⁽¹⁾ _k) – (DOT_k)(CROSS⁽¹⁾ _k–1), was die imaginäre Komponente des finalen Signals liefert.
CDMA-Signalempfänger zur Anwendung des Verfahrens nach Anspruch 1, umfassend: – Korrelationseinrichtungen (10(I), 10(Q)), mit zweckentsprechenden Pseudozufallssequenzen arbeitend, wobei diese Einrichtungen ein abgetastetes Korrelationssignal liefern, – Synchronisationseinrichtungen (16), fähig ein die Daten in dem Korrelationssignal lokalisierendes Synchronisationssignal (S) zu liefern, – Decodiereinrichtungen (16) zur Wiederherstellung der Daten (D), wobei dieser Empfänger dadurch gekennzeichnet ist, dass die Synchronisationseinrichtungen Einrichtungen zur verzögerten Doppelmultiplikation des abgetasteten Korrelationssignals sind, die Einrichtungen (50, 52, 54) (60, 62, 64) umfassen, die fähig sind, eine erste verzögerte Multiplikation durchzuführen, darin bestehend, einen Abtastwert des Korrelationssignals mit dem konjugierten vorhergehenden Abtastwert zu multiplizieren, dann eine zweite verzögerte Multiplikation durchzuführen, darin bestehend, einen Abtastwert des derart erhaltenen Signals mit dem konjugierten vorhergehenden Abtastwert des genannten erhaltenen Signals zu multiplizieren.