DE69832346T2

DE69832346T2 - Spannungsregler

Info

Publication number: DE69832346T2
Application number: DE69832346T
Authority: DE
Inventors: Claude Ferry; Carlos Serra
Original assignee: STMicroelectronics SA
Current assignee: STMicroelectronics SA
Priority date: 1997-09-18
Filing date: 1998-09-16
Publication date: 2006-08-03
Anticipated expiration: 2018-09-17
Also published as: FR2768527B1; EP0903839B1; EP0903839A1; DE69832346D1; JP3259262B2; FR2768527A1; US6150798A; JPH11164550A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft das Gebiet der Gleichstrom-/Gleichstrom-Spannungswandler, die zur Stromspeisung einer Verbraucherlast bestimmt sind, indem sie die Spannung an den Anschlüssen der Verbraucherlast auf einem vorgegebenen Wert halten. Die Erfindung betrifft insbesondere Wandler vom spannungserniedrigenden Typ, zur Versorgung einer beweglichen bzw. mobilen Vorrichtung mittels einer Batterie. Im besonderen bezieht sich die vorliegende Erfindung auf die Stromversorgung eines tragbaren oder Mobiltelefons aus einer wiederaufladbaren Batterie.
Die Gleichstrom-/Gleichstrom-Wandler unterteilen sich im wesentlichen in zwei Kategorien. Eine erste Kategorie betrifft die Stromversorgungen im Umschaltmode, eine zweite Kategorie betrifft die linearen Regler.
1 zeigt ein Beispiel eines herkömmlichen Wandlers des Typs Stromversorgung im Umschaltmode (switched-mode power supply – SMPS). Ein derartiger Wandler weist zwei MOS-Transistoren, MP mit P-Kanal bzw. MN mit N-Kanal, die in Reihe zwischen zwei Anschlüssen A, B zum Anlegen einer Eingangs-Gleichspannung Vbat liegen, die beispielsweise von einer wiederaufladbaren Batterie 2 geliefert wird. Der Anschluss B bildet den Masseanschluss der Schaltung. Der Mittelpunkt 3 der Reihenschaltung der Transistoren MP und MN ist mit einem ersten Anschluss einer Induktivität L verbunden. Ein zweiter Anschluss der Induktivität L ist direkt mit einem Ausgangsanschluss S des Wandlers verbunden, zur Speisung einer Verbrau cherlast Q bei einer vorgegebenen Spannung Vout. Zwischen dem Anschluss S und Masse ist ein Speicherkondensator C, im allgemeinen ein chemischer Kondensator hohen Betrags, geschaltet. Ein Entkopplungskondensator C' ist des weiteren im allgemeinen zwischen dem zweiten Anschluss der Induktivität L und Masse angeschlossen. Es handelt sich im allgemeinen um einen Keramik-Kondensator geringer Größe. Die Induktivität L ist einer Freilauf- bzw. Erholungsdiode D zugeordnet, die zwischen ihrem ersten Anschluss und Masse geschaltet ist. Ein Block 1 zur Steuerung; der Transistoren MP und MN mittels Impulsbreitenmodulation (PWM) bewirkt die Servoregelung der Ausgangsspannung Vout auf den gewünschten vorgegebenen Wert. Der Block 1 erhält ein Signal FB zugeführt, das am Mittelpunkt einer zwischen dem Anschluss S und Masse liegenden Widerstandsreihenschaltung R1 und R2 abgenommen wird. Der Block 1 erhält außerdem ein (nicht dargestelltes) Taktsignal zugeführt, ein Kondensator Cin ist im allgemeinen parallel zur Batterie zwischen den Anschlüssen A und B vorgesehen. Die Arbeits- und Funktionsweise eines derartigen Konverters ist vollkommen bekannt und wird hier nicht im einzelnen auseinandergesetzt.
2 zeigt ein Beispiel eines herkömmlichen Schaltschemas eines linearen Reglers für eine positive Spannung. Ein derartiger Regler weist im wesentlichen einen Verstärker 4 zur Steuerung eines Leistungselements MP auf, das zur Speisung einer Last Q unter einer vorgegebenen Spannung Vout bestimmt ist. Zwischen den Eingangsanschlüssen A und B des Reglers ist eine wiederaufladbare Batterie 2 angeschlossen, der Anschluss B bildet den Masseanschluss des Aggregats. Die Verbraucherlast Q ist zwischen einem Ausgangsanschluss S des Reglers und Masse angeschlossen. Das Leistungselement wird im allgemeinen von einem MOS-Transistor, beispielsweise mit P-Kanal, gebildet, um gegenüber der Verwendung eines Bipolar-Transistors die sogenannte Verlustspannung zu minimieren, d. h. den Spannungsabfall zwischen den Anschlüssen A und S des Reglers, und um den durch die Basis eines Bipolar-Transistors ‚eintretenden’ Steuerstrom einzusparen. Der Source-Anschluss des Transistors MP ist mit dem Anschluss A verbunden, während sein Drain-Anschluss den Anschluss S bildet. Ein Entkopplungskondensator C' ist im allgemeinen zwischen dem Anschluss S und Masse angeschlossen, zwischen den Anschlüssen A und B ist parallel zu der wiederaufladbaren Batterie 2 im allgemeinen ein Kondensator Cin angeschlossen. Der Verstärker 4 weist einen ersten invertierenden Eingang auf, der mit einem Anschluss R verbunden ist, an den eine Bezugsspannung Vref angelegt ist. Ein zweiter, nicht-invertierender Eingang des Verstärkers 4 ist mit dem Anschluss S verbunden. Ein Ausgang des Verstärkers 4 ist mit dem Gate des Transistors MP verbunden, um in Abhängigkeit von der Fehlerspannung zwischen dem invertierenden und dem nicht-invertierenden Eingang die Gate-Source-Spannung des Transistors MP zu ändern und so die Spannung Vout auf dem Bezugswert Vref zu halten.
Die Wahl zwischen einer Stromzufuhr mit Umschaltmode und einem linearen Regler hängt von der jeweiligen Anwendung und im besonderen vom Typ der verwendeten wiederaufladbaren Batterie ab.
Tatsächlich ist der Verlauf der Entladung der wiederaufladbaren Batterien je nach ihrem Typ unterschiedlich. Beispielsweise haben die Batterien vom Nickel-Cadmium-Typ (Ni-Cd) eine abrupte Entladecharakteristik, d. h. dass die von ihnen gelieferte Spannung im wesentlichen regulär bleibt, bis sie abrupt abfällt. Demgegenüber haben die Batterien vom Lithium-Ionen-Typ (Li-ion) eine Entladecharakteristik mit sanfter Steigung, d. h. dass die von ihnen gelieferte Spannung fortschreitend nach Maßgabe der Benutzung abnimmt.
Dies ist besonders störend in dem speziellen Anwendungsfall bei tragbaren bzw. Mobiltelefonen. Tatsächlich teilen sich bei einem derartigen Anwendungsfall mehrere Telefone (beispielsweise 8) ein und denselben Übertragungskanal. Daraus folgt, dass der Strombedarf eines gegebenen Telefons nicht konstant ist. Es ist im allgemeinen notwendig, von einem Mode mit voller Leistung innerhalb weniger als 10 μs in einen Mode fast ohne Strom überzugehen. Dies bildet kein Problem, wenn die Batteriespannung hinreichend hoch relativ bezüglich der Ausgangsspannung ist. Falls jedoch die Eingangsspannung niedrig ist, kann diese Zwangseinschränkung dann nicht eingehalten werden, da die Neigung der Stromkurve mit der Induktivität L (1) verbunden ist. Um diese einschränkende Vorgabe einzuhalten, müsste man die Stromzufuhr im Umschaltmode bei deutlich höheren Frequenzen als den üblichen Frequenzen in der Größenordnung von 200 kHz betreiben.
Ein anderer Nachteil einer Stromzufuhr im Umschaltmode vom ‚spannungsmindernden’ Typ ist, dass sie eine höhere Verlustspannung aufweist als ein linearer Regler. In der Praxis erfordert eine Stromzufuhr im Umschaltmode eine Speisespannung von wenigstens 3 V für eine Ausgangsspannung von 2,7 V.
Außerdem weist in einem tragbaren oder Mobiltelefon die Stromzufuhr im Umschaltmode zwei Betriebsmodes auf. Ein erster Betriebsmode ist für Perioden mit hoher Stromentnahme durch die Verbraucherlast bestimmt. Es handelt sich um eine Betriebsart, wo die Steuerimpulsfolgen eine feste Frequenz haben. In einem derartigen Betriebsmode liegt der Innenverbrauch der Stromversorgung im Umschaltmode in der Größenordnung von 1 mA. Ein zweiter Betriebsmode (im allgemeinen nach seiner angelsächsischen Benennung ‚PFM in SKIP MODE’ bezeichnet) ist ein Betriebsmode, in dem man zwar synchron mit der festen Frequenz des ersten Modes bleibt, jedoch Taktzyklen übersprungen werden. Somit ändert sich in diesem zweiten Betriebsmode nicht nur die Breite der Impulse, sondern gleichzeitig auch die Frequenz. Dieser Betriebsmode ist für Perioden von geringerem Stromabruf durch die Last bestimmt und bringt einen niedrigeren internen Verbrauch in der Größenordnung von 100 μA mit sich. Jedoch führt die Verringerung der Frequenz der Impulsfolgen ein Rauschproblem ein, da die Frequenz dann allgemein in dem in der Telefonie verwendeten Audioband liegt. Man muss dann auf zusätzliche Filter zurückgreifen, um Störungen zu vermeiden.
Dies würde dahin führen, die linearen Regler vorzuziehen, insbesondere für Lithium-Ionen-Batterien. Jedoch weist ein linearer Regler andere Nachteile auf.
Ein Nachteil ist, dass der Wirkungsgrad eines derartigen Reglers umgekehrt proportional der Eingangsspannung ist. Somit ergibt sich für eine Lithium-Ionen-Batterie ein sehr schlechter Wirkungsgrad, wenn die Batterie unter Volllast steht. Da außerdem der Verbrauch des linearen Reglers im wesentlichen konstant ist, unabhängig von dem durch die Last abgerufenen Strom, ist dieser Verbrauch mit dem maximalen Strom verbunden, für welchen der Regler vorgesehen ist, und ist dann besonders hoch in den Perioden geringen Strombedarfs.
Bei Nickel-Cadmium-Batterien, deren Nennspannung höher und nicht allzu weit von der Ausgangsspannung des Reglers entfernt ist, verwendet man im allgemeinen einen linearen Regler, da der Ladungsverlauf der Batterie fast eine Neigung Null besitzt, bis zu dem Augenblick, wo sie abrupt abfällt.
Aus dem Dokument GB-A-2 243 961 ist ein Regler bekannt, der je nach Bedarf als Regler vom Typ mit Stromspeisung im Umschaltverfahren oder als linearer Regler betrieben werden kann.
Durch die vorliegende Erfindung soll den Nachteilen der herkömmlichen Spannungsregler abgeholfen werden durch Vorschlag eines neuen Spannungsreglers, der bei jedem von ihm gespeisten Typ wiederaufladbarer Batterie richtig arbeitet.
Die vorliegende Erfindung bezweckt auch die Schaffung eines derartigen Reglers mit verbessertem Schwellwert der Eingangsbetriebsspannung, unterhalb welchem die Regelung nicht mehr gewährleistet ist, im Vergleich zu einem System mit Umschaltmode der Stromzufuhr.
Die vorliegende Erfindung bezweckt auch eine Optimierung des Wirkungsgrades der Spannungszufuhr an die Verbraucherlast, unabhängig von dem jeweiligen Betriebsregime und/oder dem Batteriespannungspegel.
Die vorliegende Erfindung bezweckt des weiteren, dass der Regler rasch von Perioden voller Last zu Perioden niedriger Last übergehen kann.
Ein Charakteristikum der vorliegenden Erfindung ist, dass sie innerhalb ein und derselben Spannungsregelschaltung die Zuordnung und Verbindung eines Stromzuführsystems mit Umschaltmode und eines linearen Regelsystems gestattet. Ein weiteres Charakteristikum der vorliegenden Erfindung ist, dass sie eine Auswahl zwischen einem Betrieb mit Stromzufuhr im Umschaltmode und einem Betrieb als linearer Regler gestattet, wenigstens in Abhängigkeit von der an den Anschlüssen der wiederaufladbaren Batterie verfügbaren Spannung und vorzugsweise auch in Abhängigkeit von dem durch die Verbraucherlast abgerufenen Strom.
Näherhin betrifft die vorliegende Erfindung einen Spannungsregler, der zur Stromspeisung einer Verbraucherlast ausgehend von einer Batterie bestimmtist, wie er beispielsweise in Anspruch 1 definiert ist.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass das Element zur linearen Regelung ausgewählt wird, wenn die genannte Spannungsdifferenz kleiner als ein erster vorgegebener Schwellwert ist.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass das Steuermittel eines der Regelelemente in Abhängigkeit von dem durch die Verbraucherlast abgerufenen bzw. angeforderten Strom auswählt.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass das Element der Stromzufuhr im Umschaltmode ausgewählt wird, wenn der von der Verbraucherlast abgerufene Strom größer als ein zweiter vorgegebener Schwellwert ist.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass das Element zur Stromzufuhr im Umschaltmode ausgewählt wird, wenn zugleich die genannte Spannungsdifferenz größer als der erste Schwellwert und der von der Verbraucherlast abgerufene Strom größer als der zweite Schwellwert ist.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass jeweilige Ausgangssignale der Steuerschaltungen, die dem Gate des ersten MOS-Transistors zugeführt werden, von Tri-State-Verstärkern mit drei Zuständen geliefert werden.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass der Spannungsregler einen Betriebsmode ohne Regelung aufweist, in welchem der erste Transistor in den Sättigungszustand gesetzt wird.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass der Spannungsregler zur Stromspeisung eines Mobiltelefons bestimmt ist und einen Anschluss zum Empfang eines Signals aufweist, das eine Anzeige für den Bereitschafts- bzw. Stand-by-Zustand des Mobiltelefons ist.
Diese und weitere Ziele, Gegenstände, Eigenschaften, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden in der folgenden, nicht-einschränkenden Beschreibung spezieller Ausführungsbeispiele im einzelnen auseinandergesetzt, unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungsfiguren; in diesen zeigen:
die bereits beschriebenen 1 und 2 dienen der Erläuterung des Standes der Technik und der Problemstellung,
3 schematisch eine Ausführungsform eines Spannungsreglers gemäß der vorliegenden Erfindung,
4 die Arbeits- und Funktionsweise des in 3 dargestellten Reglers, in Abhängigkeit von der Batteriespannung und dem durch die Verbraucherlast abgerufenen Strom,
5 die Stromverbrauchs-Kennlinie des Reglers gemäß der Erfindung relativ bezüglich dem durch die Verbraucherlast abgerufenen Strom, sowie
6 die Arbeits- und Wirkungsweise eines von einer Batterie vom Lithium-Ion-Typ gespeisten Reglers gemäß der vorliegenden Erfindung.
Gleiche Elemente sind in den verschiedenen Zeichnungsfiguren mit denselben Bezugszeichen bezeichnet. Aus Gründen der Klarheit und Übersichtlichkeit sind in den Figuren nur die für das Verständnis der Erfindung notwendigen Elemente dargestellt und im folgenden beschrieben.
3 zeigt eine Ausführungsform einer Schaltung 10 zur Spannungsregelung gemäß der vorliegenden Erfindung. Diese Schaltung weist im wesentlichen zwei MOS-Transistoren auf, und zwar einen Transistor MP mit P-Kanal und einen Transistor MN mit N-Kanal, die in Reihe zwischen einem zur Verbindung mit dem positiven Anschluss einer wiederaufladbaren Batterie 2 bestimmten Anschluss Vdd und einem Masseanschluss GND liegen. Der Mittelpunkt der Reihenschaltung der Transistoren MP, MN bildet einen Ausgangsanschluss OUT der Schaltung. Die Regelschaltung 10 (MAC) umfasst zwei Blöcke 11, 12 zur Steuerung der Ausgangstransistoren. Ein erster Block 11 ist zur Steuerung der Transistoren MP und MN im Umschaltmode (SMPS – switched mode power supply) bestimmt. Ein zweiter Block 12 ist zur Steuerung des Transistors MP als linearer Regler mit niedriger Verlustspannung (LDO) bestimmt. Die Blöcke 11 und 12 werden durch eine Schaltung 13 (CONTROL) gesteuert zur Auswahl der Betriebsart bzw. des Betriebsmodes der Schaltung 10. Der Ausgangsanschluss OUT der Schaltung 10 ist über eine Induktivität L mit einem Anschluss S verbunden, der eine Speisespannung Vout an eine Verbraucherlast liefert. Wie zuvor ist parallel zu der wiederaufladbaren Batterie 2 ein Kondensator Cin angeordnet, parallel zwischen dem Anschluss S und Masse liegen ein Speicherkondensator C und ein Entkopplungskondensator C'.
Eine charakteristische Eigenschaft der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass man, um die Auswahl des Arbeitsmodes der Schaltung 10 unter Minimierung der durch die hohe Gate-Kapazität des Transistors MP bedingten Ansprechdauer zu ermöglichen, im Ausgang der Blöcke 11 und 12 eine Schaltung 14 bzw. 15 vorsieht, die in einem Ausgangszustand hoher Impedanz steuerbar ist.
Die Schaltung 11 weist in herkömmlicher Weise einen Block 1' zur Steuerung der Gates der Transistoren MP und MN mittels Impulsbreitenmodulation (PWM) auf. Ein erster Ausgang 16 des Blocks 1' ist über einen (nicht dargestellten) Verstärker mit drei Zuständen der Schaltung 14 mit dem Gate des Transistors MP verbunden. Ein zweiter Ausgang 17 des Blocks 1' ist über einen Kommutator bzw. Umschalter (vorzugsweise einen nicht dargestellten Verstärker mit drei Zuständen) der Schaltung 14 mit dem Gate des Transistors MN verbunden. Die Schaltung 14 wird durch ein von der Schal tung 13 geliefertes Signal 18 gesteuert. Der Block 1' wird in herkömmlicher Weise durch ein Signal FB gesteuert, das an einem Eingangsanschluss FBD der Schaltung 10 abgenommen wird, der mit dem Anschluss S zur Messung der Ausgangsspannung verbunden ist. Gegebenenfalls kann diese Messung der Ausgangsspannung wie in 1 dargestellt erfolgen, vermittels einer Widerstands-Spannungsteilerbrücke. Der Block 1' erhält auch ein (nicht dargestelltes) Taktsignal zugeführt.
Gemäß der Erfindung besitzt der Block 1' jedoch nur einen einzigen Betriebsmode, nämlich eine Impulsbreitenmodulation mit fester Frequenz. Tatsächlich ist gemäß der vorliegenden Erfindung ein Betriebsmode mit variabler Frequenz nicht erforderlich.
Die lineare Regelschaltung 12 weist in herkömmlicher Weise einen Fehlerverstärker 4 der Spannung am Drain-Anschluss des Transistors MP relativ bezüglich einer Bezugsspannung Vref auf. Ein invertierender Eingang des Fehlerverstärkers 4 erhält die Spannung Vref und ein nicht-invertierender Eingang ein an dem Anschluss OUT abgenommenes Signal FB1 zugeführt. Der Ausgang des Fehlerverstärkers ist über eine Schaltung 15 (beispielsweise einen Verstärker mit drei Zuständen) mit dem Gate des Transistors MP verbunden. Die Schaltung 15 wird durch ein von dem allgemeinen Steuerblock 13 geliefertes Signal 19 gesteuert.
Gemäß der vorliegenden Erfindung sind, wenn der Regler im Modus mit Umschalt-Stromversorgung arbeiten soll, die Schalter oder Drei-Zustand-Verstärker der Schaltung 14 leitend und der Ausgang P' des Verstärkers 15 wird in einen Zustand hoher Impedanz gesetzt. Von einem funktionellen Gesichtspunkt aus betrachtet läuft dann alles so, als wäre die Schaltung 12 nicht vorhanden. Bei der Stromversorgung im Umschaltmode arbeitet der Regler gemäß der Erfindung dann unter funktionellem Gesichtspunkt in vollkommen herkömmlicher Weise.
Wenn die Regelschaltung 10 als linearer Regler arbeiten soll, wird der erste Ausgang P der Schaltung 14 in einen Zustand hoher Impedanz gesetzt und ihr zweiter Ausgang N zwangsweise in den niedrigen Zustand gebracht, d. h. auf Massepotential. Der Tri-State-Verstärker, d. h. Verstärker mit drei Zuständen, 15 wird durch das Signal 19 in einen leitenden Zustand überführt. Von einem funktionellen Gesichtspunkt aus betrachtet verläuft dann alles, als wären die Schaltung 11 und der Transistor MN nicht vorhanden. Die der Induktivität L zugeordnete Freilauf- bzw. Erholungsdiode wird hier beispielsweise durch die Intrinsic-Diode D' des Transistors MN gebildet. Diese Diode ist jedoch nicht unvereinbar mit der Betriebsweise im Umschalt-Stromversorgungsmode.
Die Stabilität eines herkömmlichen linearen Reglers bedingt jedoch im allgemeinen die Verwendung eines Kondensators C' (2). Dieser Kondensator ist mit der Betriebsweise des Reglers im ‚Umschalt’-Mode unvereinbar. Daher verwendet man gemäß der vorliegenden Erfindung einen inneren Kompensationskondensator Cc, um die Stabilität der Arbeitsweise als Linearregler zu gewährleisten. Dieser Kompensationstyp liegt im Bereich des fachmännischen Könnens auf der Grundlage der vorstehend gegebenen funktionellen Hinweise und Angaben.
Man erkennt, dass in der Linearregelung das Vorliegen der Induktivität L nicht hinderlich ist, vorausgesetzt, dass sie einen niedrigen äquivalenten Reihenwiderstand besitzt.
Ein Vorteil des Rückgriffs auf Tri-State-Verstärker (Verstärker mit drei Zuständen) für die durch die Schaltungen 14 und 15 vorgenommene Kommutation besteht darin, dass so der Verbrauch gegenüber der Verwendung einfacher Schalter minimiert wird. Tatsächlich führt ein einfacher Schalter einen niedrigen Widerstand ein, der entweder mit Masse oder mit einer posi tiven Steuerspannung des Gates des MOS-Transistors verbunden ist, mit welchem der Kommutator verbunden ist. Eine derartige Verbindung mit dem Gate des MOS-Transistors gibt Anlass für hohe Lade- und Entladeströme der äquivalenten parasitären bzw. Streukapazitäten zwischen dem Gate des MOS-Transistors und Masse. Des weiteren führt der durch einen einfachen Schalter eingeführte niedrige Reihenwiderstand zu Verzögerungen an den Steuersignalen, die für Arbeitsfrequenzen der Umschalt-Stromversorgung in der Größenordnung von mehreren Hundert kHz unakzeptabel werden.
Die Steuerung mit Auswahl des Arbeits- und Betriebsmodes der Schaltung 10 gemäß der vorliegenden Erfindung wird im folgenden anhand der 4 bis 6 erläutert.
4 veranschaulicht den in Abhängigkeit von dem durch die Last abgerufenen Strom Iload und von der Spannungsdifferenz Vbat – Vout ausgewählten Betriebsmode.
Ist der durch die Verbraucherlast abgerufene Strom kleiner als ein vorgegebener Schwellwert I0, so arbeitet der Regler als linearer Regler (LDO). Ist sowohl der Strom Iload größer als der Wert I0 und die Spannungsdifferenz Vbat – Vout größer als ein vorgegebener Schwellwert V0, so arbeitet der Regler im Mode der Stromversorgung mit Umschaltung (SMPS – switched mode power supply). Ist die Spannungsdifferenz zwischen der Eingangsspannung Vdd und der Ausgangsspannung Vout des Reglers kleiner als die Spannung V0, so arbeitet der Regler 10 beispielsweise als linearer Regler über den ganzen Bereich (0 – Imax) des durch die Verbraucherlast (LDO) abrufbaren Stroms.
Die Messungen des Stroms und der Spannung bezüglich den Schwellwerten können innerhalb oder außerhalb der Regelschaltung 10 erfolgen. In einer Ausführungsform, bei der diese Messungen intern innerhalb der Schaltung erfolgen, verfügt diese über Mittel zur Messung des durch die Verbraucherlast abgerufenen Stroms. Beispielsweise kann man für diese Messung einen Reihenwiderstand vorsehen. Jedoch ist vorzuziehen die Verwendung eines MOS-Transistors in Parallelanordnung zu dem MP-Transistor, um ein Abbild des diesen Transistor durchfließenden Stroms zu gewinnen. Man vermeidet so eine Zunahme der Verlustspannung des Reglers. Auf der Grundlage der Messung des durch die Last abgerufenen Stroms vergleicht man den gemessenen Wert mit einem inneren Schwellwert der Schaltung, um den Betriebsmode des Reglers auszuwählen.
Ebenso könnte man Mittel zur Messung der Spannungsdifferenz zwischen den Anschlüssen Vdd und Vout vorsehen, um diese Spannungsdifferenz mit dem Betrag V0 zu vergleichen und die Schaltung dementsprechend umzuschalten.
In einer speziell für ein tragbares Telefon bestimmten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann man vorzugsweise innerhalb der Verbraucherlast verfügbare Signale verwenden, um den Regler gemäß der Erfindung zu steuern. Insbesondere ist in einem herkömmlichen tragbaren Telefon der Ladezustand der Batterie bekannt, um den Benutzer auf die Notwendigkeit einer Wiederaufladung hinzuweisen.
Gemäß dieser Ausführungsform besitzt der Spannungsregler der Erfindung außer der Betriebsweise mit Stromzufuhr im Umschaltmode drei mögliche Funktions- bzw. Betriebsmodes.
Ein erster Betriebsmode (THRU) kann Anwendung finden, wenn der Ausgangsanschluss S nur mit einem Eingang eines die Spannung Vout erniedrigenden Nachreglers oder mit Eingängen von (nicht dargestellten) Nachreglern dieses Typs verbunden ist. Der Transistor MP kann dann in Dauerstellung leitend gemacht werden und nur einen niedrigen Reihenwiderstand im Leitungszustand darstellen (Rdson). Ein derartiger Betriebsmode (THRU), in welchem der Transistor MP sich im Sättigungszustand befindet, wird beispielsweise mit Hilfe eines Signals TU aktiviert, das den Ladezustand der Batterie relativ bezüglich einem Schwellwert V0 anzeigt. Beispielsweise befindet sich für eine Ausgangsspannung Vout von 2,7 V das Signal TU im niedrigen Zustand, wenn die Spannung an den Anschlüssen der Batterie kleiner als 3 V ist. Es sei darauf hingewiesen, dass dieser ‚zwangsweise’ Betriebsmode optional ist.
Ein zweiter Betriebsmode (SLEEP) entspricht dem Betriebsmode als linearer Regler, in welchem der von der Verbraucherlast abgerufene bzw. angeforderte Strom kleiner als ein Schwellwert I0 ist. In der in 3 veranschaulichten bevorzugten Ausführungsform jedoch entspricht der Betriebsmode mit geringem Strom einem Warte- bzw. Bereitschafts- bzw. Stand-by-Mode des tragbaren Telefons in Abwesenheit von Kommunikation. Dieser Mode ist daher der Steuerschaltung des Telefons bekannt. Die Schaltung 10 weist dann einen Anschluss SM auf, der ein Signal mit zwei Zuständen als Anzeige für eine Bereitschafts- oder Stand-by-Einstellung des tragbaren Telefons zugeführt erhält.
Ein dritter Betriebsmode (LDO) entspricht dem Fall, wo die Eingangsspannung schwach ist (kleiner als der Schwellwert V0). In diesem Fall weist der lineare Regler einen sehr guten Wirkungsgrad auf, unabhängig vom Ausgangsstrom Iload. Dieser Betriebsmode wird beispielsweise wie der zuvor erwähnte Mode (SLEEP) durch eine Zustandsänderung des an dem Anschluss SM anliegenden Signals aktiviert, wenn die Spannung Vbat kleiner als ein bekannter Schwellwert der Steuerschaltung des Mobiltelefons ist.
Man erkennt, dass diese verschiedenen Betriebsmodes SLEEP (LDO) und LDO/THRU nach dem Belieben des Benutzers miteinander kombiniert werden können, wenn gleichzeitig Vbat – Vout < V0 und Iload < I0. Beispiels weise kann man in dieser speziellen Betriebszone den Mode THRU dem Mode SLEEP vorziehen. Die Auswahl erfolgt durch Anpassung der Schaltung 13 in Abhängigkeit von der jeweiligen Anwendung.
Ein Spannungsregler gemäß der vorliegenden Erfindung, der wenigstens die beiden letzten Betriebsmodes kombiniert, d. h. der als linearer Regler arbeitet, wenn die Spannung Vbat – Vout und/oder der Strom Iload kleiner als die Werte V0 bzw. I0 sind, weist bereits mehrere Vorteile gegenüber den herkömmlichen Reglern auf.
Ein vorteil der vorliegenden Erfindung ist, dass alle Leistungseigenschaften des Spannungsreglers unabhängig vom verwendeten Batterietyp sind.
Ein anderer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, dass sie den Verbrauch des Reglers minimiert, indem sie eine geringe Verlustleistung während der Bereitschafts- bzw. Warte- bzw. Stand-by-Zeiten des Reglers gewährleistet.
Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung, falls der erste Betriebsmode fortgelassen ist, ist, dass sie die Verwendung eines linearen Reglers in Auslegung für einen niedrigen Strom gestattet, was den Verbrauch des Reglers während der Bereitschafts- bzw. Stand-by-Perioden noch weiter minimiert.
Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung, falls der dritte Betriebsmode vorgesehen ist, besteht darin, dass sie die mögliche Benutzungsdauer der Batterie zwischen zwei Wiederaufladungsperioden erhöht.
5 zeigt die Kennlinie des von dem erfindungsgemäßen Regler verbrauchten Stroms Id in Abhängigkeit von dem durch die Verbraucherlast abgerufenen bzw. angeforderten Strom Iload. Wenn der Strombedarf der Verbraucherlast kleiner als der Betrag I0 ist, liegt der von dem Regler verbrauchte Strom bei einem niedrigen, durch den linearen Regler festgelegten Wert. Ist der Strom Iload größer als der Betrag I0, so besitzt der von dem Regler verbrauchte Strom einen durch die Umschalt-Stromzufuhr festgelegten konstanten maximalen Wert.
6 zeigt das Leistungsverhalten hinsichtlich Verwendungsdauer (BTL) zwischen zwei Wiederaufladungsperioden einer Batterie vom Lithium-Ionen-Typ mittels eines Reglers gemäß der vorliegenden Erfindung. Es sei angenommen, dass die Spannung Vout auf 2,7 V festgelegt ist und die Schaltung 11 für eine korrekte Arbeitsweise eine Spannung Vdd von 3 V benötigt. Der Betrag V0 wird daher auf 3 V festgelegt. Bereitschafts- bzw. Stand-by-Perioden der Verbraucherlast sind in 6 nicht berücksichtigt.
Solange die Spannung Vbat größer als 3 V ist und der Strom Iload größer als I0 ist, arbeitet der Regler 10 im Betrieb mit Umschalt-Stromzufuhr (SMPS, switched mode power supply). Sobald die Spannung Vbat kleiner als 3 V wird, übernimmt die Betriebsweise als linearer Regler und gestattet die korrekte Speisung der Verbraucherlast, bis die Spannung einen Grenzwert (beispielsweise 2,8 V) erreicht, welcher dem Reihenspannungsabfall des MOS-Transistors MP entspricht. Somit gestattet die vorliegende Erfindung hinsichtlich der (in prozentualer Spannungshaltung ausgedrückten) Dauer, während welcher eine Lithium-Ionen-Batterie zur Lieferung einer Spannung von 3 V vorgesehen ist, eine Erhöhung in der Größenordnung von 10 % der Zeitdauer, während welcher der Regler die Verbraucherlast korrekt speisen kann. Man erkennt, dass, sobald die Spannung Vbat einen Wert nahe dem Regelschwellwert im linearen Mode (beispielsweise 2,8 V) erreicht hat, die Verbraucherlast gemäß der Erfindung noch immer gespeist werden kann, während in einer herkömmlichen Speisung im Umschaltmode (1) ihr Speisevermögen in dem Maße aufhört, in dem der Transistor MP nicht mehr vorgespannt werden kann. Die Spannung Vout folgt dann dem Verlauf der Spannung Vbat bis auf den Reihenspannungsabfall des Transistors MP.
In dem in 6 wiedergegebenen Beispiel erhält man einen Wirkungsgrad von mehr als 90 %, wenn der Regler mit Stromzufuhr im Umschaltmode arbeitet, und einen Wirkungsgrad zwischen 90 und 96 %, wenn der Regler im linearen Mode arbeitet.
Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, dass sie die jeweiligen Betriebsarten mit Stromzufuhr im Umschaltmode bzw. als linearer Regler optimiert, bei gleichzeitiger Ermöglichung der Verwendung eines beliebigen Batterietyps.
Vorzugsweise wird der Schwellwert I0 in Abhängigkeit von der Verbraucherlast festgelegt. Hier wird ein weiterer Vorteil einer externen Messung des durch die Last abgerufenen bzw. angeforderten Stroms sichtbar, der darin besteht, dass der Benutzer dann diesen Parameter nach Wunsch modifizieren kann. So ist der Spannungsregler gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung vollkommen vielseitig in Abhängigkeit von der Last, für die er bestimmt ist.
Ein anderer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, dass sie jede Notwendigkeit einer Filterung eliminiert, die mit der veränderlichen Frequenz der herkömmlichen Umschaltmode-Stromversorgungen für Mobiltelefone verbunden ist.
In dem Fall, wo der von der Last abgerufene Strom in linearer Weise variieren kann, wird man den Schwellwert I0 im Sinne einer Optimierung des Wirkungsgrads des Reglers zwischen zwei Betriebsmodes wählen.
Als spezielles Ausführungsbeispiel in Anwendung bei einem für ein Mobiltelefon bestimmten Spannungsregler wird man für die verschiedenen Bauteile die folgenden Werte wählen:

– Cin ist ein Keramik-Kondensator von 100 nF;
– C ist ein chemischer Kondensator von 22 μF, der einen niedrigen äquivalenten Reihenwiderstand aufweist;
– C' ist ein chemischer Kondensator von 100 nF; und
– L = 10 μH mit einem äquivalenten Reihenwiderstand von 0,3 Ohm.

Selbstverständlich ist die vorliegende Erfindung verschiedenen Abwandlungen und Änderungen zugänglich, die sich für den Fachmann ergeben. Insbesondere ist die praktische Realisierung des Spannungsreglers gemäß der Erfindung im Bereich des fachmännischen Könnens, ausgehend von den hier vorstehend gegebenen funktionellen Hinweisen. Des weiteren wurde die Erfindung zwar in Verbindung mit einem Regler positiver Spannung beschrieben, jedoch bezieht sich die Erfindung selbstverständlich auch auf einen Regler negativer Spannung, und die hierbei bei der beschriebenen Ausführungsform vorzunehmenden Änderungen liegen im Bereich des fachmännischen Könnens.

Claims

Regler (10) für eine zur Speisung einer Verbraucherlast (Q) aus einer Batterie (2) bestimmte Spannung (Vout), dadurch gekennzeichnet, dass der Spannungsregler aufweist: – zwei MOS-Transistoren (MP, MN), die in Reihe zwischen zwei zum Empfang der Batteriespannung (Vbat) bestimmten Anschlüssen (Vdd, GND) angeordnet sind, – eine Schaltung (11) zur Steuerung der genannten Transistoren mittels Impulsbreitenmodulation, – eine Schaltung (12) zur linearen Steuerung des ersten Transistors (MP) sowie – eine Schaltung (13) zur Auswahl der Steuerschaltung in Abhängigkeit von der Spannungsdifferenz zwischen der Batteriespannung (Vbat) und der Ausgangsspannung (Vout).
Spannungsregler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Element (12) zur linearen Regelung ausgewählt wird, wenn die genannte Spannungsdifferenz kleiner als ein erster vorgegebener Schwellwert (V0) ist.
Spannungsregler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Steuermittel (13) eines der Regelelemente (11, 12) in Abhängigkeit von dem durch die Verbraucherlast abgerufenen bzw. angeforderten Strom auswählt.
Spannungsregler nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass das Element (11) der Stromzufuhr im Umschaltmode ausgewählt wird, wenn der von der Verbraucherlast (Q) abgerufene Strom größer als ein zweiter vorgegebener Schwellwert (I0) ist.
Spannungsregler nach den Ansprüchen 2 und 4, dadurch gekennzeichnet, dass das Element (11) zur Stromzufuhr im Umschaltmode ausgewählt wird, wenn zugleich die genannte Spannungsdifferenz größer als der erste Schwellwert (V0) und der von der Verbraucherlast abgerufene Strom größer als der zweite Schwellwert (I0) ist.
Spannungsregler nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass jeweilige Ausgangssignale (P, P') der Steuerschaltungen (11, 12), die dem Gate des ersten MOS-Transistors (MP) zugeführt werden, von Tristate-Verstärkern mit drei Zuständen (14, 15) geliefert werden.
Regler nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass er einen Betriebsmode ohne Regelung (THRU) aufweist, in welchem der erste Transistor (MP) in den Sättigungszustand gesetzt wird.
Spannungsregler nach einem der Ansprüche 1 bis 7 zur Stromspeisung eines Mobiltelefons, dadurch gekennzeichnet, dass er einen Anschluss (SM) zum Empfang eines Signals aufweist, das eine Anzeige für den Bereitschafts- bzw. Stand-by-Zustand des Mobiltelefons ist.