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Gebiet der
Erfindung
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Diese
Erfindung betrifft Demodulationsverfahren und im Besonderen, aber
nicht ausschließlich, Verfahren
zum Demodulieren eines Hochfrequenzsignals (HF) in einem tragbaren
Kommunikationsgerät.
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Hintergrund
der Erfindung
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Tragbare
Kommunikationsgeräte
wie etwa Mobiltelefone arbeiten typischerweise mit einem begrenzten
Energievorrat in Form einer Batterie und haben deswegen einen begrenzten
Betriebszeitraum, bevor die Batterie wieder aufgeladen oder ersetzt werden
muss.
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Die
Druckschrift EP-A-0719013 offenbart ein Verfahren und eine Vorrichtung
zur Korrektur eines DC-Offsets jeweils gemäß den Oberbegriffsabschnitten
der unabhängigen
Ansprüche
1 und 7.
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Es
wurden viele Anstrengungen unternommen, um den Energieverbrauch
derartiger tragbarer Geräte
zu reduzieren, um obigen Betriebszeitraum zu verlängern. Wenn
ein derartiges tragbares Gerät nicht
aktiv an einem Anruf beteiligt ist (ein so genannter Bereitschafts-Modus), "hört" das Gerät regelmäßig auf einem Steuerkanal,
der das Gerät
im Fall eines ankommenden Anrufs alarmiert. Dies wird als "DRX-Modus" ("DRX = Discontinous
Receiving Mode"/Diskontinuierlicher
Empfangsmodus) bezeichnet. Während
des DRX-Modus wird die meiste Energie dann verbraucht, wenn die
Empfangsvorrichtung tatsächlich
eingeschaltet wird und demzufolge ist es ein Schlüsselziel,
die "An"-Zeit der Empfangsvorrichtung
zu reduzieren.
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Ein
Problem der Empfangsvorrichtung besteht darin, dass während des
Empfangens und Demodulierens eines Signals eine intern erzeugte Gleichstrom-Interferenz
(DC-Interferenz)
mit dem Signal interferiert und so den Dynamikbereich begrenzt.
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Eine
bekannte Lösung
für dieses
Problem besteht darin, in der Empfangsvorrichtung vor dem Demodulieren
des Signals einen DC-Anpassungsschritt bereitzustellen, der im Wesentlichen
die DC-Interferenz beseitigt. Während
dieses DC-Anpassungsschritts
muss die Empfangsvorrichtung jedoch eingeschaltet werden, wodurch
eine erhöhte "An"-Zeit der Empfangsvorrichtung
verursacht wird und demzufolge in einem großen Energieabfluss resultiert.
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Diese
Erfindung strebt danach, ein Demodulationsverfahren zur Verfügung zu
stellen, das die oben erwähnten
Nachteile abmildert.
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Zusammenfassung
der Erfindung
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Gemäß einem
ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Demodulationsverfahren
gemäß Anspruch
1 zur Verfügung
gestellt.
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Gemäß einem
zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Demodulationsanordnung gemäß Anspruch
7 zur Verfügung
gestellt.
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Auf
diese Weise werden ein Demodulationsverfahren und eine -anordnung
zur Verfügung
gestellt, die einen reduzierten Energieverbrauch durch Bereitstellung
eines kurzen DC- Anpassungsschritts aufweisen,
der die "An"-Zeit des Empfängers (Demodulators)
reduziert.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
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Es
wird jetzt eine beispielhafte Ausführungsform der Erfindung unter
Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben, in denen:
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1 eine bevorzugte Ausführungsform
eines Empfängers
eines tragbaren Kommunikationsgeräts gemäß der Erfindung zeigt.
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2 eine detaillierte Ansicht
eines Teils der Ausführungsform
der 1 zeigt.
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3 eine Reihe von Frequenzdiagrammen, die
mit der Erfindung verbundene Signale veranschaulichen, zeigt.
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4 eine alternative Ausführungsform
eines Empfängers
eines tragbaren Kommunikationsgeräts gemäß der Erfindung zeigt.
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Beschreibung einer bevorzugten
Ausführungsform
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Bezug
nehmend auf 1 ist ein
HF-DCR 5 ("DCR
= Direct Conversion Receiver"/Direktumwandlungsempfänger) eines
tragbaren Kommunikationsgeräts
gezeigt. Der DCR 5 weist eine Antenne 7, die über einen
Empfangsfilter 8 an eine Verstärker- und Mischerstufe 10 gekoppelt
ist und eine Niederfrequenzstufe 100 auf.
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Die
Verstärker-
und Mischerstufe 10 weist einen rauscharmen Verstärker mit
einem Eingang, der so gekoppelt ist, dass er ein gefiltertes HF-Signal
von dem Empfangsfilter 8 empfängt und einem Ausgang auf,
der in zwei Pfade aufgeteilt ist. Ein erster Pfad ist über einen
ersten Mischer 30 an einen ersten Signalverstärker 40 gekoppelt.
In ähnlicher
Weise ist ein zweiter Pfad über
einen zweiten Mischer 50 an einen zweiten Signalverstärker 60 gekoppelt.
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Der
erste und der zweite Mischer 30 und 50 sind ebenfalls
so gekoppelt, dass sie jeweils Sinus- und Kosinuskomponenten eines
oszillierenden Signals von einem Synthesizer-Oszillator 70 vom
Typ Fractional-N ("fractional-N" = gebrochen rationales N)
empfangen. Auf diese Weise stellen jeweils der erste und der zweite
Mischer 30 und 50 und der erste und der zweite
Signalverstärker 40 und 60 In-Phase- (I) und Quadratur-
(Q) Mischsignale zur Verfügung, die
demodulierte Komponenten des HF-Signals darstellen.
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Der
erste und der zweite Digital-zu-Analog-Wandler ("DAC = Digital-to-Analogue Converter") 35 und 55 stellen
jeweils für
den ersten und den zweiten Mischer 30 und 50 statische
Offset-Werte zur Verfügung,
die weiter unten im Folgenden beschrieben werden. Weitere DACs 75 stellen
Phasen- und Fehlanpassungskorrekturfunktionen für den Fractional-N-Oszillator 70 über ein
CR/RC-Netzwerk 77 zur Verfügung. Das CR/RC-Netzwerk ist
ein Quadratur-Netzwerkgenerator,
der Kosinus- und Sinuskomponenten des Fractional-N-Oszillators 70 erzeugt. Der
erste und der zweite Signalverstärker 40 und 60 weisen
jeweils Verstärkungssteuerungseingänge auf,
um deren Verstärkung
einzustellen.
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Die
Niederfrequenzstufe 100 weist ebenfalls zwei Pfade auf.
Der erste Pfad, der bei dem I-Signal des ersten Signalverstärkers 40 (dem
I-Pfad) beginnt, umfasst (in Reihe) einen ersten Bandbreiteneinstellungsfilter 110,
einen ersten Niederfrequenzverstärker 120,
einen ersten Analog-zu- Digital-Wandler 130 (A/D-Wandler)
und einen ersten Basisband-Filter 140. Der Ausgang des
ersten Basisband-Filters 140 ist das Signal Id(t).
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Ähnlich verhält es sich
bei dem zweiten Pfad, der beim Q-Signal des zweiten Signalverstärkers 60 (dem
Q-Pfad) beginnt, umfasst (in Reihe) einen zweiten Bandbreiteneinstellungsfilter 160,
einen zweiten Niederfrequenzverstärker 170, einen zweiten A/D-Wandler 180 und
einen zweiten Basisband-Filter 190. Der Ausgang des zweiten
Basisband-Filters 190 ist das Signal Qd(t).
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Der
erste und der zweite Bandbreiteneinstellungsfilter 110 und 160 sowie
der erste und der zweite Basisbandfilter 140 und 190 weisen
jeweils Filtersteuerungseingänge
auf, um deren Filterung zu steuern. In ähnlicher Weise weisen der erste
und der zweite Niederfrequenzverstärker 120 und 170 jeweils Verstärkungssteuerungseingänge auf,
um deren Verstärkung
zu steuern.
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Unter
jetzt erfolgender Bezugnahme auf 2,
die detaillierter einen Teil der Niederfrequenzstufe der 1 zeigt, ist ein Verstärkungs-/Phasen-Korrekturblock 200 und
ein komplexes Tiefpassfilter ("LPF
= low-pass filter") 210 zur
Verfügung
gestellt.
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Der
Verstärkungs-/Phasen-Korrekturblock 200 ist
so gekoppelt, dass er das Id(t)- und das Qd(t)-Signal und das Verstärkungseinstellungs-(Ad) und
das Phasen(Φ)Steuersignal
empfängt.
Der Block 200 kann in Hardware oder Software realisiert
sein und ist so angeordnet, dass er das folgende Resultat zur Verfügung stellt: Iout + jQout = Id + jQd*Ad*ej(Φ) Gleichung 1 wobei
Iout und Qout Verstärkungs-korrigierte
und Phasen angepasste I- und Q-Signale sind. Die Ad- und Φ-Steuersignale sind
ab Werk eingestellt und sind dazu gedacht, jegliche Phasen- oder
Verstärkungsfehlanpassungen,
die zwischen den I- und Q-Pfaden als Ergebnis von analogen Bauteilvariationen
auftreten, zu entfernen. Jegliche derartige Fehlanpassungen könnten Aliasing
zwischen den Kanälen
des Empfangsspektrums verursachen.
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Die
Iout- und Qout-Signale werden dann durch den komplexen LPF 210 gefiltert,
um IDCest- und QDCest-Signale zu erzeugen, welche die DC-Offset-Komponenten
des Iout- und Qout-Signals darstellen. Das IDCest-Signal wird dann
bei einem Mux-Block 220 von dem Iout-Signal subtrahiert.
In ähnlicher
Weise wird das QDCest-Signal bei einem Mux-Block 230 von
dem Qout-Signal subtrahiert. Auf diese Weise wird die DC-Offset-Komponente
des Iout- und des Qout-Signals im Wesentlichen entfernt.
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Im
Betrieb und unter jetziger Bezugnahme auch auf 3 wird ein schneller DC-Anpassungsschritt
wie folgt erzielt. Für
die gewünschte
Demodulation einer Frequenz f wird der Fractional-N-Oszillator 70 auf
eine Frequenz F = f + ∂ eingestellt,
wobei ∂ ein
geeigneter Offset-Wert ist. In 3a sind
ein auf die Frequenz f zentriertes Spektrum 300 und ein Spektrum 310 eines
benachbarten Kanals gezeigt. Die Verstärkungs- und Phasenfehlanpassungen
zwischen dem I- und
Q-Pfad resultieren in Aliasing-Bildern des gewünschten Spektrums 300 und
des benachbarten Kanalspektrums 310, die als Bilder 315 (Bild
des gewünschten
Spektrums 300) und 305 (Bild des benachbarten
Kanalspektrums 310) auftauchen. Der Offset ∂ wird in
diesem Fall als die Hälfte
der Bandbreite des gewünschten
Spektrums 300 gewählt,
so dass die anfäna liche
Oszillationsfrequenz F(=f + ∂)
außerhalb
des gewünschten
Spektrums 300 und ebenfalls außerhalb des benachbarten Kanals 310 liegt.
Ein Vektor Vin(t) mit der Frequenz F stellt den von Id(t) und Qd(t)
abgeleiteten DC-Offset dar.
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3b zeigt einen zweiten Vektor
Vout(t) (abgeleitet von Iout und Qout), der den Verstärkungs- und
Phasen-korrigierten
DC-Offset darstellt. Die Verstärkungs-
und Phasenkorrektur entfernt im Wesentlichen jeweils die Bilder 305 und 310 von
dem benachbarten Kanal 310 und dem gewünschten Spektrum 300.
Eine Breitband-Einhüllende 350 der 3b stellt die Breitband-Filterung
dar, die von dem komplexen LPF 210 durchgeführt wird.
Die 3c zeigt dann das
Ergebnis dieser Filterung in Form eines dritten Vektors VDC(t) (abgeleitet
von IDCest und QDCest), der den DC-Offset darstellt.
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Der
DC-Offset-Wert basiert auf einer Messung, die von der Frequenz f
verschoben wurde und ist demzufolge nahezu ausschließlich das
Ergebnis einer internen Interferenz. Des Weiteren ist es während des
schnellen DC-Anpassungsmodus möglich, effektiv
die Verstärker-
und Mischerstufe 10 abzuschalten, indem die Verstärkung des
LNA 20 abgeschaltet oder reduziert wird, um die Pegel des
gewünschten
Signals und des benachbarten Kanals gegenüber den DC-Offsets zu reduzieren.
Diese HF-Isolation ist während
der Schätzung
des statischen DC-Offset-Werts interessant.
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Der
Fractional-N-Oszillator 70 wird dann so eingestellt, dass
er bei der Frequenz f oszilliert, um das erwünschte demodulierte Signal
zur Verfügung zu
stellen. Der DC-Offset-Wert, der durch IDCest und QDCest gegeben
ist, wird dann von dem demodulierten Signal subtrahiert, um ein demoduliertes
Signal mit einer wesentlich reduzierten DC-Komponente zur Verfügung zu stellen.
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Die
Blöcke 200 und 210 fahren
dann fort, weitere DC-Offset-Werte
zur Verfügung
zu stellen, die subtrahiert werden, um den Anteil des DC-Offset weiter
zu reduzieren, der in dem demodulierten Signal vorhanden ist. Es
kann jedoch sein, dass der komplexe LPF 210 so angepasst
wird, dass er eine andere Filter-Einhüllende für die Breitband-Einhüllende 350,
die in 3b abgebildet
ist, aufweist. Insbesondere kann der komplexe LPF 210,
wenn er das demodulierte Signal filtert, eine schmalbandige Einhüllende definieren.
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Der
erste und der zweite DAC 35 und 55 können so
angeordnet werden, dass sie die Ergebnisse des schnellen DC-Anpassungsschritts
wie oben beschrieben speichern, so dass die DACs 35 und 55, wenn
die gleiche gewünschte
Frequenz zu einem späteren
Zeitpunkt demoduliert wird, geeignete statische Offset-Werte jeweils
für den
ersten und zweiten Mischer 30 und 50 zur Verfügung stellen
können,
so dass der schnelle DC-Anpassungsschritt nicht jedesmal, wenn die
gewünschte
Frequenz demoduliert wird, durchgeführt werden muss.
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Unter
Bezugnahme auch auf 4 ist
ein Zero-IF-HF-Empfänger 400 ("ZIF = Zero-IF"/Null-IF) eines tragbaren
Kommunikationsgeräts
abgebildet. Der ZIF-HF-Empfänger 400 unterscheidet
sich von dem DCR-Empfänger 100 der 1 darin, dass die Demodulierung
in zwei Stufen stattfindet und dass es zwei Oszillatoren gibt. Eine
erste Stufe 410 umfasst einen Haupt-Synthesizer 420,
der ein empfangenes Signal bei einer Zwischenfrequenz ("IF = intermediate
frequency") demoduliert.
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Die
zweite Stufe 500 weist einen zweiten Oszillator 510 auf
der ein Fractional-N-Synthesizer niedriger Ordnung ist, der so gekoppelt
ist, dass er dem ersten und dem zweiten Mischer 505 und 515 Oszillationssignale
zur Verfügung
stellt. Der erste und der zweite Mischer 505 und 515 teilen
das IF-Signal der ersten Stufe 410 in zwei Pfade auf, nämlich einen I-Pfad
und einen Q-Pfad, ähnlich
denen der 1. Die Verwendung
einer ähnlichen
Herangehensweise für
einen DCR in einem ZIF-Empfänger 400 wie
bei einem DCR ist möglich.
Es ist jedoch eine andere Art von Auslöschung für den ZIF-Empfänger 400 nötig.
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Das
IF-Signal ist immer bei der gleichen Frequenz (der Zwischenfrequenz)
und demzufolge benötigt
der zweite Oszillator 510 lediglich zwei Oszillationsfrequenzen;
die IF (für
die Demodulierung) und IF + ∂ (für den DC-Anpassungsschritt).
Während
der schnellen DC-Anpassung wird der zweite Oszillator 510 bezüglich der
Frequenz zu IF + ∂ verschoben.
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Die
DC-Anpassung wird durch eine Anzahl von DC-Anpassungsblöcken durchgeführt. Die DC-Anpassungsrückkopplungsblöcke 520, 530, 550 und 560 sind
so gekoppelt, dass sie eine DC-Offset-Rückkopplungsauslöschung für die Verstärker 525, 535, 555 und 565 zur
Verfügung
stellen.
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Der
DC-Anpassungsblock 550 schätzt die DC-Offsets der ersten
Stufe 410 über
die Verwendung eines Tiefpassfilters (in einer breitbandigen Konfiguration).
Diese geschätzten
DC-Offsets werden mit Null verglichen. Der sich ergebende Fehler wird über einen
Integrator integriert und dem Eingang des Verstärkers 555 rückgekoppelt.
Dies bildet eine DC-Anpassungsschleife, die nach einer Antwortzeit gegen
eine DC-Ausgabe von Null konvergieren wird.
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Nachdem
der schnelle DC-Anpassungsschritt durchgeführt wurde, schaltet der zweite
Oszillator 510 auf die IF und der Tiefpassfilter des DC-Anpassungsblocks 550 wird
auf eine engbandige Konfiguration eingestellt, um mit der Schätzung der DC-Offset-Variation
fortzufahren.
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Die
anderen DC-Anpassungsblöcke 520, 530 und 560 arbeiten
auf eine ähnliche
Weise und dienen dazu, den Dynamikbereich eines jeden beteiligten
Verstärkers
(525, 535 und 565) durch eine wesentliche
Auslöschung
der beteiligten DC-Offsets zu erhöhen.
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Die
analogen DC-Anpassungsblöcke 540 und 570 werden
jeweils den I- und Q-Pfaden zur Verfügung gestellt und diese werden
in dem Fall benötigt,
dass die A/D-Wandler 575 und 545 nicht genug Dynamikbereich
aufweisen, um verstärkte
DC-Offsets, die im analogen Signal vorhanden sind, zu akzeptieren.
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Es
sollte klar sein, dass alternative Ausführungsformen zu der einen oben
beschriebenen möglich
sind. Beispielsweise kann der Wert für die Frequenzverschiebung ∂ zu der
oben gegebenen verschieden sein.
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Des
Weiteren könnte
der komplexe LPF 210 durch einen oder mehrere Filter mit
unterschiedlichen Eigenschaften ersetzt werden, was in einem im Wesentlichen
gleichen DC-Offset
resultiert.