DE69813443T2

DE69813443T2 - Impulsgeneratorschaltung für Zeitbereichsreflektometer

Info

Publication number: DE69813443T2
Application number: DE69813443T
Authority: DE
Inventors: Stanley C. Edwards; Edgar T. Guenther Jr.
Original assignee: Tektronix Inc
Current assignee: Tektronix Inc
Priority date: 1997-10-20
Filing date: 1998-10-15
Publication date: 2003-10-23
Anticipated expiration: 2018-10-16
Also published as: US6097755A; EP0911638B1; DE69813443D1; EP0911638A2; EP0911638A3

Description

Stand der Technik

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein Prüfmessgeräte zur Prüfung eines Übertragungsmediums, und im Besonderen betrifft die vorliegende Erfindung ein verbessertes Reflektometer mit Zeitangabe sowie ein Verfahren zur Verringerung der Leitungseinspeisung in dem Übertragungsmedium während der Prüfung.
Ein Reflektometer mit Zeitangabe (TDR als englische Abkürzung für Time Domain Reflectometer) koppelt Energieimpulse in ein Übertragungsmedium ein, wie etwa in abgeschirmte und unabgeschirmte verdrillte Koaxialkabel und dergleichen mit einer bestimmten Impulsfolgefrequenz in Abhängigkeit von dem bezeichneten Bereich des TDR. In den Zeiträumen zwischen Impulsen tastet die Erfassungsschaltkreisanordnung das Kabel ab, um Daten zu erfassen, die reflektierte Fehler, Unterbrechungen oder Brüche des Kabels darstellen. Die Reflexionen in dem Kabel werden von dem Zeitpunkt der Übertragung des Energieimpulses zeitlich gemessen, um die Entfernung von dem Sender zu derartigen Fehlern, Unterbrechungen oder Brüchen zu bestimmen. Bei den Reflexionen kann es sich um Änderungen des Drahtdurchmessers, Spleiße, Feuchtigkeit in dem Kabel und dergleichen handeln. Die erfassten Daten werden verarbeitet und als Kurvenform auf einer Anzeigevorrichtung angezeigt, wie etwa einer Anzeige mit Kathodenstrahlröhre oder einer Flüssigkristallanzeige oder dergleichen.
Ein TDR verzeichnet jede Änderung des Kennwiderstands des getesteten Kabels. Bei einer Fernmelde-Kupferanlage liegt der Kennwiderstand kennzeichnenderweise zwischen 100 und 125 Ohm. Die meisten unabgeschirmten Kabel weisen Werte zwischen 100 und 105 Ohm auf. Der Wert eines abgeschirmten Kabels, wie etwa T1, liegt kennzeichnenderweise bei etwa 125 Ohm. Jede Änderung des Kabelwiderstands wird auf der TDR-Anzeigevorrichtung als Erhebung, Senkung oder eine andere Kombination angezeigt, die von einem horizontalen Verlauf abweicht.
Die Reflektometer mit Zeitangabe TS100 und TV110, die von Tektronix, Inc., Wilsonville, Oregon, dem Zessionar der vorliegenden Erfindung, hergestellt und vertrieben werden, stellen Beispiele für TDRs für die entsprechende Prüfung von verdrillten Telefonkabelpaaren und Koaxialkabeln dar, wie etwa in Großgemeinschaftsantennenanlagen (CATV) und dergleichen. Beide Geräte 1/2-Sinuskurven-Abfrageenergieimpulse, wie dies etwa in der Abbildung aus Fig. 1 dargestellt ist. Die Amplitude und Impulsbreite der zugeführten Abfrageimpulse ändern sich als Funktion einer Reihe von Faktoren, wie etwa der Kabelart, der Kabellänge und dergleichen. Das TS100 erzeugt Abfrageimpulse mit einer maximalen Amplitude von bis zu 20 Volt und mit Impulsbreiten von 5 Nanosekunden bis 300 Nanosekunden. Das TV110 erzeugt Abfrageimpulse mit einer maximalen Amplitude von 15 Volt und Impulsbreiten von 6 Nanosekunden bis 12 Nanosekunden. Zur Erweiterung der Reichweite des TDR muss die Energie des zugeführten Impulses erhöht werden, um die von einem Ereignis reflektierte Energiemenge zu erhöhen. Dies kann durch eine Erhöhung der Amplitude des eingekoppelten Impulses, die Erhöhung der Impulsbreite oder die Kombination dieser beiden Möglichkeiten erreicht werden. Die Erhöhung der in das getestete Kabel eingekoppelten Energie weist den unerwünschten Effekt auf, dass eine Ladung der getesteten Übertragungsleitung zugeführt wird, welche die Reflexionsinformationen in der Nähe des Geräts über- bzw. verdecken kann. Die Abbildung aus Fig. 2 zeigt sich überlagernde Kurvenformen A und B von Rückführungssignalen, die während der halben Sinuskurve aus Fig. 1 erfasst werden, die in eine verdrillte Übertragungs- Doppelleitung mit Durchmesser 24 und einer Länge von 4572 m (15.000.000 Fuß) eingekoppelt wird. Der Abfrageimpuls erzeugt einen reflektierenden Impuls 10 mit hoher Amplitude an der Schnittstelle zwischen dem Gerät und dem getesteten bzw. überprüften Kabel. Durch die Leitungseinspeisung fällt der reflektierende Schnittstellenimpuls exponential gemäß der Darstellung durch den Bereich 12 ab. Ereignisse in dem Leitungseinspeisungsbereich, wie etwa der Kurzschluss in der Kurvenform A bei 14 und der offene Zustand in der Kurvenform B bei 16, können durch das Laden bzw. die Einspeisung der Leitung verdeckt bzw. überdeckt werden. In den Darstellungen der Kurvenformen aus der Abbildung aus Fig. 2 wurde der Maßstab vergrößert, um das Vorhandensein der Ereignisse eines Kurzschlusses oder eines offenen Zustands darzustellen. Im allgemeinen Einsatz wird der vertikale Maßstab des TDR angepasst, um die Ereignisse vollständiger Kurvenformen darzustellen, ohne die Spitzen und Täler der Ereignisse abzuschneiden. Dabei würden allgemein Ereignisse in dem Leitungseinspeisebereich verdeckt.
In US-A-3671775 wird eine Impulsformerschaltung offenbart, die eine Reihenresonanzschaltung und eine Parallelwiderstands- Diodendämpfungsschaltung in Kombination mit einer Rechteckwelleneingabe und einem geerdeten Basistransistorverbraucher aufweist, so dass ein Impuls mit geregelter Breite und Amplitude vorgesehen wird. Die Schaltung erzeugt periodisch negative halbsinusförmige Wellenausgangsimpulse. Database WPI Derwent Publications Ltd., London, GB; AN 1977-JO401Y XP-002142757, IBM Technical Disclosure Bulletin, Band 14, Nr. 3, Seiten 745, 745a, und IBM Technical Disclosure Bulletin, Band 11, Nr. 7, Dezember 1968, Seite 708 XP002142784 offenbaren jeweils Impulserzeugungsschaltungen, in denen symmetrisch geformte bipolare Sinuskurvenimpulse erzeugt werden.
Benötigt werden ein Prüfmessgerät, wie etwa ein Reflektometer mit Zeitangabe, und ein Verfahren zur Reduzierung der Leitungseinspeisung auf ein Übertragungsmedium, wie etwa verdrillte Doppelleitungen und Koaxialkabel, durch abfragende Energieimpulse. Das Prüfmessgerät sollte eine verbesserte Ablesbarkeit und Interpretation der Kurvenformdaten ermöglichen, die zurückgeführte Reflexionen in dem Übertragungskabel darstellen, und zwar speziell dann, wenn die zurückgeführten Reflexionen eine geringe Amplitude aufweisen und wenn die Verstärkung des Geräteverstärkers ausreichend groß ist, so dass die Reflexionen in angemessener Weise betrachtet werden können.

Zusammenfassung der Erfindung

Vorgesehen ist gemäß der vorliegenden Erfindung eine Impulsgeneratorschaltung gemäß dem gegenständlichen Anspruch 1.
Die vorliegende Erfindung betrifft eine verbesserte Impulsgeneratorschaltung zur Verwendung in einem Prüfmessgerät, wie etwa einem Reflektometer mit Zeitangabe, zur Kennzeichnung der Impedanz in einem Übertragungsmedium durch die Einkopplung von Abfrageimpulsen in das Übertragungsmedium zur Erfassung von Daten, welche zurückgeführte Reflexionen von dem Übertragungsmedium darstellen. Die verbesserte Impulsgeneratorschaltung weist eine Impulsformerschaltung auf, die ein Eingangssignal zur Erzeugung eines bipolaren Ausgangssignal mit einer unsymmetrischen Form empfängt, das bei einer Nullfrequenz eine minimale Energie aufweist, so dass Abfrageimpulse mit verringerten Leitungseinspeisungseffekten auf das Übertragungsmedium erzeugt werden. Die einzigartige Impulsformerschaltung weist vorzugsweise eine mitschwingende LC-Schaltung auf, die einen Eingangsimpuls mit einem Vorderflankenübergang und einem. Hinterflankenübergang empfängt, um eine Sinuswellen-Stromabgabe mit einem positiven Sinushälftenabschnitt und einem negativen Sinushälftenabschnitt zu erzeugen. Ein Dioden-Widerstands-Netz ist vorzugsweise mit der mitschwingenden LC-Schaltung gekoppelt, um den Wert eines der Sinushälftenabschnitte zu klemmen, so dass ein exponentiell abnehmender Ausgabeabschnitt erzeugt wird, was dazu führt, dass der bipolare Abfrageenergieimpuls einen vollständigen Sinuskurvenabschnitt und einen exponential fallenden Ausgabeabschnitt aufweist. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung klemmt das Dioden-Widerstands-Netz die Sinuswellen-Stromabgabewerte in einem Verhältnis von drei zu eins. In der verbesserten Impulsgeneratorschaltung kann die Impulsformerschaltung ferner eine Einrichtung umfassen, die mit dem Dioden-Widerstands-Netz gekoppelt ist, um der Impulsformerschaltung im unipolaren Betrieb ein Erdpotential zuzuführen und um die Erde im bipolaren Betrieb zu entfernen, wobei es sich bei der Erdungseinrichtung um einen elektronischen Schalter handelt. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel handelt es sich bei dem elektronischen Schalter um einen Feldeffekttransistor, der einen mit dem Dioden-Widerstands-Netz gekoppelten Drain- Anschluss, einen mit dem Erdpotential gekoppelten Source- Anschluss und einen Gate-Anschluss für den Empfang des Eingangssignals aufweist, um zu bewirken, dass der Feldeffekttransistor leitet und um das Dioden-Widerstands-Netz mit der Erde zu koppeln.
Die Impulsgeneratorschaltung, die in einem Prüfmessgerät in der Ausführung als Reflektometer mit Zeitangabe verwendet werden kann, weist einen Impulsbreitengenerator zur Erzeugung eines Ausgangsimpulses mit einem Vorderflankenübergang und einem Hinterflankenübergang auf. Die Impulsformerschaltung empfängt den Ausgangsimpuls von dem Impulsbreitengenerator zur Erzeugung eines bipolaren Ausgangssignal, das bei einer Nullfrequenz eine minimale Energie aufweist, so dass Abfrageimpulse mit verringerten Leitungseinspeisungseffekten auf das Übertragungsmedium erzeugt werden. Ein Verstärker ist so gekoppelt, dass er das Ausgangssignal von der Impulsformerschaltung empfängt, um ein verstärktes Ausgangssignal zur Einkopplung in das Übertragungsmedium zu erzeugen. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung weist die Impulsbreitengeneratorschaltung einen Signalspeicher zur Erzeugung eines Ausgangsimpulses mit einem Vorderflankenübergang auf, der als Reaktion auf ein Impulsbreiten-Freigabesignal und ein Takteingangssignal erzeugt wird, und mit einem Hinterflankenübergang, der als Reaktion auf ein Anforderungseingangssignal erzeugt wird. Vorzugsweise erzeugt eine Komparatorschaltung mit einem ersten Eingang, der so gekoppelt ist, dass er einen Grenzwert empfängt, und mit einem zweiten Eingang, der so gekoppelt ist, dass er ein Eingangssignal als Reaktion auf den Vorderflankenübergang der Signalspeicherausgabe empfängt, das Anforderungseingangssignal an den Signalspeicher, wenn das Eingangssignal an den Komparator den Grenzwert überschreitet. Eine RC-Schaltung ist in vorteilhafter Weise mit dem zweiten Eingang der Komparatorschaltung gekoppelt, um ein ansteigendes Spannungssignal als Reaktion auf den Vorderflankenübergang der Signalspeicherausgabe zu erzeugen.
In einem weiteren Ausführungsbeispiel der verbesserten Impulsgeneratorschaltung ist eine Mehrzahl von Signalspeichern vorgesehen, wobei jeder Signalspeicher einzelne Impulsbreiten- Freigabesignale empfängt, um als Reaktion auf ein gemeinsames Taktsignal einzelne Ausgangsimpulse zu erzeugen. Eine Logikschaltung empfängt Ausgaben von der Mehrzahl von Signalspeichern, um als Reaktion auf einen Vorderflankenübergang von einem beliebigen der Signalspeicher ein Ausgangssignal zu erzeugen. Eine Mehrzahl von RC- Schaltungen ist mit dem zweiten Eingang der Komparatorschaltung verbunden, um ein ansteigendes Spannungssignal als Reaktion auf das Ausgangssignal von der Logikschaltung zu erzeugen, wobei jede RC-Schaltung eine Zeitkonstante auf weist, die eine Impulsbreite für einen bestimmten Signalspeicher definiert. Vorgesehen sind Einrichtung zur Freigabe jeder entsprechenden RC-Schaltung als Reaktion auf die einzelnen Impulsbreiten-Freigabesignale. Eine Mehrzahl von Impulsformerschaltungen kann so gekoppelt werden, dass sie die Ausgangsimpulse von der Impulsbreitengeneratorschaltung empfängt, wobei jede Impulsformerschaltung den Ausgangsimpuls von dem jeweiligen Signalspeicher der Mehrzahl von Signalspeichern empfängt.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Es zeigen:
Fig. 1 eine Kurvenform eines durch bestehende Reflektometer mit Zeitangabe zur Prüfung der Impedanz in einem Übertragungsmedium erzeugten halbsinusförmigen Abfrageenergieimpuls;
Fig. 2 Kurvenformen von zurückgeführten Reflexionen unter Verwendung von halbsinusförmigen Abfrageenergieimpulsen, wobei die Energieimpulse Leitungseinspeisungen in dem Übertragungsmedium erzeugen;
Fig. 3 ein Blockdiagramm eines verbesserten Reflektometers mit Zeitangabe zur Reduzierung der Leitungseinspeisung in einem getesteten Übertragungsmedium gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 4 eine Kurvenform des bevorzugten bipolaren Abfrageimpulses, der durch den verbesserten Impulsgenerator in dem erfindungsgemäßen Prüfmessgerät erzeugt wird;
Fig. 5 eine Kurvenform eines alternativen bipolaren Abfrageimpulses, der durch den verbesserten Impulsgenerator in dem erfindungsgemäßen Prüfmessgerät erzeugt wird;
Fig. 6 ein Blockdiagramm des verbesserten Impulsgenerators zur Erzeugung bipolarer Abfrageimpulse gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 7 eine darstellende Prinzipskizze der Impulsformerschaltung in dem verbesserten Impulsgenerator zur Erzeugung bipolarer Abfrageimpulse gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 8 Kurvenformen von zurückgeführten Reflexionen unter Verwendung bipolarer Abfrageenergieimpulse, wobei die Energieimpulse keine Leitungseinspeisungen in dem Übertragungsmedium erzeugen; und
Fig. 9 eine darstellende Prinzipskizze des verbesserten Impulsgenerators zur Erzeugung eine Mehrzahl von bipolaren Impulsbreiten-Abfrageimpulsen gemäß der vorliegenden Erfindung.

Genaue Beschreibung des bevorzugten Ausführungsbeispiels

Die Leitungseinspeisung ist ein Artefakt der Zufuhr elektrischer Signale in ein leitfähiges Übertragungsmedium, wie etwa verdrillte Doppelleitungskabel, Koaxialkabel und dergleichen, wobei die Leitungseinspeisung als eine Funktion der zugeführten Signalleistung linear ansteigt und sinkt. Bei TDR-Verfahren, bei denen abfragende Energieimpulse in ein getestetes Übertragungsmedium zur Erfassung von Daten eingekoppelt werden, welche die Impedanz des Übertragungsmediums zur Prüfung von Ereignissen in dem Kabel darstellen, bewirkt die Leitungseinspeisung die Überdeckung geringfügiger Impedanzänderungen in dem Übertragungsmedium in dem Bereich in der Nähe des Prüfgeräts. Eine Reduzierung der Energieeingabe in das Übertragungsmedium zur Reduzierung der Leitungseinspeisung bewirkt eine entsprechende Reduzierung etwaiger reflektierter Signalereignisse. Eine Erhöhung der Verstärkung des TDR-Empfängers zum Ausgleich der reduzierten Energieeingabe führt zu einer Verstärkung der Leitungseinspeisung und des reflektierten Signalereignisses, was wiederum die Überdeckung geringfügiger Signalereignisse in dem Leitungseinspeisungsbereich zur Folge hat. Die vorliegende Erfindung überwindet das Problem der Leitungseinspeisung durch das Vorsehen eines verbesserten Impulsgenerators, der bipolare Abfrageimpulse mit reduzierter oder keiner Energie auf Nullfrequenz erzeugt.
Das die vorliegende Erfindung aufweisende Reflektometer mit Zeitangabe prüft die Widerstände sowohl in kurzen als auch in langen Übertragungsmedien. Erwägt wird die Verwendung unipolarer Abfrageenergieimpulse mit einem Spitzen-Spitzenwert von 10 Volt und Impulsbreiten von 3 Nanosekunden, 10 Nanosekunden und 50 Nanosekunden zur Prüfung kurzer Übertragungsmediumkabel, die kürzer sind als 2 km. Bipolare Abfrageenergieimpulse mit einem Spitzen-Spitzenwert von 20 Volt und Impulsbreiten von 340 Nanosekunden und 3400 Nanosekunden werden für lange Übertragungsmediumkabel mit Längen von über 2 km erwogen. Die Längenangaben für kurze und lange Übertragungsmedien stellen lediglich Beispiele dar, wobei diesbezüglich auch andere Längen möglich sind. Die hier definierte Kabellänge steht im Verhältnis zu der in das Kabel eingekoppelten Energiemenge sowie den durch die Abfrageimpulse erzeugten Leitungseinspeiseeffekte. Je niedriger der Wert und desto schmaler die Impulsbreite der Abfrageimpulse, desto weniger Energie für die Einspeisung in das Übertragungsmedium wird erzeugt. Entsprechend gilt, dass bei der Einspeisung von weniger elektrischer Energie in das Übertragungsmedium niedrigere Leitungseinspeiseeffekte resultieren. Weniger in das Übertragungsmedium eingekoppelte Energie begrenzt aber auch die Reichweite, über die das Kabel geprüft werden kann. Die Reichweite, über welche die unipolaren Impulse ein Kabel mit den obengenannten Werten und Impulsbreiten prüfen können, beträgt schätzungsweise 2 km. Somit werden Energieimpulse mit kürzerer Impulsbreite und niedrigerem Wert für kurze Kabel verwendet. Eine Erweiterung der Reichweite des TDR für längere Kabellängen setzt die Injektion von mehr Energie in das zu testende Kabel voraus. Dies führt zu einer Leitungseinspeisung, zu der die bipolaren Energieimpulse verwendet werden. Bei den vorstehend aufgeführten Werten handelt es sich um repräsentative Werte, und wobei andere Spitzen-Spitzenwerte und Impulsbreiten sowohl für unipolare als auch für bipolare Impulse verwendet werden können, ohne dabei vom Umfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen.
Die Abbildung aus Fig. 3 zeigt ein Blockdiagramm eines Reflektometers mit Zeitangabe (TDR) 20, das den erfindungsgemäßen verbesserten Impulsgenerator 22 aufweist. Der Impulsgenerator 22 erzeugt Abfrageenergieimpulse, die über einen Testanschluss 24 in ein getestetes Übertragungsmedium eingekoppelt werden. Bei dem Übertragungsmedium kann es sich um abgeschirmte oder unabgeschirmte verdrillte Doppelleitungen, Koaxialkabel sowie andere Arten metallischer Übertragungsmedien handeln. Die Rückführungssignalenergie von Ereignissen in dem getesteten Kabel, die Fehler, Unterbrechungen oder Brüche in dem Kabel darstellen, wird mit einem Dämpfungsglied/ersten Verstärker 26 gekoppelt. Der Ausgang des Dämpfungsglieds/ersten Verstärkers 26 wird mit einer Abtastschaltung 28 gekoppelt, wie etwa mit einer Abtast- Halte-Schaltung. Das abgetastete analoge Signal wird mit einem zweiten Verstärker 30 gekoppelt, um den abgetasteten Signalwert auf den entsprechenden Wert eines Analog-Digital- Umsetzers (ADU) 32 zu konditionieren. Der ADU 32 wandelt das konditionierte analoge Signal in digitale Werte um, welche die Stärke des analogen Signals darstellen. Die digitalisierten Werte des abgetasteten analogen Signals werden in einen Mikroprozessor 34, wie etwa einen Motorola 68330, zur Verarbeitung in dem digitalen Bereich gekoppelt. Der Prozessor speichert die digitalen Werte in dem Speicher 36, der einen Flash- und DRAM-Speicher aufweist. Der Speicher 36 weist ferner einen Nur-Lesespeicher (ROM) auf, der programmierte Steuerbefehle zur Steuerung der Erfassungsfunktionen des TDR 20 sowie Verarbeitungsbefehle für die von dem getesteten Kabel erfassten Daten aufweist. Der programmgesteuerte Prozessor 34 erzeugt Auslöseimpulse für den Impulsgenerator 22 und schaltet die Leitungseinspeisungskompensation ein oder aus, regelt die Dämpfungs- und Verstärkungseinstellungen des Dämpfungsglieds/ersten Verstärkers 26, die Verstärkung des zweiten Verstärkers 30, die Zeitsteuerung der Abtastschaltung 28 und den ADU 32 im Verhältnis zu den Auslöseimpulsen sowie das Herunterladen der digitalen Daten des ADU 32. Die digitalen Daten, welche die Rückführungssignalenergie von dem getesteten Kabel darstellen, werden programmgesteuert verarbeitet und an eine Anzeigevorrichtung 38 ausgegeben, wie etwa eine Anzeige mit Kathodenstrahlröhre, eine Flüssigkristallanzeige oder dergleichen. Die Anzeigeverarbeitung kann durch einen Mikroprozessor 34 oder einen separaten Anzeigeprozessor (nicht abgebildet) ausgeführt werden, der so angeschlossen ist, dass er die verarbeiteten Daten von dem Mikroprozessor 34 empfängt. Das Bedienfeld 40 ist mit dem Mikroprozessor 34 gekoppelt und weist Eingabegeräte auf, wie etwa Tasten, Knöpfe, frei belegbare Funktionstasten und dergleichen, die zur Einleitung einer Untersuchung des Übertragungsmediums dienen sowie zur manuellen Einstellung verschiedener Parameter des TDR 20, wie etwa der Impulsbreite der Abfrageimpulse, der Verstärkung des Gerätes, dem Abtastabstand, dem Messbereich und dergleichen. Die Stromversorgung 42 sieht Betriebsspannungen an die verschiedenen Schaltungen des TDR 20 vor.
In dem kommerziellen Ausführungsbeispiel des Reflektometers 20 mit Zeitangabe kommt die Fast-In/Slow-Out (FISO) Technologie für die Erfassung der Energie des Rückführungssignals zum Einsatz. Die FISO Technologie wird in dem U.S. Patent US-A-5.144.525 teilweise beschrieben und vereint das Dämpfungsglied/ersten Verstärker 26, die Abtasteinrichtung 28 und den ADU 32 in einem integrierten Schaltungs-Chipsatz, welcher der Programmsteuerung des Mikroprozessors 34 insgesamt unterliegt. Der zweite Verstärker 30 kommt in der gegenwärtigen Implementierung der FISO Technologie nicht zum Einsatz.
Die verbesserte Impulsgeneratorschaltung 22 wird nachstehend derart beschrieben, dass sie bipolare Abfrageimpulse erzeugt, die einen positiven Halbsinuskurvenabschnitt und einen exponential abfallenden negativen Abschnitt aufweisen, wie dies in der Kurvenform aus der Abbildung aus Fig. 4 dargestellt ist. Standardsignale der logischen Ebene mit bestimmten Übergangsebenen und Impulsbreiten werden zur Beschreibung des bevorzugten Ausführungsbeispiels verwendet. Diese Ebenen und Übergänge sind erläuternder Art, so dass andere Signalebenen und Übergänge ebenfalls verwendet werden können, ohne dabei vom Umfang der Erfindung gemäß den gegenständlichen Ansprüchen abzuweichen. Ferner ist es für die erfindungsgemäße verbesserte Impulsgeneratorschaltung gemäß dem Umfang der anhängigen Ansprüche möglich, die bipolaren Abfrageimpulse umzukehren und andere bipolare Abfrageimpulsformen zu erzeugen, wie etwa rechteckige positive und negative Impulsabschnitte, wie sie etwa durch die Kurvenform aus der Abbildung aus Fig. 5 dargestellt werden.
Die Abbildung aus Fig. 6 zeigt ein Blockdiagramm des bevorzugten Ausführungsbeispiels der verbesserten Impulsgeneratorschaltung 22 gemäß der vorliegenden Erfindung. Die verbesserte Impulsgeneratorschaltung 22 weist einen Impulsbreitengenerator 50, einen Impulsformer 52 und einen Impulsverstärker 54 auf. Der Impulsbreitengenerator 50 empfängt Standardlogikebenen-Auslöseimpulse von dem Mikroprozessor 34, der die Erzeugung von Abfallflankenausgaben von dem Impulsbreitengenerator 50. Die Schaltkreisanordnung in dem Impulsbreitengenerator 50 sieht die zeitliche Dauer der Ausgangsimpulse vor und leitet die Anstiegsflankenausgaben ein, welche die Impulsbreite der Ausgangsimpulse definieren. Alternativ kann der Mikroprozessor 34 direkt die Ausgangsimpulse erzeugen, die den Ausgangsimpulsen des Impulsbreitengenerators 50 entsprechen, an Stelle der Erzeugung von Auslöseimpulsen für den Impulsbreitengenerator 50. Bei dieser Alternative entspricht die Anstiegsflanke der durch den Mikroprozessor erzeugten Impulse den Auslöseimpulsen. Die Impulsausgabe von dem Impulsbreitengenerator 50 ist mit der Impulsformerschaltung 52 gekoppelt.
Die Impulsformerschaltung 52 empfängt ein Leitungseinspeisekomponsations-Ein-Aus-Signal von dem Mikroprozessor auf der Leitungseinspeisungs- Kompensationsleitung 56 zum Ein- oder Ausschalten der Kompensation der Leitungseinspeisung. Der Impulsformer 52 erzeugt eine Stromausgabe als Reaktion auf die logisch niedrigen Impulse von dem Impulsbreitengenerator 50, der ein halbsinusförmiges Stromsignal erzeugt, wenn die Leitungseinspeisungskompensation ausgeschaltet ist, und wobei ein bipolares Stromsignal mit nominaler Energie bei Nullfrequenz erzeugt wird, wenn die Leitungseinspeisungskompensation eingeschaltet ist. Der Impulsverstärker empfängt das Stromsignal von dem Impulsformer 52 und wandelt das Stromsignal in ein Spannungssignal um und verstärkt es. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel weist der Impulsverstärker 54 einen Operationsverstärker auf, der als Strom-Spannungs-Umwandler konfiguriert ist, und mit einer Leistungserhöhungsstufe zur Erhöhung des Signalebenenstroms auf die geeigneten Werte zur Abfrage des getesteten Kabels. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel liegt die Ausgabe des Strom-Spannungs-Umwandlers im Bereich von 20-30 Milliampere, und wobei die Leistung der Erhöhungsstufe im Bereich von 100 Milliampere liegt.
Die Abbildung aus Fig. 7 zeigt eine Prinzipskizze der Impulsformerschaltung 52 aus Fig. 6. Die Impulsformerschaltung 56 weist eine Resonanz-LC-Schaltung auf, die einen mit einem Induktor 62 gekoppelten Kondensator 60 aufweist. Der Induktor 62 ist mit der Kathode der Diode 64 verbunden, deren Anode mit der Kathode einer zweiten Diode 66 verbunden ist. Die Anode der Diode 66 ist mit dem Drain- Anschluss des Feldeffekttransistors (FET) 68 und mit einer Seite des Widerstands 70 gekoppelt. Die andere Seite des Widerstands 70 ist mit der Verbindung zwischen dem Induktor 62 und der Kathode der Diode 64 gekoppelt. Die Verbindung zwischen den Dioden 64 und 66 ist mit dem Umkehreingang des Operationsverstärkers gekoppelt, der als Strom-Spannungs-Umwandler in dem Impulsverstärker 54 arbeitet.
Im Einsatz führt der Mikroprozessor 34 eine Spannung auf der Leitungseinspeisungs-Kompensationsleitung 56 zur Steuerung der Erzeugung unipolarer und bipolarer Ausgangsimpulse von dem Impulsformer 52 zu. Das Leitungseinspeisungs- Kompensationssignal wird dem Gate-Anschluss des FET 68 zugeführt, wodurch bewirkt wird, dass der FET 68 während dem unipolaren Betrieb zur Erdung der Anode der Diode 66 durch den Gate-Anschluss des FET 68 leitet, der mit dem Erdpotenzial gekoppelt ist. Die Diode 66 steht während dem unipolaren Betrieb unter Sperr-Vorspannung, wobei die Anode der Diode 66 über den FET 68 mit der Erde gekoppelt ist, und wobei die Kathode der Diode 66 mit dem Umkehreingang des Strom- Spannungs-Umwandlers gekoppelt ist. Die Dauerzustandsladung an dem Kondensator 60 liegt im Bereich von 5 Volt, wodurch die Diode 64 unter Sperr-Vorspannung gesetzt wird. Die negativ werdende Flanke von dem Impulsbreitengenerator 50 ist mit dem Kondensator 60 gekoppelt, der die Diode 64 in den leitfähigen Zustand unter Vorspannung setzt und Strom von dem Strom- Spannungs-Umsetzer in dem Impulsverstärker 54 zieht. Der Strom durch die Diode 64 fliegt durch den FET 68 zu der Erde.
Dadurch wird ein halbsinusförmiger Strom an der Verbindung zwischen den Dioden 64 und 66 erzeugte der mit den Werten des Kondensators 60 und des Induktors 62 mitschwingt. An der Anstiegsflanke des Ausgangs des Impulsbreitengenerators 50 steht die Diode 64 unter Sperr-Vorspannung und es wird kein Strom mehr von Strom-Spannungs-Umsetzer gezogen. Durch die Sperr-Vorspannung der Diode 66 wird verhindert, dass der Überschwingungsspitzenstrom des Induktors 62 in den Strom- Spannungs-Umsetzer fließt, und das Ausgangsstromsignal wird auf dem halbsinusförmigen Impuls blockiert. Der Überschwingungsspitzenstrom des Induktors 62 wird dem FET 68 zugeführt.
Beim bipolaren Betrieb wird die Leitungseinspeisungs- Kompensationsspannungseingabe von dem Mikroprozessor 34 von dem Gate-Anschluss des FET 68 entfernt, wobei die Erdung der Anode der Diode 66 aufgehoben wird. Der Beharrungszustand der Schaltung entspricht dem unipolaren Betrieb, mit ungefähr fünf Volt an dem Kondensator und den Dioden 64 und 66 in einem nicht-leitfähigen Zustand. Ebenso wie im unipolaren Betrieb ist die negativ werdende Flanke von dem Impulsgenerator 50 mit dem Kondensator 60 gekoppelt, der die Diode 64 in den leitfähigen Zustand vorspannt und Strom von dem Strom- Spannungs-Umsetzer in dem Impulsverstärker 54 zieht. Dies erzeugt einen halbsinusförmigen Strom an der Verbindung der Dioden 64 und 66, der mit den Werten des Kondensators 60 und des Induktors 62 mitschwingt. An der Anstiegsflanke des Impulsbreitengeneratorausgangs 60 wird die Diode 64 unter Sperr-Vorspannung gesetzt und es wird kann Strom mehr von dem Strom-Spannungs-Umsetzer gezogen. Wenn die Anode der Diode 66 nicht geerdet ist, setzt die vordere Anstiegsflanke die Diode 66 unter Vorspannung und der Überschwingungsspitzenstrom des Induktors 62 fließt in den Spannungs-Strom-Umsetzer. Der Widerstand 68 blockiert die Amplitude des negativ werdenden Abschnitts des bipolaren Ausgangs, so dass Amplitudenverhältnis von positiv zu negativ von drei zu eins erzeugt wird. Wenn der einzige Strompfad für den Überschwingungsspitzenstrom in den Strom-Spannungs-Umsetzer verläuft, entspricht die Fläche unter dem positiven halbsinusförmigen Abschnitt des Impulses der Fläche unter dem exponential abnehmenden negativen Abschnitt des Impulses, wie dies in der Abbildung aus Fig. 4 dargestellt ist. Das Reinergebnis ist die Minimierung der Energie auf der Gleichstrom- oder Nullfrequenz. Die Abbildung aus Fig. 8 zeigt die überlagernden Kurvenformen C und D der Rückführungssignale, die unter Verwendung der bipolaren Abfrageimpulse erfasst wird, wie dies in den Kurvenformen aus den Abbildungen der Fig. 4 und 5 dargestellt ist. Die bipolaren Abfrageimpulse wurden in das gleiche Übertragungsmedium eingekoppelt wie die halbsinusförmigen Abfrageimpulse aus Fig. 1. Die bipolaren Abfrageimpulse erzeugen den gleichen Reflexionsimpuls 10' mit hoher Amplitude an der Schnittstelle zwischen dem Gerät und dem getesteten Kabel wie der halbsinusförmige Impuls. Allerdings ist der exponential abfallende Bereich 12' des Impulses, der der Leitungseinspeisung (Fig. 2) zugeordnet ist, aufgrund der Tatsache nicht mehr sichtbar, dass der bipolare Abfrageimpuls auf Nullfrequenz im Wesentlichen null Energie aufweist. Ereignisse in dem vorherigen Leitungseinspeisungsbereich 12', wie etwa der Kurzschluss in der Kurvenform C bei 14' und der offene Zustand in der Kurvenform D bei 16', sind in der Kurvenform leicht erkennbar. Ebenso wie für die Kurvenformen aus der Abbildung aus Fig. 2 wurde der Maßstab erweitert, um das Vorhandensein kurgeschlossener und offener Ereignisse darzustellen.
Das Amplitudenverhältnis von positiv zu negativ von drei zu eins ist willkürlich, wobei andere Verhältnisse von zwei zu eins bis ungefähr zehn zu eins ebenfalls verwendet werden können, ohne vom Umfang der Erfindung abzuweichen. Das in der vorliegenden Erfindung verwendete Verhältnis verringert die Verzerrung in Ereignissen nahe dem Gerät und unterstützt eine Bedienungsperson bei der Bestimmung der Ereignispositionsart. Ein ganzer Sinuskurven-Abfrageimpuls, der dem Umfang der vorliegenden Erfindung angehört, erzeugt eine zurückgeführte Aufwärts- und Abwärtsreflexion für ein nahes offenes Ereignis sowie eine Abwärts- und Aufwärtsreflexion für ein nahes Ereignis mit Kurzschluss. Durch eine Erhöhung der positiven Amplitude gegenüber der negativen Amplitude wird die größte Anstiegsflanke der Abfragekurvenform verwendet, um ein aufwärts versetztes Ereignis als offen beurteilt, während ein abwärts versetztes Ereignis als Kurzschluss beurteilt wird. Wie dies bereits vorstehend im Text beschrieben worden ist, kann der bipolare Abfrageimpuls invertiert werden, wobei der halbsinusförmige Abschnitt des Abfrageimpulses negativ ist, und wobei der exponential abnehmende Abschnitt einen positiven Wert darstellt. Das Verhältnis von positiv zu negativ würde danach umgekehrt, wobei der negative halbsinusförmige Abschnitt die größere Amplitude aufweist als der positive, exponential abnehmende Abschnitt.
Die Abbildung aus Fig. 9 zeigt eine veranschaulichende Prinzipskizze des verbesserten Impulsgenerators 22 zur Erzeugung bipolarer Abfrageimpulse mit mehreren Impulsbreiten. Zu den Eingaben von dem Mikroprozessor 34 zählen ein Auslöseimpuls (TGR), eine Leitungseinspeisungskompensation Ein-/Ausschalten, eine Freigabe der Impulsbreite 1 (PW1) und eine Freigabe der Impulsbreite 2 (PW2). Bei den Freigaben von PW1 und PW2 handelt es sich um logische Hochs, die entsprechend mit den D-Eingängen der D-Flip-Flops 80 und 82 sowie den Gate-Anschlüssen der FETs 84 und 86 in dem Impulsbreitengenerator 50 gekoppelt sind. Der Drain-Anschluss des FET ist mit dem Kondensator 85 gekoppelt und der Drain- Anschluss des FET 86 ist mit dem Kondensator 87 gekoppelt. Der Auslöseimpuls ist mit den entsprechenden Takteingängen der Flip-Flops 80 und 82 gekoppelt. Die Ausgänge der Flip-Flops 80 und 82 sind entsprechend mit ersten und zweiten Impulsformerschaltungen 88 und 90 in dem Impulsformer 52 gekoppelt. Die Ausgänge sind ferner mit den Eingängen des NAND-Glieds 92 gekoppelt, dessen Ausgang über den Widerstand 95 mit einem Eingang des Komparators 94 gekoppelt ist. Der andere Eingang des Komparators 94 ist mit einem Spannungsteilernetz gekoppelt, das die Widerstände 96 und 98 zum Festlegen eines Grenzwerts für den Komparator 94 aufweist. Der Ausgang des Komparators 94 ist mit den entsprechenden Freigabeeingängen (CLR) der Flip-Flops 80 und 82 gekoppelt. Der Komparator 94 weist ferner ein Rückkopplungsnetz auf, das die Widerstände 100 und 102, den Kondensator 104 und die Dioden 106 und 108 aufweist, so dass eine gewisse Hysterese für saubere Flanken vorgesehen wird. Das Leitungseinspeisungs- Kompensations-Ein/Aus-Signal von dem Mikroprozessor 34 ist mit den Gate-Anschlüssen der FETs 110 und 112 in der Impulsformerschaltung 52 gekoppelt. Der Drain-Anschluss des FET 110 ist mit der Impulsformerschaltung 90 gekoppelt, und der Drain-Anschluss des FET 112 ist mit der Impulsformerschaltung 88 gekoppelt. Die entsprechenden Ausgänge der Impulsformerschaltungen 88 und 90 sind mit dem Eingang des Leistungsverstärkers 54 gekoppelt, dessen Ausgang mit dem getesteten Kabel gekoppelt ist.
Im Ruhezustand weisen PW1, PW2 und die TGR-Eingänge in die Impulsformerschaltung 22 logisch niedrige Werte auf. Die Ausgänge der Flip-Flops 80 und 82 weisen logisch hohe Werte auf. Das Anlegen eines logischen Hochs an dem PW1-Eingang platziert ein logisches Hoch an dem D-Eingang des D-Flip-Flops 80 und setzt den FET 84 unter Vorspannung in einem leitfähigen Zustand. Das Anlegen einer Anstiegsflanke an dem TGR-Eingang taktet die Flip-Flops 80 und 82 und erzeugt eine negativ werdende Flanke an dem Ausgang des Flip-Flops 80, der mit der Impulsformerschaltung 88 gekoppelt ist. Da PW2 weiterhin einen logisch niedrigen Wert aufweist, bleibt der Ausgang des Flip-Flops 82 auf dem logisch hohen Wert. Der logisch niedrige Zustand an dem Ausgang des Flip-Flops 80 ist mit einem der Eingänge des NAND-Glieds 92 verbunden. Das NAND- Glied erzeugt ein logisches Hoch an dessen Ausgang als Reaktion auf die Änderung der Logikwerte an dem Eingang, wodurch bewirkt wird, dass Strom durch den Widerstand 95 fließt und den Kondensator 85 lädt. Die Ladung des Kondensators 85 nimmt zu als eine Funktion der RC- Zeitkonstante des Widerstands 95 und des Kondensators 85. Die Spannung an dem Kondensator 85 ist an einem Eingang des Komparators 94 gekoppelt, dessen anderer Eingang durch das Spannungsteilernetz der Widerstände 96 und 98 auf den Grenzwert festgelegt wird. Der Komparator 94 erzeugt eine negativ werdende Flanke als Reaktion darauf, wenn die Spannungseinspeisung an dem Kondensator 85 den Grenzwert überschreitet. Der negative Ausgang des Komparators ist mit dem Freigabeeingang (CLR) der Flip-Flops 80 und 82 gekoppelt, wobei der Ausgang auf den vorherigen Wert zurückgesetzt wird, so dass eine positiv werdende Flanke an dem Ausgang des Flip-Flops 80 erzeugt wird. Die Impulsausgabe des Impulsbreitengenerators 50 wird durch den Auslöseimpuls (TGR) eingeleitet und endet mit der Erzeugung eines Rückstellimpulses durch den Komparator 94.
Die Erzeugung einer Impulsausgabe des Impulsbreitengenerators 50 unter Verwendung des PW2-Eingangs entspricht in der Funktionsweise PW1, mit der Ausnahme, dass der PW2-Eingang dem D-Eingang des Flip-Flops 82 zugeführt und der FET 86 in den leitfähigen Zustand unter Vorspannung gesetzt wird. Zusätzlich dazu ist der Ausgang des Flip-Flops 82 mit der Impulsformerschaltung 90 gekoppelt. Ferner unterscheidet sich die RC-Zeitkonstante des Widerstands 95 und des Kondensators 87 von der RC-Zeitkonstante des Widerstands 95 und des Kondensators 85, wobei eine andere Impulsbreitenausgabe von der Impulsbreitenerzeugungsschaltung 50 erzeugt wird. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel erzeugt die dem PW1-Eingang zugeordnete RC-Zeitkonstante eine Ausgabe des Impulsgenerators 22 mit einer Impulsbreite von 340 Nanosekunden. Die dem PW2- Eingang zugeordnete RC-Zeitkonstante erzeugt eine Ausgabe des Impulsgenerators 22 mit einer Impulsbreite von 3400 Nanosekunden. Hiermit wird festgestellt, dass entweder PW1 oder PW2 zu jedem Zeitpunkt ein logisches Hoch darstellen, um eine Ausgabe des Impulsbreitengenerators 50 zu erzeugen.
Vorstehend beschrieben wurde eine verbesserter Impulsgenerator zur Verwendung in einem Prüfmessgerät zur Erzeugung bipolarer Abfrageenergieimpulse zur Prüfung metallischer Übertragungsmedien mit einer Impulsformer Schaltung, die binäre Impulseingaben empfängt und bipolare Impulse mit reduzierter oder keiner Energie bei Nullfrequenz erzeugt. Die Impulsformerschaltung empfängt ein Leitungseinspeisungs- Kompensations-Ein/Aus-Signal von einer Gerätesteuereinheit zur Erzeugung sowohl von halbsinusförmigen Impulsen und bipolaren Impulsen. Die bipolaren und halbsinusförmigen Impulse sind mit einem Impulsverstärker gekoppelt, der einen Operationsverstärker aufweist, der als Strom-Spannungs- Umsetzer arbeitet, und mit einer Leistungserhöhungseinrichtung zur Erhöhung der Stromleistung der abfragenden Energieimpulse. Der Impulsgenerator wurde ferner mit einer Impulsbreitenerzeugungsschaltung zur Erzeugung der binären Impulseingaben in die Impulsformerschaltung beschrieben. Der Impulsbreitengenerator kann Schaltkreisanordnungen zur Erzeugung sich unterscheidender binärer Impulseingangsbandbreiten aufweisen, die entsprechend mit einzelnen Impulsformerschaltungen mit mitschwingenden LC- Schaltungen gekoppelt sind, die auf die Impulsbreite der binären Eingangsimpulse abgestimmt sind.
Für den Fachmann ist es offensichtlich, dass bezüglich der vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung zahlreiche Änderungen im Detail möglich sind, ohne dabei vom Umfang der Grundsätze der Ausführungsbeispiele abzuweichen. Der Umfang der vorliegenden Erfindung ist somit ausschließlich durch die folgenden Ansprüche definiert.

Claims

1. Impulsgeneratorschaltung (22) zur Verwendung in einem Prüfmessgerät zur Kennzeichnung der Impedanz in einem Übertragungsmedium durch die Einkopplung von Abfrageimpulsen in das Übertragungsmedium zur Erfassung von Daten, welche zurückgeführte Reflexionen von dem Übertragungsmedium darstellen, gekennzeichnet durch eine Impulsformerschaltung (52), die ein Eingangssignal zur Erzeugung eines bipolaren Ausgangssignal mit einer unsymmetrischen Form empfängt, das bei einer Nullfrequenz eine minimale Energie aufweist, so dass Abfrageimpulse mit verringerten Leitungseinspeisungseffekten auf das Übertragungsmedium erzeugt werden.

2. Impulsgeneratorschaltung nach Anspruch 1, wobei die Impulsformerschaltung ferner folgendes umfasst:

eine mitschwingende LC-Schaltung (60, 62), die einen Eingangs Impuls mit einem Vorderflankenübergang und einem Hinterflankenübergang empfängt, um eine Sinuswellen- Stromabgabe mit einem positiven Sinushälftenabschnitt und einem negativen Sinushälftenabschnitt zu erzeugen; und

ein Dioden-Widerstands-Netz (64, 70), das mit der mitschwingenden LC-Schaltung gekoppelt ist, um den Wert eines der Sinushälftenabschnitte zu klemmen, so dass ein exponentiell abnehmender Ausgabeabschnitt erzeugt wird.

3. Impulsgeneratorschaltung nach Anspruch 1, wobei das Dioden-Widerstands-Netz die Sinuswellen-Stromabgabewerte in einem Verhältnis von drei zu eins klemmt.

4. Impulsgeneratorschaltung nach Anspruch 2, wobei die Impulsformerschaltung ferner eine Erdungseinrichtung (68) umfasst, die mit dem Dioden-Widerstands-Netz gekoppelt ist, um der Impulsformerschaltung im unipolaren Betrieb ein Erdpotential zuzuführen und um die Erde im bipolaren Betrieb zu entfernen.

5. Impulsgeneratorschaltung nach Anspruch 4, wobei es sich bei der Erdungseinrichtung um einen elektronischen Schalter (68) handelt.

6. Impulsgeneratorschaltung nach Anspruch 5, wobei es sich bei dem elektronischen Schalter (68) um einen Feldeffekttransistor handelt, der einen mit dem Dioden- Widerstands-Netz (64-70) gekoppelten Drain-Anschluss, einen mit dem Erdpotential gekoppelten Source-Anschluss und einen Gate-Anschluss für den Empfang des Eingangssignals aufweist, um zu bewirken, dass der Feldeffekttransistor leitet und das Dioden-Widerstands-Netz mit dem Erdpotential koppelt.

7. Impulsgeneratorschaltung nach Anspruch 1, wobei die Schaltung ferner folgendes umfasst:

einen Impulsbreitengenerator (50) zur Erzeugung des Ausgangsimpulses für die Impulsformerschaltung (52) mit einem Vorderflankenübergang und einem Hinterflankenübergang; und

einen Verstärker (54), der so gekoppelt ist, dass er das Ausgangssignal empfängt, um ein verstärktes Ausgangssignal zur Einkopplung in das Übertragungsmedium zu erzeugen.

8. Impulsgeneratorschaltung nach Anspruch 7, wobei die Impulsbreitengeneratorschaltung ferner folgendes umfasst:

einen Signalspeicher (80) zur Erzeugung eines Ausgangsimpulses mit einem Vorderflankenübergang, der als Reaktion auf ein Impulsbreiten-Freigabesignal und ein Takteingangssignal erzeugt wird, und mit einem Hinterflankenübergang, der als Reaktion auf ein Anforderungseingangssignal erzeugt wird; und

eine Komparatorschaltung (94) mit einem ersten Eingang, der so gekoppelt ist, dass er einen Grenzwert empfängt, und mit einem zweiten Eingang, der so gekoppelt ist, dass er ein Eingangssignal als Reaktion auf den Vorderflankenübergang der Signalspeicherausgabe empfängt, um das Anforderungseingangssignal an den Signalspeicher zu erzeugen, wenn das Eingangssignal an den Komparator den Grenzwert überschreitet.

9. Impulsgeneratorschaltung nach Anspruch 8, wobei die Komparatorschaltung (100, 104) ferner eine RC-Schaltung (85, 95) umfasst, die mit dem zweiten Eingang der Komparatorschaltung gekoppelt ist, um ein ansteigendes Spannungssignal als Reaktion auf den Vorderflankenübergang der Signalspeicherausgabe zu erzeugen.

10. Impulsgeneratorschaltung nach Anspruch 8, wobei der Impulsbreitengenerator ferner folgendes umfasst:

eine Mehrzahl von Signalspeichern (80, 82), wobei jeder Signalspeicher einzelne Impulsbreiten-Freigabesignale empfängt, um als Reaktion auf ein gemeinsames Taktsignal einzelne Ausgangsimpulse zu erzeugen;

eine Logikschaltung (92), die so gekoppelt ist, dass sie Ausgaben von der Mehrzahl von Signalspeichern empfängt, um als Reaktion auf einen Vorderflankenübergang von einem beliebigen der Signalspeicher ein Ausgangssignal zu erzeugen;

eine Mehrzahl von RC-Schaltungen (85, 95; 87, 95), die mit dem zweiten Eingang der Komparatorschaltung verbunden sind, um ein ansteigendes Spannungssignal als Reaktion auf das Ausgangssignal von der Logikschaltung zu erzeugen, wobei jede RC-Schaltung eine Zeitkonstante aufweist, die eine Impulsbreite für einen bestimmten Signalspeicher definiert; und

eine Einrichtung (84, 86) zur Freigabe jeder entsprechenden RC-Schaltung als Reaktion auf die einzelnen Impulsbreiten-Freigabesignale.

11. Impulsgeneratorschaltung nach Anspruch 10, wobei der Impulsgenerator ferner eine Mehrzahl von Impulsformerschaltungen (88, 90) umfasst, wobei jede Impulsformerschaltung den Ausgangsimpuls von dem jeweiligen Signalspeicher der Mehrzahl von Signalspeichern empfängt.

12. Impulsgenerator nach Anspruch 1, wobei der Generator ferner einen Wechselimpulsgenerator zur Erzeugung von Abfrageimpulsen mit Amplituden und Impulsbreiten umfasst, die für das Anzeigen von Parametern des Übertragungsmediums unter Verwendung unipolarer Impulse für kürzere Übertragungslängen und bipolarer Impulse für die längeren Übertragungsmediumlängen optimiert sind.

13. Impulsgenerator nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei der Generator ferner eine Einrichtung zum Anzeigen (38) der erfassten Daten umfasst, welche zurückgeführte Reflexionen von dem Übertragungsmedium als Reaktion auf die Abfrageimpulse darstellen.