DE2819776C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Prüfung einer elektrischen Leitung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 sowie eine Vorrichtung zur Durchführung dieses Verfahrens.

Ein derartiges Verfahren ist aus der DE-PS 10 44 896 bekannt. Dort wird zum Prüfen des ordnungsgemäßen Zustandes von Fernsprechleitungen an diese eine sinusförmige Prüfwechselspannung angelegt, die von dem Rufstromgenerator der Vermittlungsstelle erzeugt wird. Als Kriterium für den ordnungsgemäßen Zustand der Leitung dienen die beim Arbeiten des Weckers der Teilnehmerstelle entstehenden Oberwellen. Hierbei tritt das Problem auf, daß Fernsprechleitungen stets netzfrequente Störsignale (Brummen) aufnehmen. Arbeitet man mit Meßsignalen niedriger Frequenz, die an sich über größere Leitungsentfernungen zuverlässigere Ergebnisse ermöglichen als höhere, beispielsweise im Hörbereich liegende Frequenzen, so erweist es sich als schwierig, zwischen Meßströmen und Netzbrummströmen zu unterscheiden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren bzw. eine Vorrichtung zur Prüfung der Qualität von Fernsprech- oder sonstigen Leitungen über relativ große Entfernungen (mehr als 16 km) durch schnell und einfach und insbesondere ohne Störung durch die vorherrschende Umgebungsfrequenz durchführbare Messungen zu schaffen, mit denen sowohl die Existenz als auch der Ort von Leitungsfehlern feststellbar ist.

Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 bzw. im Anspruch 11 angegebenen kennzeichnenden Merkmale gelöst.

Es ist an sich bekannt ein Eingangswechselsignal durch Integration in ein zu seinem Vollwellenmittelwert proportionales Ausgangssignal umzuwandeln, wobei die Integrationsperiode gleich einer ganzen Anzahl von Halbzyklen der Eingangsgrundwelle gewählt wird (US-PS 36 24 643). Ferner ist es bekannt, in einem integrierenden Voltmeter ein 60 Hz-Brummsignal durch Wahl einer Meßperiode zu unterdrücken, welche einen oder mehrere volle Brummzyklen umfaßt ("Handbook of Electronic Test Equipment", Prentice-Hall, Inc., 1971, Seiten 51-73).

Die Erfindung wird im folgenden anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Telefon-Prüfvorrichtung nach der Erfindung,

Fig. 2 ein Schaltbild einer a -Ader-Eingangsschaltung zur Verwendung im Rahmen der Erfindung,

Fig. 3 ein Schaltbild einer Meßschaltung zur Verwendung im Rahmen der Erfindung,

Fig. 4 ein Schaltbild einer Wechsel- und Gleichspannungs- Speiseschaltung im Rahmen der Erfindung,

Fig. 5 einen Signalplan zum Schaltbild nach Fig. 4,

Fig. 6 ein Schaltbild eines Halbleiter-Torschalters zur Verwendung im Rahmen der Erfindung,

Fig. 7 eine graphische Darstellung, welche die Suszeptanz und die Konduktanz einer zweiadrigen Telefonleitung als Funktion der Entfernung zeigt.

Die in den Fig. 1-6 gezeigte Vorrichtung stellt eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung dar und ist zur Durchführung des Prüfverfahrens nach der Erfindung geeignet. Wie bereits zuvor ausgeführt wurde, handelt es sich bei dem erfindungsgemäßen Prüfverfahren um ein solches, mit welchem die Eigenschaften von zweiadrigen Telefonleitungen routinemäßig von den Schaltpunkten des Zentralamtes aus geprüft werden können, an welche die Leitungen für den Normalbetrieb angeschlossen sind. Die Leitungen werden nicht nur auf Fehler hin überprüft, zum Beispiel auf Kurzschlüsse und Unterbrechungen oder kapazitive oder ohmsche Belastungen, sondern auch zur Bestimmung der normalen Leitungseigenschaften. In diesem letztgenannten Bereich erzeugt die erfindungsgemäße Prüfvorrichtung und das erfindungsgemäße Prüfverfahren Information, an Hand welcher man sich über die Leitungslänge, die Art des Leitungsabschlusses und die Anzahl, den Ort und die Art der an die Leitung angeschlossenen Endeinrichtung vergewissern kann. Diese Eigenschaften werden im Wege einer zusammengefaßten Meßserie für jede zweiadrige Leitung ermittelt. Während die Leitung selber zwei Leiter oder Adern umfaßt, werden, worauf hingewiesen werden soll, am Zentralamt zwei zusätzliche elektrische Anschlußpunkte für die Messungen verwendet. Einer dieser zusätzlichen Meßpunkte ist natürlich die elektrische Masse, während der andere der Anschluß der Zentralamt-Batterie ist, die die Leitungen normalerweise mit Gleichspannung beaufschlagt. In der Telefon-Fachsprache wird einer der beiden Leiter der zweiadrigen Leitung als a-Ader (Ader zur Stöpselspitze) und der andere als b-Ader (Ader zum Stöpselring) bezeichnet. Bei der üblichen Auslegung eines Telefon- Zentralamtes ist ein Paar Schaltpunkte für jede der a- und der b-Adern vorgesehen, so daß diese Adern am Zentralamt abgetrennt und abgetrennt belassen oder jeweils direkt mit der Batterie oder direkt mit Masse verbunden werden können.

Bei jeder Prüfserie werden drei grundsätzliche Messungen durchgeführt. Eine erste Messung beinhaltet eine Widerstandsermittlung mit Gleichstrom. Eine zweite beinhaltet die Messung von Wechselspannungssignalen auf der Leitung, und eine dritte beinhaltet die Messung von Konduktanz und Suszeptanz unter Verwendung eines speziellen, niederfrequenten Wechselspannungssignales, das zwischen den Telefon-Adern und Erde angelegt wird. Die ermittelten Meßwerte werden in digitale Signale umgesetzt, die ihrerseits einem in geeigneter Weise programmierten Rechner zugeführt werden, um anhand dieser Signale die speziellen Leitungseigenschaften zu ermitteln, auf die die Prüfung ausgerichtet ist.

Fig. 1 zeigt das Blockschaltbild der bevorzugten Ausführungsform der Prüfvorrichtung. Eine a-Ader-Eingangsschaltung, kurz a-Eingangsschaltung 11 hat eine Eingangsklemme 13, welche mit der a-Ader der zu prüfenden Telefonleitung verbunden werden kann. Eine gleichartige b-Eingangsschaltung 12 hat eine Eingangsklemme 14, welche unmittelbar mit der b-Ader der Telefonleitung verbunden werden kann. Beide Eingangsschaltungen 11 und 12 sind mit entsprechenden Eingängen an eine Klemme 18 der Zentralamt-Batterie und an eine Wechsel- und Gleichspannungs-Speiseschaltung 22 angeschlossen. Ausgangssignale der a-Eingangsschaltung 11 und der b-Eingangsschaltung 12 werden einer Meßschaltung 17 zugeführt, welche außerdem Eingangssignale von der Speiseschaltung 22 erhält. Der Ausgang der Meßschaltung 17 wird einem A/D-Umsetzer 20 zugeführt, welcher seinerseits ein digitales Ausgangssignal liefert. Der Betriebsablauf der Schaltung wird von einer Programm-Steuereinheit 16 kontrolliert, die über Zweiweg-Verbindungen an die anderen Einheiten angeschlossen ist.

Wie bereits angemerkt wurde, ist die Prüfschaltung so ausgelegt, daß die a-Eingangsschaltung 11 und die b-Eingangsschaltung 12 unmittelbar an die a- und die b-Adern einer zu prüfenden Leitung angeschlossen werden können, wobei die beiden anderen Eingangsklemmen der Prüfschaltung mit der elektrischen Masse und mit der Batterie-Klemme 18 verbunden sind. Die beiden Eingangsschaltungen 11 und 12 haben jeweils die Funktion, Ausgangssignale zu liefern, welche dem Strom zwischen der a-Ader bzw. der b-Ader und Masse unter verschiedenen Prüfbedingungen entsprechen. Zu diesen Prüfbedingungen gehört es, daß die Zentralamt-Batterie an die eine oder die andere Leitung bzw. Ader angeschlossen ist, daß ein spezielles Wechselstromsignal niedriger Frequenz angewandt wird, mit welchem die eine oder die andere Ader beaufschlagt wird, und daß außerdem der Strom gemessen wird, wenn beide Adern keine Verbindung mit einer Spannungsquelle der Prüfschaltung haben. Diese Stromsignale von der a-Eingangsschaltung 11 und der b-Eingangsschaltung 12 werden einer Meßschaltung zugeführt, die ein Gleichstrom-Ausgangssignal erzeugt, das dem Wert der empfangenen Eingangssignale entspricht, und zwar wiederum unter verschiedenen speziell kontrollierten Umständen. Entsprechend kann in der Meßschaltung ein direkter Gleichstrom-Weg vorgesehen sein, so daß der integrierte Wert des gemessenen Gleichstromes für eine spezielle Meß-Zeitspanne durch das Ausgangssignal der Meßschaltung 17 wiedergegeben werden kann. Der Ausgang der Meßschaltung 17 stellt, bei bestimmten Meßvoraussetzungen, den integrierten Wert eines gleichgerichteten Vollwellen-Signales von der a- oder der b-Eingangsschaltung dar, und zwar für den Zustand, bei welchem die Leitung mit keiner Spannung von der Schaltung beaufschlagt worden ist. Messungen des Stromes während der Beaufschlagung der entsprechenden a- oder b-Klemme mit einem niederfrequenten Wechselstromsignal von vorzugsweise 30 Hz für eine Netzfrequenz von 60 Hz werden sowohl in Phase als auch mit 90° Phasenverschiebung während bestimmter Tor- bzw. Durchschaltung-Zeitspannen ausgeführt, um Werte für Suszeptanz und Konduktanz unter Bedingungen zu erhalten, die ein hohes Signal/Rausch-Verhältnis ergeben.

Fig. 2 zeigt eine a-Eingangsschaltung 11. Die a -Eingangsschaltung 11 und die b-Eingangsschaltung 12 sind identische Schaltungen, weshalb der in Fig. 2 gezeigte Schaltungsaufbau sowohl für die a-Eingangsschaltung als auch für die b-Eingangsschaltung zutrifft. Die a-Eingangsschaltung 11 umfaßt eine Eingangsklemme 30, welche entweder mit der a- oder mit der b-Ader verbunden ist und welche außerdem mit einer Seite eines Paares von Schaltern 32 und 34 verbunden ist. Die andere Seite des Schalters 32 ist über einen Widerstand 44 direkt mit dem inversen Eingang eines Verstärkers 76 verbunden, bei dem es sich um einen Operationsverstärker handelt, der mit negativer Rückkopplung über einen Widerstand 78 geschaltet ist und als Ausgangsverstärker der Ausgangsklemme 57 der Eingangsschaltung vorgeschaltet ist.

Die Schalter 32 und 34 sind Reed-Relais, während Schalter 79 und 69 Quecksilber-Kontakt-Relais sind. Während die anderen Schalter, auf die in der Beschreibung der Schaltung hier Bezug genommen wird, schematisiert als normale einpolige Ein/Aus-Schalter dargestellt sind, handelt es sich in der Praxis bei diesen Schaltern gewöhnlich um serielle Halbleiter-Schalter, die durch ein logisches Eingangssignal gesteuert werden. Ein derartiger typischer Halbleiter-Schalter ist in Fig. 6 gezeigt. Gemäß Fig. 6 dienen zwei Feldeffekttransistoren 150 und 150 a als aktive Elemente, wobei eine Klemme 151 die eine Klemme des Schalters und eine Klemme 152 die andere Klemme des Schalters bildet. Ein Schaltsignal wird einer Eingangsklemme 155 eines Inverters 154 zugeführt, dessen Ausgang sowohl der Gate-Elektrode 153 des Feldeffekttransistors 150 als auch dem Eingang eines Inverters 154 a zur Steuerung der Nebenschlußstrecke zugeführt wird. Wenn ein logisch hoher Schaltwert an die Eingangsklemme 155 angelegt wird, gelangt der Transistor 150 in den leitenden Zustand, wodurch eine geschlossene Strecke zwischen den Klemmen 151 und 152 entsteht und entsprechend der Schalter geschlossen ist. Wenn ein niedriger Schaltwert an die Eingangsklemme 155 angelegt ist, bleibt der Transistor 150 im gesperrten Zustand und die dann zwischen den Klemmen 151 und 152 existierende hohe Impedanz ergibt den geöffneten Zustand des Schalters, während der Stromweg durch den Transistor 150 a einen Nebenschluß liefert. Die Logik dieser Schalter ist so ausgelegt, daß sie mit einer Spannung von 0 Volt im Bezug auf die Klemme 152 a als hoher Schaltwert und von -15 V als niedriger Schaltwert arbeiten.

Bei der Schaltung nach Fig. 2 ist die zweite Klemme des Schalters 34 über einen Eingangswiderstand 36 mit dem inversen Eingang eines Operationsverstärkers 38 verbunden. Der nicht-inverse Eingang des Operationsverstärkers 38 ist über einen Widerstand 40 an den Arm des Schalters 79 angeschlossen, der mit V _Ref bezeichnet ist. Zum Schutz gegen Überspannung ist dieser gleiche Arm über zwei parallel geschaltete, entgegengesetzt gepolte Dioden 42 an die inverse Eingangsklemme des Operationsverstärkers 38 angeschlossen. Die Klemme V _Ref des Schalters 79 kann in einer Stellung des Schalters direkt mit der elektrischen Masse und in der anderen Stellung mit dem Arm des Schalters 69 verbunden werden, der in einer Stellung mit einer Wechselspannungsquelle an der Klemme 180 und in der anderen Stellung unmittelbar mit einer Klemme 19 der 50 V-Batterie verbunden ist. Der Arm des Schalters 79 ist außerdem an den mittleren Punkt einer Vorspannungsquelle angeschlossen, die zwei Batterien 15 und 19 sowie Klemmen -V _F und +V _F umfaßt.Während gemäß der Darstellung die Spannung von Batterien geliefert wird, kann natürlich jede Art erdfreier Spannungsquelle eingesetzt werden. Gemäß Fig. 2 werden die Vorspannungen +V _F und -V _F außerdem den Verstärkern 38, 46 und 60 zugeführt, wodurch diese Verstärker erdfrei bzw. schwimmend mit V _Ref als Mittelpunkt arbeiten. Die Verstärker 68 und 76 erhalten Vorspannungen +V _G und -V _G ′ die von einer nichtgezeigten Spannungsquelle geliefert werden, welche für die Schaltung nach Fig. 2 auf Masse bzw. Erde bezogen ist.

Der Ausgang des Verstärkers 38 ist an den einen Eingang eines zweiten Verstärkers 46 angeschlossen, dessen andere Eingangsklemme mit dem V _Ref -Arm verbunden ist. Der Verstärker 46 ist ein Pufferverstärker, der einem Leitungswiderstand 48 eine hohe Strombelastbarkeit gibt. Das Ausgangssignal des Verstärkers 46 gelangt über einen Widerstand 50 zur Ausgangsklemme 51, und das dort anstehende Signal wird über den im Rückkopplungszweig liegenden Widerstand 48 direkt auf die zweite Klemme des Schalters 34 rückgekoppelt. Zum Schutz gegen Überspannung liegen zwei Zener-Dioden 52 zwischen der Klemme 51 und dem V _Ref -Punkt. Die Klemme 51 ist über einen Widerstand 56 mit der inversen Eingangsklemme eines Operationsverstärkers 60 verbunden, dessen nicht-inverse Eingangsklemme über einen Widerstand 63 mit der V _Ref -Klemme verbunden ist. Der Operationsverstärker 60 kann mit negativer Rückkopplung über einen von zwei Widerständen 62 und 64 betrieben werden. Der Widerstand 64 ist zehnmal so hoch wie der Widerstand 62, so daß je nach dem, welcher der beiden Widerstände mittels eines Schalters 61 in den Rückkopplungszweig geschaltet ist, die dem Operationsverstärker 60 umfassende Verstärkerstufe einen Gewinn von eins oder einen Gewinn von zehn hat. Die Ausgangsklemme 53 des Operationsverstärkers 60 ist über einen Summierwiderstand 66 mit der inversen Eingangsklemme des Summierverstärkers 76 verbunden. Die V _Ref -Klemme 67 ist über einen Eingangswiderstand 70 mit dem inversen Eingang eines Operationsverstärkers 68 verbunden, der mit einem Rückkopplungswiderstand 72 beschaltet ist und dessen Ausgangsklemme 55 über einen Summierwiderstand 74 mit der inversen Eingangsklemme des Operationsverstärkers 76 verbunden ist. Die nichtinverse Eingangsklemme des Operationsverstärkers 68 liegt auf Masse.

Insgesamt hat die Eingangsschaltung die Funktion, die Stromsignale zwischen der a-Ader-Klemme 30 und Masse in ein auf Masse bezogenes Spannungssignal umzusetzen, und zwar für die Fälle, daß entweder das Wechselstrom- Speisesignal oder die Batteriespannung von 50 V der Klemme zugeführt wird. Wie bereits erläutert wurde, hat das Anlegen der Batteriespannung von 50 V den Zweck, Gleichstrommessungen zwischen der a- oder der b-Ader und Masse bzw. Erde durchzuführen, während das Anlegen der Wechselstrom-Speisereferenz die Ausführung von Wechselstrommessungen erlaubt, namentlich von Suszeptanz und Konduktanz, die durchgeführt werden, um kapazitive Belastungen der Leitungen zu ermitteln.

Als zu messendes Signal kann im allgemeinen der Strom angesehen werden, welcher durch den Rückkopplungswiderstand 48 der ersten Stufe fließt und an der Klemme 51 eine Spannung erzeugt, die gleich IR ₄₈+V _Ref ist. Beim Auftreten von Überspannungen verhindern die Zener-Dioden 52 , daß sich die Klemme 51 zu weit vom Arbeitspunkt der Verstärker entfernt. Das Signal an der Klemme 51 wird mittels des Verstärkers 60 verstärkt, so daß das an der Klemme 53 auftretende Signal gleich GIR ₄₈+V _Ref ist, wobei G den Gewinn der Verstärkerstufe 60 bezeichnet, dessen Wert davon abhängt, welcher der beiden Rückkopplungswiderstände 62 oder 64 eingeschaltet ist. Das am Verbindungspunkt 53 auftretende Ausgangssignal wird über den Summierwiderstand 66 dem Eingang des Summierverstärkers 76 zugeführt. Das an der Klemme 67 auftretende Signal V _Ref wird über den Widerstand 70, den Verstärker 68 und den Summierwiderstand 74 dem Summierpunkt am Eingang des Verstärkers 76 zugeführt. Der Widerstand 70 wird so gewählt, daß sein Wert achtmal größer als der des Widerstandes 72 ist, weshalb entsprechend bei einem Gewinn des Verstärkers 68 von eins der Wert von V _Ref an der Ausgangsklemme 55 ⅛ des tatsächlichen Wertes von V _Ref ist. Da der Summierwiderstand 66 einen achtmal höheren Wert als der Summierwiderstand 74 hat, wird der Wert von V _Ref an der Verstärker-Ausgangsklemme 55 genau von dem an der Klemme 53 erscheinenden Signal subtrahiert, weshalb entsprechend das summierte Eingangssignal des Verstärkers 76 gleich GIR ₄₈ ist, was eine auf Erde bzw. Masse bezogene Ausgangsspannung bedeutet, die dem Strom I proportional ist, der zwischen der a-Ader und Erde bei den ausgewählten Prüfbedingungen fließt.

Einer der Vorteile der erläuterten Schaltung ist der Überspannungsschutz, der für die gesamte Meßschaltung selbst unter Bedingungen gegeben ist, bei denen entweder eine relativ niedrige Spannung, z. B. die Netzspannung von 110 V, ständig zwischen der a-Ader oder der b-Ader und Erde angelegt ist, oder bei denen eine gefährliche Spannung, z. B. eine durch Blitzschlag in einer Ader erzeugte Spannung, angelegt ist und einen kurzen, sehr hohen Spannungsstoß erzeugt. Dieser Überspannungsschutz wird dadurch erzielt, daß der Widerstand 48 mit 1 KOhm und 10 W Belastbarkeit bemessen ist, während der Widerstand 36 mit 10 KOhm und 1 Watt Belastbarkeit bemessen ist. Telefonsystem-Normen verlangen das Vorhandensein einer Schaltungsbegrenzung der Art, daß selbst ein Blitzschlag keine Spannung auf eine Ader erzeugt, die größer als 600 V ist. Die Widerstände 36 und 48 sind so bemessen, daß sie einer Blitz-Überspannung von 1 KV oder einer dauernden Belastung mit 110 V Wechselspannung widerstehen.

Die a-Eingangsschaltung ist also so ausgelegt, daß der a-Ader eine Gleichspannung oder eine Wechselspannung zugeführt werden kann und daß die Schaltung, während die geeignete Prüfspannung angelegt ist, ein Ausgangssignal erzeugt, dessen Spannung dem Strom zwischen der angeschlossenen Ader und Erde proportional ist, wobei diese Ausgangsspannung auf Erde bezogen ist.

Fig. 4 zeigt das Schaltbild der Wechsel- und Gleichstrom- Speiseschaltung 22. Die Speiseschaltung hat die Aufgabe, einen Wechselstrom-Referenzausgang zu erzeugen, der in der Meßschaltung 17 verwendet wird, ferner einen Wechselstrom- Prüfsignalausgang zur Beaufschlagung der Telefon- Adern für die Durchführung der Wechselstrommessungen, und schließlich Rechteck-Ausgangssignale zur Steuerung eines phasenempfindlichen Nachweises in der Meßschaltung. Die Eingangsklemme 118, welche eine sinusförmige Wechselspannung von 60 Hz führt, ist an den inversen Eingang eines Operationsverstärkers 124 angeschlossen, dessen andere Eingangsklemme unmittelbar mit Erde verbunden ist. Zwei entgegengesetzt gepolte Dioden 136 liegen zur Erzeugung einer negativen Rückkopplung zwischen der Ausgangsklemme und der inversen Eingangsklemme des Operationsverstärkers 124, wodurch am Ausgang eine Rechteckwelle von 60 Hz entsteht. Fig. 5 zeigt einen Signalplan zu Fig. 4, aus dem die Wellenformen an verschiedenen Punkten der Schaltungsanordnung nach Fig. 4 hervorgehen. An der Eingangsklemme 118 wird also ein Wechselstromsignal von 60 Hz mit der Wellenform A zugeführt, während am Ausgang des Operationsverstärkers 124 eine Rechteckwelle von 60 Hz mit der Wellenform B ansteht. Die Rechteckwelle von 60 Hz an der Ausgangsklemme des Operationsverstärkers 124 wird einer mit dem Faktor 2 arbeitenden Teilerschaltung 128 zugeführt, die zwei Ausgangssignale unterschiedlicher Phase abgibt. Jedes der beiden Ausgangssignale ist eine Rechteckwelle von 30 Hz, wobei die Rechteckwelle C der Rechteckwelle C′ um 90° voreilt. Die Eingangssignale an einem Summierpunkt 153 am Eingang eines Verstärkers 130 stammen von einem Kanal, welcher an der den Wechselstrom von 60 Hz führenden Klemme 118 beginnt, und von einem zweiten Kanal, der an einer Gleichstrom-Klemme 116 beginnt. Die inverse Eingangsklemme eines Operationsverstärkers 126, der mit einem Widerstand 125 zur Erzeugung negativer Rückkopplung beschaltet ist, ist über einen Widerstand 158 mit der den Wechselstrom von 60 Hz führenden Klemme 118 verbunden. Die Ausgangsklemme des Operationsverstärkers 126 ist über einen Widerstand 141 mit einer Klemme eines Schalters 138 verbunden. Die andere Klemme des Schalters 138 ist über einen Widerstand 139 unmittelbar mit der Eingangsklemme 118 verbunden. Der Schalter 138 wird durch die Ausgangs-Wellenform C betätigt und öffnet und schließt daher dreißigmal pro Sekunde, wodurch an seinem Ausgang die Wellenform E erzeugt wird. Die Wellenform E ist eine volle Periode des Wechselstromsignales von 60 Hz, gefolgt von einer invertierten vollen Periode des Wechselstromsignales von 60 Hz. Dieses Signal wird über den Summierwiderstand 127 dem Summierpunkt 153 am Eingang des Operationsverstärkers 130 zugeführt.

Die Gleichspannungs-Referenz-Klemme 116 wird mit einer Spannung V₁ beaufschlagt, welche über einen Widerstand 155 unmittelbar einer Klemme eines doppelpoligen Ein/Ausschalters 134 zugeführt wird. Dieses gleiche Signal wird über einen Operationsverstärker 120, der mit einem Widerstand 121 zur Erzeugung negativer Rückkopplung beschaltet ist, und von dort über einen Widerstand 157 einer zweiten Klemme des Schalters 134 zugeführt. Die Arme des Schalters 134 werden von der Wellenform C (Rechteckwelle von 30 Hz) zwischen diesen beiden Stellungen bewegt, so daß als Ausgang eine Rechteckwelle von 30 Hz entsteht, die genau eine Amplitude von V₁/R₁ hat, wobei R₁ der Widerstandswert der Widerstände 155 und 157 ist. Diese Wellenform wird einem Integrier-Verstärker 122 zugeführt, dessen Ausgangs-Wellenform D über einen Summierwiderstand 129 dem Summierpunkt 153 am Eingang des Operationsverstärkers 130 zugeführt wird. Auch der Operationsverstärker 130 ist so geschaltet, daß er als Integrator arbeitet. Am Ausgang dieses Integrators 130 entsteht die Wellenform G. Die Addition der Wellenformen D und E am Eingang 130 erzeugt eine Eingangs-Strom-Wellenform F , bei welcher die dreieckige Wellenform D durch die Kompensations- Wellenform E leicht abgerundet ist. Die integrierte Ausgangs- Wellenform G vom Integrator 130 ist daher ein verzerrungsarmes, sinusförmiges Signal von 30 Hz, das als 30 Hz-Ausgangs- Wechselstrom-Referenz dient. Dieses Signal wird über ein Schaltnetzwerk auch dem Eingang eines Verstärkers 132 zugeführt. Am Ausgang dieses Verstärkers 132 erscheint die Ausgangswellenform H, die gegenüber dem Wechselstrom-Referenz- Ausgang um 180° phasenverschoben ist. Die Bedämpfung der Stufe 132 hängt davon ab, welcher der beiden Eingangswiderstände 133 und 135 mittels des Schalters 142 in die Schaltung eingeschaltet ist. Bei Anwendung des Eingangswiderstandes 133 wird eine Dämpfung von zehn erzielt, wobei das kleinere Signal angewandt wird, wenn die Wellenform längeren Telefonleitungen zugeführt werden soll. Die Wellenform H wird als Prüfsignal der Klemme 180 der in Fig. 2 gezeigten a-(oder b-)Eingangsschaltung zugeführt und ist außerdem die Wellenform, die der Klemme 79 im Referenzkanal der in Fig. 3 näher gezeigten Meßschaltung zugeführt wird.

Es ist darauf hinzuweisen, daß von der Speiseschaltung nicht nur zwei um 180° gegen einander phasenversetzte Wellenformen von 30 Hz erzeugt werden, sondern auch Rechteckwellen der gleichen Frequenz, die beide genau gleichphasig und 90° phasenverschoben mit bzw. gegenüber dem Wechselstrom-Referenzausgang sind. Da die Frequenz der hergestellten Wechselstromausgänge 30 Hz beträgt, und da das Speisesignal für diese Schaltung die Frequenz von 60 Hz hat, bilden die Nulldurchgänge des 60 Hz-Signales eine ideale, genaue Referenzquelle zur Erzeugung der um 90° phasenverschobenen Rechteckwelle.

Bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 4 sind die Schalter 144 und 140, die parallel zu den Operationsverstärkern 122 bzw. 130 liegen, Zentrier-Schalter, die so programmiert sind, daß sie für eine kurze Zeitspanne schließen, typischerweise für wenige Mikrosekunden, und zwar zu einem Zeitpunkt, wenn die Eingangs-Wellenform durch den Nullspannungs- Pegel geht. Zu diesem Zeitpunkt sollte die Spannung am zugeordneten Kondensator praktisch null sein und daher keine Unterbrechung der Wellenform auftreten. Durch Schließen des Kurzschluß-Schalters zu diesem speziellen Zeitpunkt wird sichergestellt, daß der Nulldurchgang beim Gleichspannungs-Pegel null auftritt, und es wird eine allmähliche Drift der Operationsverstärker weg von einem Null-Gleichspannungspegel-Arbeitsmittelpunkt vermieden.

Fig. 3 zeigt das Schaltbild einer geeigneten Auslegung der Meßschaltung 17. Die Meßschaltung 17 hat die Aufgabe, analoge Ausgangssignale an einem getasteten Integrator 92 für den A/D-Umsetzer 20 zu erzeugen. Die Signale werden dem getasteten Integrator 92 sowohl über einen Signalverarbeitungs-Referenzkanal von der Wechsel- und Gleichstrom-Speiseschaltung 22 als auch über einen Signalverarbeitungs-Prüfkanal von einer ausgewählten Klemme zugeführt, die entweder dem Ausgang der a-Eingangsschaltung 11, dem Ausgang der b-Eingangsschaltung 12 oder der Batterie-Klemme 18 entspricht. Das Signal von dem an der Speiseschaltung 22 beginnenden Referenzkanal stellt für den getasteten Integrator 92 ein Referenzsignal dar, während das Signal vom Prüfkanal ein Signal darstellt, dessen Wert ermittelt werden soll. Daher liefert der getastete Integrator 92 am Ausgang ein analoges Signal, das für einen Abschnitt der Periode einem aus der Referenzquelle hergeleiteten Signal entspricht und während einem anderen Abschnitt seiner Periode einem Signal, das von dem Messungs-Prüfsignal abgeleitet ist. Diese Ausgangssignale vom getasteten Integrator 92 können dann als Eingangssignale für den A/D-Umsetzer 20 verwendet werden, wodurch ein genaues digitales Ausgangssignal entsteht, das dem Wert des gemessenen Prüfsignales entspricht.

In der Meßschaltung 17 ist das Signal von der Speiseschaltung 22, das an der Klemme 180 angelegt ist, wie bereits erläutert, durch die Wellenform H gegeben. Die Klemme 180 ist über einen Eingangswiderstand 81 mit der inversen Eingangsklemme eines Puffer-Verstärkers 80 verbunden, der durch einen Gewinn von 0,8 charakterisiert ist und deshalb an seiner Ausgangsklemme eine Wellenform abgibt, deren Amplitude das 0,8-fache der Eingangsamplitude beträgt und die um 180° gegenüber dem Eingangssignal phasenverschoben ist. Der Ausgang des Puffer-Verstärkers 80 wird über einen Eingangswiderstand 85 der inversen Eingangsklemme eines Operationsverstärkers 82 zugeführt. Der Ausgang des Operationsverstärkers 82 ist mit zwei Rückkopplungsstrecken verbunden, von denen jede eine von zwei einander entgegen-gesetzt gepolten Dioden 106 und 108 sowie einen Widerstand 89 bzw. 87 enthält. An der Verbindungsstelle zwischen Widerstand 87 und Diode 108 wird ein Ausgangssignal abgegriffen und über einen Widerstand 93 einem Summierpunkt 65 zugeführt. Dem gleichen Summierpunkt 65 wird ein Signal unmittelbar vom Ausgang des Operationsverstärkers 80 über einen Widerstand 91 zugeführt. Die Werte der Widerstände 85, 87 und 93 sind so gewählt, daß das zwischen dem Widerstand 87 und der Diode 108 abgegriffene Signal, so wie es am Summierpunkt 65 ansteht, zweimal so groß ist, wie das über den Widerstand 91 ankommende Signal. Die der Klemme 65 zugeführte Wellenform entspricht einerseits einer halben Periode der Strom-Wellenform vom Verstärker 80, die gleich V/R ist, und andererseits einer vollen Periode der Strom-Wellenform mit einer Amplitude gleich V/2R. Die Summations- Wellenform an der Klemme 65 ist dann eine durch Vollweggleichrichtung gebildete Version des 30 Hz-Wechselstromsignales, das an der Ausgangsklemme des Verstärkers 80 auftritt.

Ein Schalter 110 wird von der Programm-Steuereinheit 16 betätigt und dient als Tor, das periodisch für eine Zeitspanne τ _m geöffnet wird, die im Normalfall gleich der Dauer einer vollen Periode des 30 Hz-Referenzsignales, mit anderen Worten auf 33,33 ms eingestellt wird. Wenn ein Schalter 112 geöffnet ist, was während des Wechselstrombetriebes der Fall ist, gelangt die an der Verbindung 65 auftretende gleichgerichtete Wellenform zum Integrator 84, wobei der integrierte Ausgangspegel ein Referenzsignal darstellt, das von der gleichen Wechselstromquelle wie das 30 Hz-Prüfsignal abgeleitet ist. Dadurch werden Veränderungen der Quelle im Wege einer Doppelsteigungs-Integration kompensiert, da das Referenzsignal und der zu messende Wert von der gleichen Wechselstromquelle abgeleitet sind. Ein Schalter 161 dient dazu, den getasteten Integrator 92 zu geeigneten Zeitpunkten im Betriebszyklus mit dieser Referenzquelle zu beaufschlagen. Beim üblichen Doppelsteigungs-Umsetzer wird zuerst das Prüfsignal für eine bestimmte Zeitspanne und anschließend eine Referenzquelle entgegengesetzter Polarität dem Integrator zugeführt, bis ein Nulldurchgang auftritt, wobei die zum Erreichen des Nulldurchganges erforderliche Zeit digital als Wert des Prüfsignales wiedergegeben wird.

Im Prüfkanal der Meßschaltung 17 kann entweder das Ausgangssignal der a-Eingangsschaltung 11 oder der b-Eingangsschaltung 12 der Meßschaltung zugeführt werden. Um den Strom-Unterschied zwischen der a- und der b-Ader zu ermitteln, können geeignete Schaltungen zur Messung des Unterschiedes dieser Schaltungen angewandt werden, um dieses Differentialeingangssignal der Meßschaltung 17 zuzuführen. Wenn beispielsweise die a-Eingangsschaltung 11 angeschlossen werden soll, wird ein Schalter 94 geschlossen und die Schalter 118 und 96 werden offen gelassen. Das Signal von der a-Eingangsschaltung 11 gelangt dann über eine Puffer-Verstärker-Stufe 86 und einen Widerstand 103 zur inversen Eingangsklemme eines Verstärkers 88. Der Verstärker 88 ist mit einer Rückkopplungsstrecke beschaltet, die eine Diode 102 und einen Widerstand 115 enthält, sowie ferner mit einer zweiten Rückkopplungsstrecke, die einen Schalter 98 eine Diode 104 und einen Widerstand 105 enthält. Ein zweiter Schalter 100 ist so angeordnet, daß er im geschlossenen Zustand die Diode 102 kurzschließt. Am Verbindungspunkt zwischen der Diode 102 und dem Widerstand 115 wird ein Ausgangssignal abgegriffen und über die Serienschaltung zweier Widerstände 109 und 111 einem Summierpunkt an der inversen Eingangsklemme eines Verstärkers 90 zugeführt. Das Ausgangssignal des Verstärkers 86 wird außerdem unmittelbar über einen Widerstand 107 diesem gleichen Summierpunkt zugeführt. Ein Schalter 114 liegt zwischen der Verbindungsstelle der Widerstände 109 und 111 einerseits und Masse andererseits und wird, was noch erläutert werden wird, von den 30 Hz-Rechteckwellen-Ausgängen C und C′ so betätigt, daß er als phasenempfindlicher Detektor für die durch den Prüfkanal hindurchgehenden Signale wirkt. Die Ausgangssignale vom Verstärker 90 werden dann über einen Meßschalter 163 dem getasteten Integrator 92 zugeführt. Der Schalter 163 wird so betätigt, daß er Signale aus dem Prüfkanal zum getasteten Integrator 92 während einer Zeitspanne hindurchläßt, die genau gleich τ _m ist. Der Schalter wird für diese Zeitspanne τ _m zu einem Zeitpunkt geschlossen, an dem der Schalter 161 geöffnet ist, und dabei in einer geeigneten Abfolge, daß sich die Wirkung eines Doppelsteigungs-Umsetzers, wie oben erläutert, einstellt.

Die Schalter 98 und 100 werden von der Programm-Steuereinheit 16 gesteuert. Während des Anliegens des 30 Hz- Prüfsignales bleibt der Schalter 98 geöffnet und der Schalter 100 geschlossen. Unter diesen Umständen arbeitet der Verstärker 88 mit einem Gewinn von eins als Inverter-Verstärker, so daß das dem Summierpunkt am Eingang des Verstärkers 90 zugeführte Signal ein 30 Hz-Signal darstellt, das gegenüber dem Eingangssignal des Verstärkers 88 um 180° phasenverschoben ist. Ein mit dem Signal am Eingang des Verstärkers 88 phasengleiches Signal wird dem gleichen Summierpunkt über einen Widerstand 107 zugeführt. Der Wert des Widerstandes 107 ist doppelt so groß wie die Summe der Werte der Widerstände 109 und 111. Dies bedeutet, daß der gewichtete Beitrag des über den Widerstand 107 ankommenden Signales halb so groß wie der des über die Widerstände 109 und 111 ankommenden Signales ist. Im Betrieb wird der phasenempfindliche Detektor- Schalter 114 für eine halbe Periode während des 30 Hz- Prüfsignales geschlossen, wodurch der Beitrag des Inverterverstärkers zum Verstärker 90 kurzgeschlossen wird, und, während dieser halben Periode, wird die phasengleiche Halbperiode des 30 Hz-Signales, das vom Ausgang des Verstärkers 86 mit einem Gewinn von eins abgeleitet wurde, dem Eingang des Verstärkers 90 zugeführt. Während der nächsten halben Periode wird der Schalter 114 geöffnet, wodurch dem Summierpunkt am Eingang des Verstärkers 90 über die Widerstände 109 und 111 eine invertierte halbe Periode mit einer effektiven Spannungsamplitude zugeführt werden kann, die doppelt so groß wie die des über den Widerstand 107 gelieferten phasengleichen Signales ist. Entsprechend stellen während der zweiten Halbperiode die summierten Beiträge von den zwei Eingängen des Summierpunktes eine Halbperiode mit dem Gewinn eins dar, die um 180° gegenüber dem Ausgangssignal des Verstärkers 86 phasenverschoben ist. Während einer vollen Meß-Zeitspanne erzeugt die 30 Hz-Wellenform demnach zwei Halbperioden der gleichen Polarität am Eingang des Verstärkers 90. Der Verstärker 90 dient als Puffer-Verstärker. Sein Ausgangssignal gelangt über den Schalter 163 zum getasteten Integrator 92. Der Schalter 163 wird während einer Zeitspanne τ _m betätigt, wobei t _m so festgelegt wird, daß es genau einer Periodendauer des 30 Hz-Signales gleicht. Demnach stellt das dem Integrator 92 vom Verstärker 90 zugeführte Signal zwei Halbperioden der gleichen Polarität für jede Messung dar.

Diese Arbeitsweise hat den Zweck, ein durch Vollweggleichrichtung gebildetes 30 Hz-Signal zu erzeugen, ohne jedoch Signale höherer Frequenz der Vollweggleichrichtung zu unterziehen. Deshalb ergeben 60 Hz-Störungen oder -Signale auf den Leitungen keinen Nettobeitrag zum Ausgangssignal, weil jede Meßzeitspanne ein geradzahliges Vielfaches einer vollen Periode umfaßt und damit gleiche Beiträge von beiden Polaritäten aufweist. Außerdem wird jede Gleichvorspannung, die auf der a- oder b-Ader erscheint, eliminiert, da die Polarität für jede Halbperiode der 30 Hz umgekehrt wird und entsprechend eine Gleichvorspannung während der ersten Halbperiode positiv und während der zweiten Halbperiode negativ ist.

Selbstverständlich kann man eine Meßzeitspanne τ _m nicht nur als eine volle Periodendauer bei 30 Hz festlegen, sondern sie auch länger machen, wenn die Verlängerung in geraden Vielfachen von vollen 30 Hz-Perioden geschieht. Wenn eine Gleichvorspannung kein Problem darstellt, kann die Meßzeitspanne außerdem so festgelegt werden, daß sie einer Hälfte einer vollen Periodendauer bei 30 Hz gleicht, wobei dann immer noch der Vorteil erzielt wird, daß die Beiträge von 60 Hz und von deren Harmonischen unterdrückt werden.

Der phasenempfindliche Detektor-Schalter 114 wird von 30 Hz-Rechteckwellen mit der Wellenform C und C′ betätigt. Deshalb wird das Tor im einen Fall gleichphasig mit dem 30 Hz-Treibersignal und im anderen Fall unter 90° Phasenverschiebung gegenüber dem Treibersignal geöffnet und geschlossen. Das Tor 163 wird von einer Wellenform betätigt, die derjenigen zur Betätigung des Schalters 114 gleicht, wobei jedoch das Tor 163 auf der Basis voller Perioden anstatt auf der Basis halber Perioden betrieben wird. Der gleichphasige integrierte Wert liefert dann eine Messung der Konduktanz zwischen der ausgewählten Ader (a- oder b-Ader) und Erde, während das um 90° phasenverschobene Signal eine Messung der Suszeptanz liefert.

Für Gleichstrommessungen zur Prüfung der Impedanz der a- und b-Adern wird die jeweils zu prüfende Leitung durch Schließen einer der Schalter 94 und 96 ausgewählt, wobei der phasenempfindliche Detektor-Schalter 114 geschlossen bleibt und das Gleichspannungssignal unmittelbar der Eingangsklemme des Verstärkers 90 über die Impedanz-Stecke mit dem Widerstand 107 zugeführt wird. Der Schalter 163 wird für eine geeignete Meßzeitspanne geschlossen gehalten. Unter diesen Umständen bleibt im Referenzkanal der Schalter 110 offen und der Schalter 112 geschlossen, um ein Gleichspannungs-Referenzsignal von der Referenz V _1Ref zu liefern.

Bei der Gleichstrom-Betriebsart kommt die Spannung, welche den a- und b-Eingangsschaltungen zugeführt wird, von der Klemme 19 der Zentralamt-Batterie, vgl. Fig. 2. Bei der Meßschaltung nach Fig. 3 ist dafür Sorge getragen, daß ein Signal von der Klemme 18 der Batterie zum Eingang des Operationsverstärkers 86 kommt, was eine unabhängige Messung des Gleichspannungswertes dieser Batterie ermöglicht. Der Widerstand 119 hat einen zehnmal höheren Wert als die Widerstände 97 und 99 und reduziert daher die Spannung von der Batterie-Klemme 18 um den Faktor 10, was die Spannung am Ausgang des Verstärkers 86 dicht an die Spannung von 5 V bringt, welche die zweckmäßige Arbeitspunkt-Spannung ist. Durch Schließen des Schalters 118 kann das Signal unmittelbar der inversen Eingangsklemme des Verstärkers 86 zugeführt werden.

Selbstverständlich wird bei Gleichstrommessungen der Schalter 163 für Zeitspannen t _m betätigt, wodurch Störkomponenten von 60 Hz und deren Harmonische unterdrückt werden.

Um den Wert von Wechselspannungs-Rauschen auf der zu prüfenden Leitung zu messen, wird einer der entsprechenden Schalter 94 oder 96 geschlossen, der Schalter 67 in Fig. 2 auf Masse gelegt, der Schalter 114 offen gelassen, ebenfalls der Schalter 100, und der Schalter 98 geschlossen. Unter diesen Bedingungen werden alle Wechselstromsignale auf der angeschlossenen a- oder b- Ader einer Vollweggleichrichtung mit dem Gewinn eins unterzogen. Im Referenzkanal ist der Schalter 112 geschlossen und der Schalter 110 geöffnet, so daß ein Gleichspannungs-Referenzsignal V₁ _Ref geliefert wird.

Nochmals sei darauf hingewiesen, daß die Wechselstrommessungen gemäß der vorangegangenen Beschreibung zwar mit sinusförmigen 30 Hz-Signalen durchgeführt werden, jedoch auch im Rahmen der Erfindung 30 Hz-Signale anderer Wellenformen, z. B. von rechteckiger Wellenform, verwendet werden können, so lange nur die Wellenform im wesentlichen symmetrisch ist.

Beim geschilderten Ausführungsbeispiel wurden für eine Netzfrequenz von 60 Hz 30 Hz-Signale verwendet; es können jedoch auch Signale verwendet werden, die ein ungerades Vielfaches oder ein ungerades Subvielfaches (eine ungerade Subharmonische) von 30 Hz sind, allerdings unter der Voraussetzung, daß die Meß-Zeitspanne nicht unter 33,3 ms absinkt. Sie kann jedoch, wie oben ausgeführt, vergrößert werden. Wenn die Frequenz über 90 Hz hinaus erhöht wird, verringert sich die effektive Leitungslänge, die ohne Zweideutigkeit geprüft werden kann. In Fällen, in denen die umgebende Stör-Grundfrequenz, regelmäßig die Netzfrequenz, von 60 Hz abweicht, z. B. 50 Hz beträgt, sollen die Ansteuer- bzw. Treibersignale und Meßzeitspannen in der gleichen Beziehung zur Netzfrequenz festgelegt werden, wie die 30 Hz zu den 60 Hz, nämlich auf die Hälfte der Netzfrequenz oder auf ungerade Vielfache oder auf alle Subvielfachen der Hälfte der Netzfrequenz. Fig. 7 zeigt in Form einer graphischen Darstellung die Veränderungen der Suszeptanz und der Konduktanz als Funktion des Abstandes längs einer künstlichen Linie, ausgedrückt als Änderungen der Impedanz. Hieraus ist ersichtlich, daß niederfrequente Signale unzweideutige Ergebnisse über 16 km und mehr hinaus ergeben, während höherfrequente Signale die Messungen bei diesen Entfernungen mehrdeutig werden lassen.

Beim erläuterten Ausführungsbeispiel wird das Prüfsignal während zweier aufeinander folgender Halbperioden gemessen, wobei eine hinsichtlich der Polarität umgekehrt wird, wodurch sich Gleichspannungsstörungen im Ergebnis auslöschen. Das System kann jedoch auch mit einer Messung nur einer Halbperiode arbeiten, wobei dann allerdings ein Verlust an Störunterdrückung und Signalempfindlichkeit eintritt.

Die Beschreibung von Erfindungsmerkmalen läßt sich dahingehend zusammenfassen, daß ein zweiadriges Telefon-Prüfsystem mit einem niederfrequenten Prüfsignal arbeitet, welches eine Subharmonische der Netzfrequenz ist. Dieses Prüfsignal wird an die beiden Adern oder an eine der beiden Adern und einen Referenzpotentialpunkt (Masse) angelegt. Eine Messung des integrierten Wertes des Stromes zwischen den Anschlußpunkten wird dann für eine Zeitspanne gleich einer Halbperiode des angelegten Signales mit einer Polarität und einer Halbperiode mit umgekehrter Polarität des Meßsignales durchgeführt. Die Integrier-Perioden werden so festgelegt, daß sie zur Bestimmung der Konduktanz in Phase mit dem zugeführten Signal und zur Bestimmung der Suszeptanz um 90° phasenverschoben sind. Außerdem können Gleichstrommessungen während der gleichen Zeitspannen durchgeführt werden.

Claims (13)

1. Verfahren zur Prüfung einer elektrischen Leitung, insbesondere einer Fernsprechleitung, mit dem Ziel der Bestimmung ihrer elektrischen Eigenschaften in einer Umgebung, in welcher eine Leistungsverteilung mit der Frequenz f₁, wie z. B. 50 Hz oder 60 Hz vorherrscht, wobei die Leitung zur Erzeugung eines Meßsignals mit einem periodischen elektrischen Eingangssignal einer festgelegten Frequenz f₂ beaufschlagt wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz f₂ gleich ½f₁_′ einer Subharmonischen von ½ f₁ oder einer ungeraden Harmonischen von ½ f₁ ist und daß ein Ausgangssignal gebildet wird, das dem Mittelwert des erzeugten Meßsignales über eine Zeitspanne proportional ist, die gleich der Dauer einer ganzzahligen Anzahl voller Perioden von f₁ und gleich der Dauer einer ganzzahligen Anzahl halber Perioden von f₂ ist, bei der der Mittelwert nicht Null wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitspanne gleich der Dauer einer ganzzahligen Anzahl voller Perioden von f₂ ist, und daß die Polarität des erzeugten Signales in jeder zweiten halben Periode von f₂ umgekehrt wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitspanne in Nullphasenbeziehung zum Eingangssignal steht.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein zusätzliches Ausgangssignal vorgesehen ist, das dem Mittelwert des erzeugten Signales über die genannte Zeitspanne proportional ist, die in 90°-Phasenbeziehung zum Eingangssignal steht.

5. Verfahren nach Anspruch 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Leitung zur Erzeugung eines weiteren Signales mit einem Gleichstromsignal beaufschlagt und ein Ausgangssignal gebildet wird, das dem Mittelwert des weiteren Signales über eine Zeitspanne proportional ist, die gleich einem ganzzahligen Vielfachen der Periode von f₂ ist.

6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangssignal sinusförmig ist und eine Frequenz von 30 Hz oder 25 Hz hat.

7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitspanne gleich der Periode von f₂ ist.

8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß f₂ nicht größer als 250 Hz ist.

9. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß ein Integrator (92) zur Erzeugung eines Ausgangssignals verwendet wird, das dem integrierten Wert des Meßsignales über die Zeitspanne proportional ist.

10. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangssignal als eine Spannung zwischen einem Referenzpotential-Punkt und einer Ader der Leitung angelegt und das Ausgangssignal als Spannung gegen den Referenzpotential-Punkt erzeugt wird.

11. Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß eine Eingangsschaltung (11, 12) mit mehreren Eingangsklemmen (13, 14, 180, 18) vorgesehen ist, die über selektiv betätigbare Schalter (32, 34, 69, 79) an eine Ader (a, b) der zu prüfenden Leitung, an den Ausgang einer das Eingangssignal der Frequenz f₂ erzeugenden Speiseschaltung (22) und an eine Gleichspannung, wie z. B. an ein Bezugspotential, anschließbar sind und daß an eine Ausgangsklemme (57) der Eingangsschaltung (11, 12) eine mit der Speiseschaltung (22) und einer Programmsteuereinheit (16) verbundene Meßschaltung (17) angeschlossen ist.

12. Vorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Meßschaltung (17) einen getasteten Integrator (92) enthält.

13. Vorrichtung nach Anspruch 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Speiseschaltung (22) an einer Eingangsklemme (118) von einer Wechselspannung mit der Frequenz f₁ beaufschlagt ist.