DE1541848A1 - Verfahren zur pulsreflektometrischen Bestimmung von Ersatzschaltbildern - Google Patents

Description

DIPL-ING.

HELMUT GÖRTZ
6 Frankfurt am Main 70

r. Xi - T«l.

Abschrift/goe

12. Oktober 1966 PA Schw/w

SCM CORPORATION, Oakland, California, U.S.A.

Verfahren zur pulsreflektometrischen Bestimmung von Ersatzschaltbildern.

Die Erfindung betrifft die Bestimmung des Ersatzschaltbildes eines aktiven Schaltungselements mit Hilfe der Pulsreflektometrie in der Zeitebene und insbesondere die Bestimmung des Ersatzschaltbildes eines Transistors auf diesem Wege.

Die Pulsreflektometrie wurde während zahlreicher Jahre für die Ortung und Identifizierung von Diskontinuitäten und Defekten in Starkstromleitungen und koaxialen Übertragungsleitungen benutzt. In diesen Fällen ist sie mit der Radartechnik insoweit verwandt, als es sich um ein eindimensionales Abstandsmeßverfahren mit Pulsreflexion in geschlossenem Stromkreis handelt. Über die Anwendung dieses Verfahrens für die Messung punktförmig verteilter Impedanzen als Abschlüsse von Koaxialleitungen statt der Messung von Abständen wurde berichtet (B.M. Oliver in "The Hewlett-Packard Journal", Bd. 15,Nr. 6, Februar 1964, veröffentlicht von der Hewlett-Packard Company, U.S.A.).

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Die Pulsreflektometrie wurde jedoch bislang noch nie auf die Messung der Parameter von aktiven Schaltungselementen, beispielsweise Transistoren, angewendet· Die Verte von Transistor-Ersatzschaltbildern wurden bisher ist Wege von UHF-Brückenmessungen bestimmt, wobei die Meßanordnung zwangsläufig kompliziert und die Interpretation der Ergebnisse schwierig war· Brückenmeßverfahren sind außerdem gegenüber Streuimpedanzen im Meßobjekt sowie Fehlanpassungen und Diskontinuitäten in den Anschlußleitungen empfindlich. So sind beispielsweise bei dem herkömmlichen Verfahren zur Bestimmung sämtlicher Elemente eines Breitband-Hochfrequenz-Ersatzschaltbildes sechs bis sieben Messungen erforderlich (Richard B. Hurley, "Junction Transistor Electronics", S. 246/247, John Wiley and Sons, 1958). Im Gegensatz dazu verlangt das pulsreflektometrische Verfahren nach der Erfindung die Durchführung von nur vier Messungen in Verbindung mit einer unabhängigen Messung der Kleinsignal-Kurzschlußstromverstärkung in Emitterschaltung, β ·

Weitere Merkmale, Vorteile und Anwendungsmöglichkeiten der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit den Zeichnungen·

Es zeigen:

Fig. 1 die pulsreflektometrische Meßanordnung für einen Transistor,

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Pig· 2 das Ersatzschaltbild eines Transistors,

Fig· 3 ^das idealisierte Oszillogramm eines an eine Meßleitung angelegten schrittförmigen Eingangssignals und die Wellenform der Reflexion von einem Transistorabschluß, das drei Bereiche aufweist, nämlich das schrittförnige Eingangssignals, das auf den Basiswiderstand zurückzuführende reflektierte Schrittsignal und den reflektierten Exponentialanstieg aufgrund der Kollektor-Basis-Sperrschichtkapazität und der Emitter-Diffusionskapazität, und zwar unmittelbar über die Abhängigkeit von der Grenzfrequenz,

Fig. 4 zwei bei einem RCA 2N2857 Transistor (ein speziell für Hochfrequenzaufgaben entwickelter Transistor) aufgenommene Oszillogramme, von denen das obere auseinandergezogen den Bereich II der Kurve nach Fig. 3 und das untere eine Darstellung des Reflexionssignals eines ähnlichen schrittförmigen Eingangssignals wiedergibt , wenn die Leitung mit einem Kurzschlußkreis abgeschlossen ist statt mit dem zu messenden Transistor, und

Fig. 5 zwei tatsächliche Oszillogramme für einen RCA 2N2857 Transistor, von denen das obere auseinandergezogen

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ORIGINAL INSPECTED

den Bereich III bei einem Lastwiderstand Null im Kollektorkreis des Transistors und das untere eine ähnliche Darstellung für den Fall eines von Null abweichenden, endlichen Lastwiderstandes im Kollektorkreis des Transistors wiedergibt·

Bei der Pulsreflektometrie in der Zeitebene wird ein Koaxialsystem mit einer unbekannten Impedanz abgeschlossen· Ein an das andere Ende der Koaxialleitung angeschlossener Pulsgenerator legt dann eine Schrittspannung an die Leitung an, und sowohl das ursprüngliche Schrittsignal als auch die vom Abschluß reflektierte Welle werden beispielsweise auf dem Kathodenstrahlrohr eines an einen Abzweig der Leitung angeschlossenen Sampling-Oszillographen wiedergegeben. Aus der Form und Größe der reflektierten Welle lassen sich die Art und der Wert der unbekannten Impedanz bestimmen· Wenn ein Transistor als Abschluß des Systems benutzt wird, hat die reflektierte Wellenform eine Anzahl von charakteristischen Eigenschaften, aus denen, wie im folgenden beschrieben, die Werte der verschiedenen Impedanzen errechnet werden können, die das Transistor-Ersatzschaltbild bilden.

Eine typische Meßanordnung zur Bestimmung der Parameter eines Transistor-Ersatzschaltbildes ist in Fig· I wiedergegeben· Dabei ist ein Pulsgenerator 1 über eine 50 Ohm Koaxialleitung 2

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und ein T-Stück 3 an einen Sampling-Oszillographen 4 sowie an eine weitere Anpassungs-Koaxialleitung 5 der Impedanz Z- angeschlossen, die ihrerseits mit der Basis des zu prüfenden Transistors verbunden ist. Das Ausführungsbeispiel zeigt einen in Emitter-Schaltung liegenden npn-Transistor, doch läßt sich bei entsprechenden Änderungen des Ersatzschaltbildes auch ein pnp-Transistor oder ein Anschluß in einer anderen Transistor-Betriebsschaltung verwenden· Der Pulsgenerator 1 und der Oszillograph 4 sind als getrennte Geräte dargestellt, doch sind auch Zeitebenen-Reflektometer-Instrumente bekannt und anwendbar , bei denen ein Pulsgenerator und ein Sampling-Oszillograph in einem Gehäuse zusammengefaßt sind.

Fig. 2 zeigt ein Ersatzschaltbild für Pulsverstärkerstufen in Emitter-Schaltung, das sich in der einschlägigem Technik bis herauf zu sehr hohen Frequenzen als geeignet erwiesen hat, solange die äußeren Streuimpedanzen klein gehalten oder zweckentsprechend abgeschlossen sind· Die Hybrid-Emitterschaltung nach Fig· 2 stellt grundsätzlich das Kleinsignal-Modell von Giacoletto dar (L.J. Giacoletto " Study of PNP Alloy Junction Transistors from DC through Medium Frequencies", RCA Review, Bd. 15, S. 5O6-562, Dez. 1954), und zwar mit den Extrinsic-Element en: Basisbahnwiderstand 20, im folgenden als R. bezeichnet, Kollektor-Basis-Sperrschichtkapazität 21, im folgenden

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als C . bezeichnet, reflektierter Emitter-Widerstand 22, im folgenden als R._£ bezeichnet, Emitter-Diffusionskapazität 23, im folgenden als C,„ bezeichnet. Der Stromgenerator 2% ist ein Intrinsic-Element des Transistors und liefert einen Strom \ß_Q (ü _t + p)~¹t wobei I_fe der ia Widerstand R^ fließende Strom, /3_n die Kleinsignal-Gleichstrom-Kurzschlußstromverstärkung in Emitter-Schaltung, Q . die β -Grenz-Kreisfrequenz und ρ die komplexe Kreisfrequenz bedeuten.

Die Bestimmung der Parameter eines Transistor-Ersatzschaltbildes der in Fig. 2 veranschaulichten Art unter Verwendung der Meßanordnung nach Fig. 1 geht wie folgt vor sich· Ein schrittförmiges Signal wird im Pulsgenerator 1 erzeugt und über eine Koaxialleitung 2 an das T-Stück 3 angelegt _t von wo es in den Sampling-Oszillographen % und in die Transistor-Meßleitung 5 läuft· Das auf dem Kathodenstrahlrohr 10 des Oszillographen k erhaltene Schirmbild ist die idealisiert· Wellenform 31 des Reflexionsoszillograaas nach Fig. 3* Im Bereich I der Kurve 31 ist das schrittföraige Eingangssignal 3O von Pulsgenerator 1 veranschaulicht. Der entlang der Meßleitung 5 mit der Impedanz Z weiterlaufende Teil der Welle wird von dem Transistorabschluß 6 reflektiert, wobei die Reflexion die Phänomene in den Bereichen II und III der Kurve 31 bewirkt· Reflexionen, die an anderen Stellen als am Transistor 6 auftreten, erscheinen ia Schirmbild zu einer anderen Zeit und beeinflussen infolgedessen die Messungen nicht·

009825/0189 -/-

υ r	= U	±5
f	-V	-Z O
Zin	+Z O

Das Reflexionesignal kann in der üblichen Weise durch den Reflexionskoeffizienten beschrieben werden.

In diesen Gleichungen ist U. die Amplitude des einfallenden Signals» U die Amplitude des ReflexionsSignaIs_t ) der Reflexionskoeffizient, Z die Eingangsimpedanz des Transistors in Emitter-Schaltung und Z_n die Leitungsimpedanz«

Die Senke 32 in Bereich II d©r Kurve 31 ist kennzeichnend für die Größe des Basisbahnwiderstandes £., für den Fall, daß der Emitter 13 an Masse liegt, d.h. der Widerstand 12 kurzgeschlossen ist und R„ » 0. Dies folgt unmittelbar aus Fig· 1. Da die Emitter-Diffusionskapazität C. _ sehr viel größer als die Kollektor-Basis-Sperrschichtkapazität C , ist, kann die Emitter-Diffusionekapaxität bei hohen Frequenzen als Kurzschluß betrachtet werden· In diesen Fall besteht die Eingangsimpedanz des Transistors 6 ist wesentlichen aus dem Widerstand 20, d.h. dem Basisbahnwiderstand R. , und zwei kurzen Koaxialleitungen 25 mit der Impedanz Z , wobei durch die verteilte Impedanz Z

8 S

zwischen dem Basiseingang und dem Basiswiderstand 20 (R_fc) keine Reflexionen verursacht werden, vorausgesetzt, daß die Impedanz der Meßleitung 5 gleich der Impedanz Z gewählt ist.

009825/0189 "^J~

Als nächstes sind Reflexionen zu berücksichtigen, die zwischen der geerdeten Emitter-Leitung und dem Basiswiderstand erzeugt werden. Es wird weiter unten gezeigt, daß in allen Fällen die Amplitude dieser Reflexionen nach einer Zeit kT » 80 Picosekunden kleiner als 4,3 S des angelegten Signals ist, wobei T

die Zeit bedeutet, die das Signal benötigt, um von der Halbleiterpille zu dem kurzgeschlossenen Emitter-Ausgang zu laufen.

Für den Bereich II der Kurve 31 nach Fig. 3 kann, wie oben festgestellt, das Ersatzschaltbilde des Transistors als eine Serienschaltung einer Koaxialleitung der Impedanz Z , eines Widerstandes R, und einer weiteren Koaxialleitung der Impedanz Z betrachtet werden, die mit einem Kurzschluß abgeschlossen ist, wie dies in Fig. 6a dargestellt ist. Mehrfachreflexionen treten, entsprechend der unterhalb der Fig. 6a angeordneten Fig. 6b an R, und dem Kurzschluß auf. Für ein Eingangssignal mit der Amplitude 1 sind die aufeinander folgenden Reflexionen berechnet und in Fig. 6b gezeigt. Dabei gilt q =

Das an R, erscheinende Reflexionssignal für ein schrittförmiges Eingangssignal kann aus diesem Diagramm auf folgende Weise konstruiert werden:

Die erste Reflexion wird an R, zur Zeit t = 0 erzeugt und hat eine Amplitude q/(q+2). Die zweite Reflexion der Größe

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H ι υ

—4/(q+2)² erfolgt zur Zeit t = 2T , was durch Addition beider

,2

>²

Reflexionen zu der Gesamtgröße q/(q+2) - 4/(q+2)² führt. Zur Zeit t = 4t beträgt die Gesaratgröße q/(q+2) - V(q+2) +

2)^. Als Beispiel ist in Fig. 6 das resultierende Reflexionssignal veranschaulicht, das für q = ^R _b/^Z _s = °i5» d.h. Z β 2R,, konstruiert wurde. Wie aus dieser Figur hervorgeht, unterscheidet sich das Reflexionssignal von dem Wert im eingeschwungenen Zustand um nur 3 % der Spannung für diesen Wert von q.

Um den schlechtesten Fall zu bestimmen, muß diese Abweichung als Funktion von q ausgedrückt werden. Für diesen Zweck ist festzuhalten, daß zur Zeit t = Oo das Gesamtreflexionssignal eine Amplitude von (R_fe - Z₉)Z(B^₃ + Z₉), d.h., (q-l)/(q+l) hat, Der Unterschied zwischen diesem Wert und dem Wert nach t=4T ,

der im folgenden mit Δ U bezeichnet ist, ergibt sich dann zu

2 ²

(q+1) (q+2)³

Durch Differenzieren dieser Gleichung nach q, Nullsetzen des erhaltenen Ausdrucks und Auflösung nach q erhält man in bekannter Weise den Wert von q, der zu einem Extremwert -Δ^u _r führt. Dieser Wert ist im folgenden als q₁ bezeichnet. Führt man diesen Prozeß an der vorstehenden Gleichung aus, ergibt sich

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q² - q_f/2 - 2 » 0 oder

_q . i/t* YUkTs . _l69

Setzt man diesen Vert von q in U ein, so erhält man

( Δ U ) max. = ² ' ^1>69 = 0,043

(1,69 + 1) (1,69 + 2)³

Damit unterscheidet sich für jede Kombination von R, und Z nach einer Zeit t = 4T die resultierende Reflexion von einge-

schwungenen Wert um weniger als 4,3 % von U. (der Amplitude des schrittförmigen Eingangssignals).

Bei einem genormten (U.S.-Norm) T0-l8-Transistor-Gehäuse ist es beispielsweise möglich, den Abstand zwischen der Emitter-Zuleitung und dem Basis-Bahnwiderstand nur etwa 3 mn groß zu halten, was zu einer elektrischen "Länge" von ungefähr 20 Ficosekunden führt. Da eine Anstiegszeit von 200 Picosekunden ausreicht, um den raschesten, in eine» TO-ld-Gehäuse erhältlichen Transistor zu prüfen, kann der Einfluß dieser Reflexionen nach einer Zeitspanne von 4T = 8θ Picosekunden vernach-

lässigt werden.

Unter den obigen Bedingungen, d.h. Hochfrequenz, Meßleitung an das Transistor-Gehäuse angepaßt und Emitter-Zuleitung so

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nahe wie Möglich kurzgeschlossen, kann angenommen werden, daß die Eingangsiapedanz des Transistors gleich Rj₃ ist. Der Reflexionskoeffizient läßt sich dann angeben als

^Rb * ^Z0

(3)

Da y aus de« Bereich II der Fig. 3 ausgemessen werden kann, liefert eine Auflösung der Gleichung (3) nach R_fe

1 ♦/ .

^Rb -

(4)

ι - f

Der Exponentialbereich III (33) der Fig. 3 ist kennzeichnend für die Eeitter-Diffusionskapazität C_feE (eigentlich U)₁) und die Kollektor-Basis-Sperrschichtkapazität C .. Die Exponential-Anstiegszeit oder Ladezeit T (genessen von 10 % bis 90 % der

vollen Amplitude) wurde für die Bedingung Z = R, berechnet und beträgt

R. + Z_n b 0

^(l+A0^)Ccb

(5)

wobei (ß die übliche ρ -Grenzfrequenz und R der Emitter-Vorwiderstand (12 in Fig. l) ist und weiter gilt

. ^Ri ßo

(6)

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R.ist der Luftwiderstand 7, der zwischen den Kollektor 8 des Transistors 10 und eine Kollektor-Spannungsquelle an der Klemme 9 geschaltet ist. Alle anderen Größen sind bereite oben definiert« Für R. = 0 und die Annahme, daß

^c _cb «

T a

OT = V2^f * (8)

Auf diese Weise kann durch Messung T die /^J -Grenzkreisfrequenz ÜJ aus der Gleichung (8) einfach ermittelt werden als

/ι \ ο 'ΊΓ β D O

^ωι " 1 ² W (9)

T R ao

Die Kollektor-Basis-Sperrschichtkapazität C _fa (21 in Fig. 2) kann dann dadurch erhalten werden, daß eine weitere Messung von T für R 4 0 gemacht wird. Durch Kombination der Gleichungen (.5) und (8) erhält man dann

T-T ^Ccb - ^a -

Z_o)(l

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Die Gleichungen (k) bis (lO) gestatten die Bestimmung von R, , Οΰ . und C , . Die zwei weiteren Elemente des Ersatzschaltbil-

1 CD

des, d.h. der Basis-Emitterwiderstand und die Basis-Emitter-Kapazität R_bE bzw. C_ werden nicht unmittelbar aus den reflektometrischen Daten bestimmt. E,„ ist durch den bekannten Ausdruck

26

^RbE ⁼ j — β ο COluaJ (11)

c -

gegeben, wobei I der Kollektorstrom (in Milliampere) und β die Kleinsignal-Kurzschluß-Stromverstärkung in Emitterschaltung (gleich I /I₁) ist. R,_ kann errechnet werden, nachdem

C D Db

die erforderlichen Daten für I und η aus einer Niederfre-

c ■ \ ο

quenz-StromverStärkungsmessung erhalten sind.

C₁. läßt sich dann aus den Gleichungen 9 und 11 berechnen, und zwar unter Anwendung der bekannten Beziehung

Se <¹²⁾

Beispiel

Die folgenden Messungen wurden unter Verwendung der Meßanordnung nach Fig. 1 an einem RCA 2N2857 Transistor, einem Hochfrequenztransistor, durchgeführt« Verwendet wurde ein Pulsgenerator Hewlett-Packard 213B und ein Sampling-Oszillograph Tektronix 661 mit einem Einsatz 4^2, einer zweispurigen Sampling-

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- lk -

Einheit mit einer Anstiegszeit von 0,1 Nanosekunden. Das im Impulsgenerator 1 erzeugte schrittförmige Signal weist normalerweise eine Amplitude von näherungsweise von 350 Millivolt und eine Anstiegszeit von ungefähr 100 Picosekunden auf, die sich infolge von Kabeldiskontinuitäten auf ungefähr 200 Picosekunden verschlechtert. Um die wirklichen Kleinsignal-Parameter zu erhalten, wurde das Meßsignal bei einigen Millivolt gehalten, indem in die 50-Ohm-Leitung 2 ein l6db-Abschwächer eingesetzt wurde. Die Genauigkeit der Messungen konnte weiter dadurch verbessert werden, daß sowohl positive als auch negative Impulse angelegt wurden und der Mittelwert beider Ergebnisse verwendet wurde.

Die Betriebsbedingungen des gemessenen 2N2857 Transistors 6 waren: Kollektorstrom I = 8 mA; U „ « 10 V (wobei U _ der

■ C CIb CG

Spannungsabfall zwischen dem Kollektor 8 und den Emitter 13 des Transistors 6 ist) und Basisvorspannung + 1,5 V an der Klemme l4, die über einen 10 Kilo-Ohm-Wxderstand 15 an die Basis l6 des Transistors 6 angeschlossen ist.

Aus einer in bekannter Weise, beispielsweise als Kurzschlußmessung in Emitter-Schaltung durchgeführten gesonderten Messung wurde die Kleinsignal-Stromverstärkung des Transistors 2N2857 bestimmt zu

ßo

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15Α1848

- 15 -

Unter Verwendung der Gleichung (ll) wurde für den Basis-Emitterwiderstand R,_£ (22 in Fig. l) erhalten:

RbE - ²⁶ ' ¹³° - 420 Oh«. 8

Das obere Oszillograu» 40 der Fig. 2 zeigt eine auseinandergezogene Ansicht der Senke 32 des Bereiches II der Kurve 31 in Fig. 3 für den gemessenen Transistor 2N2857, wobei der Außenwiderstand R (12 in Fig. l) für'die Messung, wie oben ausgeführt, kurzgeschlossen wurde. Die gewählte Meßleitung hatte einen Wellenwiderstand Z_Q « 95 Ohm zur Anpassung an die T0-l8-Gehäuseimpedanz (berechnet zu 94 Ohm und entsprechend der Impedanz Z der_%kurzen Koaxialleitungen 25 in Fig. l).

Das untere Oszillogramm 4l stellt das Reflexionssignal eines Kurzschlusses dar, bei dem volle Reflexion des schrittförmigen Eingangssignals stattfindet. Die Amplitude des Reflexionssignals hat gleichen Betrag wie diejenige der Eingangspannung, ist jedoch von entgegengesetztem Vorzeichen.

Die Amplitude des reflektierten Schritteignais im oberen Oszillogramm 40 beträgt:

U '* -4,2 mV.

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Di« Amplitude des reflektierten Schrittsignals im unteren Oszillogramm 4l beträgt

U_± χ 10,4 mV. Aus Gleichung (I) folgt

β - - ⁴'² « -o,4o4

10,4

Aus Gleichung (4) folgt

1 - 0,404

R = 95 . « 40,3

^b 1 + 0,404

R_b ■ 40 Ohm

Zur Anwendung des reflektometrischen Verfahrens bei der Bestimmung von Cj und C . muß zunächst die Bedingung der Gleichung (5), nämlich Z^ R- , erfüllt werden. Für die nächsten Messungen wurde infolgedessen Z₀ « 50 0hm gewählt.

Fig. 5 zeigt die Reflexionen des Bereichs III, die zu dieser Bestimmung gehören.

Das obere Oszillograma 50 wurde mit Z_Q a 50 0hm, R « 12 0hm und einem Kurzschluß als Lastwiderstand 7« d.h. R₁ « 0 0hm

L·

abgenommen. Die gemessene Ladezeit, entsprechend dem Abstand der 10 Ji- und 90 ^-Punkte des Exponentialteils 33 des Oszillogramms 50 (bei einem vollen Ladespannungsschritt von 11,2 V)

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betrug

T s 2 Nanosekunden. ao

Setzt man diese Werte in die Gleichungen (7) und (9) ein, erhält man

R = 420 + 12 . 130 + 4O = 2020 Ohm

f^f 12 + *Q + 50 . _O 8

2.IO"⁹ (2020)

^l = 0,634 - 10 Grad/Sekunden. Aus Gleichung (12) folgt weiter

=3,75 . 10"¹¹ Farad

3^ R,-. 0,634.10 . 420

1 Dili

^CbE ^{= 37}'^{5 Picofarad}·

Nach Bestimmung von C » wird das untere Oszillogramm 51 nach Fig. 5 benutzt, das mit R_L » 220 Ohm erhalten wurde. Die gemessene Ladezeit, wiederum abgeleitet aus den 10 %- und 90 %-Punkten des Exponentialteils 33 des Oszillogramms 51 (die volle Ladespannung lag in diesem Fall bei 10,8 mV), betrug

T sa 3,4 Nanosekunden.

Setzt man die obigen Werte in die Gleichungen (6) und (lO) ein, erhält man

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²²° ' »Ο . _1%>2

2020
sowie schließlich

C _κ = (3Λ - 2) .

CD ———._________

220 + (40+50) (1+14,2)

C , a 0,35 Picofarad.

CD

Bin Vergleich der Parameter des Ersatzschaltbildes aufgrund unterschiedlicher Meßverfahren wurde nicht unmittelbar ausgeführt, jedoch wurden die durch das offenbarte Verfahren erhaltenen Schaltungswerte dadurch überprüft, daß die Anstiegszeiten von Pulsverstärkerstufen berechnet und experimentell gemessen wurden. Dies wurde für alle drei Transistoranschlüsse ausgeführt, wobei die äußeren Basis-Kollektor- und Emitter-Widerstände variiert wurden. Die Anstiegszeitvergleiche lieferten Übereinstimmung bis herab zu ungefähr 0,5 Nanosekunden. Unterhalb dieses Wertes (mit dem Transistor nur in Stufen erzielbar, die eine kleinere Stromverstärkung als 1 aufweisen), zeigt die Abweichung der berechneten Zeiten von den gemessenen Werten, daß die bei diesem Ersatzschaltbild benutzten Annäherungen nicht mehr gültig sind.

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Claims (1)

15A18A8

- 19 -Patentansprüche

1. Verfahren zur Bestimmung des Ersatzschaltbildes eines siehrere Zuleitungen aufweisenden aktiven Schaltungselements mittels Pulsreflektoeetrie in der Zeitebene unter Verwendung eines Signalgenerators und eines Sampling-Oszillogra-· phen, der die Eingangs- und Reflexionesignale zu überwachen gestattet, die erzeugt werden« wenn ein Spannungssignal über eine Übertragungsleitung geschickt wird, dadurch gekennzeichnet, daß eine der Zuleitungen über eine Übertragungsleitung mit gleichförmiger Impedanz an den Ausgang des Signalgenerators und die restlichen Zuleitungen an Bezugsspannungsquellen angeschlossen werden, die Übertragungsleitung angezapft und mit dem Eingang des Sampling-Oszillographen verbunden wird, ein mittels des Signalgenerators erzeugtes Signal vorbestimmter Form an den Oszillographen und die eine Zuleitung übermittelt, das von dem aktiven Schaltungselement reflektierte Signal am Oszillographen ausgemessen und aus dieser Messung eine Größe errechnet wird, die kennzeichnend für das Ersatzschaltbild des aktiven Schaltungselemente« ist.

2. Verfahren nach Anspruch 1,dadurch geken n zeichnet, daß mindestens eine der restlichen Zuleitungen unmittelbar an die betreffende Bezugspannungsquelle

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angeschlossen, wird und eine charakteristische Impedanz des

> Ersatzschaltbildes des aktiven Schaltungselemente errechnet

wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch geken nzeichnet, daß mindestens eine der restlichen Zuleitungen unmittelbar mit einer Bezugsspannungsquelle verbunden und die Frequenzabhängigkeit der Verstärkung des aktiven Schaltungselements berechnet wird.

k. Verfahren nach Anspruch 1,dadurch geke η nzeichnet, daß bei der Berechnung Anstiegszeitmessungen des Reflexionssignales mit Anstiegszeitmessungen des vorbestimmten Signals verglichen und eine Impedanzkenngröße des Ersatzschaltbildes des aktiven Schaltungeelements berechnet wird.

5· Verfahren nach Anspruch 1,dadurch geken n zeichnet, daß mittels des Signalgenerators selektiv, positive und negative Pulse erzeugt werden, die Größe eines positiven Reflexionepulses und die Größe eines negativen Reflexionspulses gemessen werden und zur Bestimmung einer Impedanz des aktiven Schaltungselements die mittlere absolute Größe der Reflexionspulse benutzt wird.

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6· Verfahren nach Anspruch 1,dadurch geken nzeichnet, daß Messungen des Reflexionssignals mit Messungen eines vorherbestimmten Signals verglichen und einem Impedanzkenngröße des Ersatzschaltbildes des aktiven Schaltungselements errechnet wird.

7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß von einem vorbestimmten Signal das Signal verwendet wird, das von einem Kurzschluß-Abschluß der Übertragungsleitung reflektiert wird.

8. Verfahren nach Anspruch 6 oder 7» dadurch gekennzeichnet, daß die Impedanz mindestens eines Teiles der an die eine Zuleitung angeschlossenen Übertragungsleitung derart gewählt wird, daß sie näherungsweise gleich einer vorbestimmten Impedanz des Ersatzschaltbildes ist.

9. Verfahren nach einem der Ansprüche 6 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Anstiegszeit eines Exponentialteils des reflektierten Signals bestimmt wird.

10* Verfahren nach Anspruch 9,dadurch gekennzeichnet, daß die Anstiegszeitmessungen an einem exponentiellen Teil des reflektierten Signals durchgeführt

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werden, der erhalten wird, wenn eine der restlichen Zuleitungen über einen Lastwiderstand an eine Bezugspannungsquelle angeschlossen wird, sowie an einem exponentieilen Teil des vorbestimmten Ref lexionaaLgnals, das erhalten wird, wenn die betreffende restliche Zuleitung unmittelbar mit der Bezugsspannungsquelle verbunden wird.

11. Verfahren nach Anspruch 9<dadurc h gekennzeichnet, daß die aus der Anstiegszeitmessung erhaltene Größe mit einer von der Verstärkung des aktiven Schaltungselementes abhängigen Impedanzkenngröße kombiniert wird, um eine weitere Impedanzkenngröße zu bestimmen.

12. Verfahren nach Anspruch 1,dadurch gekennzeichnet, daß als aktives Schaltungselement ein Transistor mit drei Zuleitungen verwendet wird, und daß eine der Zuleitungen an den Signalgenerator sowie die beiden anderen Zuleitungen an BezugsEpannungsquellen angeschlossen werden«

13· Verfahren nach Anspruch 12,dadurch geken nzeichnet, daß die zweite Transistor-^Zuleitung unmittelbar an Masse angeschlossen wird und eine Impedanz bestimmt wird, die einer an die erste Zuleitung angeschlossenen Innenzone des Transistors zugeordnet ist.

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ΐΛ. Verfahren nach Anspruch 13»dadurch gekennzeichnet, daß der Transistor in Emitter-Schaltung angeschlossen wird, die eine Zuleitung die Basiszuleitung des Transistors ist, die zweite Zuleitung die Emitter-Zuleitung ist und eine Impedanz bestimmt wird, die der Basiszone des Transistors zugeordnet ist.

15· Verfahren nach Anspruch Ik₁ dadurch geken nzeichnet, daß die der-Basiszone zugeordnete Impedanz eine Impedanz des Transistorgehäuses in Reihe mit dem Basisbahnwiderstand umfaßt und die Impedanz der an die Basiszuleitung des Transistors angeschlossenen Übertragungsleitung derart gewählt ist, daß sie gleich der charakteristischen Impedanz des Transistorgehäuses ist.

l6. Verfahren nach Anspruch 12, d a d u rch gekennzeichnet, daß eine erste Gruppe reflektometrischer Messungen unter Verwendung einer ersten Koaxialleitung als Übertragungsleitung ausgeführt wird, deren Impedanz gleich der charakteristischen Impedanz des Transistorgehäuses ist und die das eine Mal mit einem Transistor und ein anderes Mal ext einem Kurzschluß abgeschlossen ist, für jeden Abschluß ein Reflexionssignal ermittelt wird, aus Messungen der Reflexionssignale eine charakteristische Impedanz des

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- 2k -

Ersatzschaltbildes des Transistors errechnet wird, sodann eine zweite Gruppe von reflektometrisehen Messungen unter Verwendung einer zweiten Koaxialleitung als Übertragungsleitung durchgeführt wird, deren Impedanz gleich der berechneten Impedanz ist, diese zweite Koaxialleitung mit dem Transistor abgeschlossen wird, mindestens eine der Zuleitungen des Transistors einaal über einen Lastwiderstand und einmal unmittelbar an eine Bezugsspannungsquelle angeschlossen wird, für jede Anschlußform ein Reflexionssignal ermittelt wird und schließlich die restlichen Kenngrößen des Ersatzschaltbildes aus Messungen der Reflexionssignale der zweiten Meßgruppe ermittelt werden.

17· Verfahren nach Anspruch 16, dadurch geken nzeichnet, daß der Transistor in Emitterschaltung angeschlossen wird, die erste Zuleitung die Basiszuleitung des Transistors ist, die zweite Zuleitung die Emitterzuleitung ist und bei der ersten Gruppe von Messungen der Basisbahnwiderstand ermittelt wird.

l8. Verfahren nach Ansprüchen l6 oder 17, dadurch gekennzeichnet, daß die in der zweiten Gruppe von Messungen ermittelten Impedanzgrößen die Grenzfrequenz und die Kollektor-Basis-Sperrschichtkapazität einschließen.

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19· Verfahren nach Anspruch l8, dadurch gekennzeichnet, daß die in der zweiten Gruppe von Messungen ermittelten Impedanzkenngrößen die Basis-Emitter-Kapazität einschließen·

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