DE2262053C3

DE2262053C3 - Verfahren zur Bestimmung der elektrischen Parameter eines Transistors

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Publication number: DE2262053C3
Application number: DE2262053A
Authority: DE
Inventors: Shashi Dhar Fishkill N.Y. Malaviya
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1971-12-30
Filing date: 1972-12-19
Publication date: 1982-01-14
Also published as: JPS5214147B2; DE2262053A1; CA970830A; DE2262053B2; GB1404159A; FR2166227A1; JPS4881481A; US3789301A; FR2166227B1

Description

Verfahren zur Bestimmung der elektrischen Parameter eines Transistors, insbesondere im Mikrowellenbereich, die durch Kurzschluß- und Leerlaufzustände charakterisiert sind.

Bei den bekannten Verfahren zum Ermitteln der Parameter eines Transistors oder anderer entsprechender Bauelemente ersaben sich zwei wesentliche Schwierigkeiten. Zum einen sind die Anschlüsse des t,o Transistors nicht direkt zugänglich. Zwischen diesen Anschlüssen und den Meßinstrumenten befinden sich infolge der Halterung und der Einkapselung des Transistors parasitäre Elemente und Übertragungsleitungen. Die Messungen müssen somit an äußeren _t,s Anschlüssen durchgeführt werden, wobei eine anschließende Rückbeziehung auf die Anschlüsse des Transistors selbst erfolgen muß, die jedoch aufwendige Berechnungen erfordert und häufig zu Ungenauigkeiten führt Zum anderen ist es notwendig, genaue Abschlußimpedanzen für Kurzschluß- und Leerlaufzustände zur Ermittlung bestimmter Parameter vorzusehen. Es ist jedoch nicht möglich, solche Abschlußimpedanzen infolge von Induktivitäten und Kapazitäter, der Leitungen und Meßinstrumente im Mikrowellenbereich zu erreichen.

Diese Schwierigkeiten werden bei der kürzlich eingeführten Vektor-Voltmeter-Technik vermieden, bei der sogenannte Streuparameter, die Reflexions- und Übertragungskoeffizienten der an den Anschlüssen eingespeisten elektrischen Wellen darstellen, gemessen werden. Hierbei werden 50-Ohm-Standardimpedanzen sowohl an der Quelle als auch an der Last vorgesehen und die Anschlüsse werden genau auf den Mikrowellenfrequenzen gehalten Bei diesem Meßverfahren werden Ergebnisse erzielt, die nahezu unabhängig von parasitären Einflüssen sind und dadurch für das eigentliche Element und für das eingekapselte Element nahezu gleich sind. Jedoch auch dieses Verfahren besitzt gewisse Nachteile. Die Messungen werden ausschließlich bei Abschlußimpedanzen von 50 Ohm durchgeführt, so daB keine Messungen im Kurzschluß- sowie im Leerlaufzustand stattfinden. Daher sind insgesamt nur vier Messungen zjr Ermittlung der einzelnen Parameter möglich, so daß redundante Messungtn zur Überprüfung dar erhaltenen Werte nicht erfolgen können. Weiterhin kann bei diesem Meßverfahren der Parameter ß, der bei hohen Frequenzen der" bedeutendste Parameter eines Transistors ist, nicht direkt gemessen werden. Es ist daher notwendig, diesen Parameter aus den Ergebnissen der Messungen mit den Abschlußimpedanzen von 50 Ohm zu errechnen, wobei ein Kurzschlußzustand an den Ausgangsanschlüssen simuliert werden muß. Schließlich ist es mit den erhaltenen Meßwerten nur unter erheblichen Schwierigkeiten möglich, mehr als vier Transistorparameter zu berechnen, wobei die Wahrscheinlichkeit, ungenaue Parameterwerte zu erhalten, sehr groß ist (Hewlett Packard Application Note 77-1 »Transistor Parameter Measarements«, 1. Febr. 1967, S. 1-12).

Ein anderes Verfahren zur Bestimmung von Transistorparametern bei Mikrowellenfrequenzen wird in der US-Patentschrift 30 54 948 beschrieben. Hierbei wird ein sinusförmiges elektrisches Signal gleichzeitig den Eingangs- und Ausgangsanschlüssen eier Transistoren zugeführt. Die Amplitude und die Phasenlage des an die Ausgangsanschlüsse angelegten Signals werden so eingestellt, daß ein Leerlaufzustand an den Ausgangsanschlüssen nachgebildet wird. Das Verhältnis des Stroms oder der Spannung an den Ausgangsanschlüssen zum Strom oder zur Spannung an den Eingangsanschlüssen wird zur Ermittlung einer Übertragungscharakteristik gemessen. Es erfolgt auch eine derartige Einstellung der Amplitude und der Phasenlage an den Ausgangsanschlüssen, daß ein Kurzschlußzustand an diesen Anschlüssen entsteht, wobei Ströme und Spannungen an den Eingangs- und Ausgangsanschlüssen gemessen werden. Das in der genannten US-Patentschrift beschriebene Verfahren weist jedoch ebenfalls mehrere Nachteile auf. So werden die Kurzschluß- und Leerlaufzustände nicht an den Anschlüssen der Transistoren selbst, sondern an den äußeren Anschlüssen der zugeordneten Halterungs- oder Einkapselungsvorrichtungen hergestellt. Auch kann das Verfahren nicht mit Hilfe von standardmäßigen Laboreinrichtungen durchgeführt werden. Weiterhin ist bei diesem Verfahren

nicht die Messung von einfallenden und von reflektierten Wellen an den Anschlüssen der zu untersuchenden Transistoren vorgesehea Schließlich werden die Reaktanzen der Leitungen zwischen den Transistoranschlüssen und den Gehäuseanschlüssen sowie zwischen diesen und den Meßinstrumenten nicht berücksichtigt

Es ist die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe, ein Verfahren anzugeben, das die direkte, reproduzierbare und extrem genaue Bestimmung der Parameter eines Transistors bei Mikrowellenfrequenzen gestattet

Diese Aufgabe wird gelöst durch die Kombination folgender an sich bekannter Merkmale, daß an zwei Anschlüsse des Transistors gleichzeitig ein elektrisches Signal einer bestimmten Frequenz angelegt wird, daß in aufeinanderfolgenden Schritten Größe und Phasenlage des Signals an einem und dann am anderen Anschluß so eingestellt werden, daß die Kurzschluß- und Leerlaufwiderstände bewirkt werden, daß Größe und Phase der einfallenden und der reflektierten Signale gemessen werden, nachdem vorher diese Zustände an der Meßeinrichtung ohne eingesetzten Transistor ermittelt wurden.

Dieses Verfahren gestattet die Durchführung redundanter Messungen zur Überprüfung der Meßergebnisse aus einer vorausgegangenen Messung.

Durch wiederholte Messungen bei verschiedenen Frequenzen lassen sich die Transistoreigenschaften über einen weiten Frequenzbereich bestimmen. Hierbei ist vorausgesetzt, daß sich die Eigenschaften in diesem Bereich linear und langsam mit der Frequenz ändern. Es wird ein Transistor-Ersatzschaltbild verwendet, das sieben Elemente enthält, während die Ersatzschaltbilder der Transistoren bei den bekannten Meßverfahren nur vier Elemente aufweisen. Die Transistorparameter lassen sich bei Mikrowellenfrequenzen mit großer Genauigkeit und reproduzierbar ermitteln, während bei den bekannten Verfahren diese Werte für hohe Frequenzen normalerweise durch Extrapolation der bei niedrigen Frequenzen gemessenen Werte gewonnen werden. Das Verfahren ermöglicht die Messung aller wichtigen Parameter einschließlich des Wertes β und des Basiswiderstandes im Frequenzbereich von 0,1 bis 10 GHz, wobei eine Meßeinrichtung gewählt wird, die auch bei der Messung der sogenannten Streuparameter unter Benutzung von Koaxialleitungen verwendet wird.

Zusammengefaßt läßt sich die Erfindung folgendermaßen darstellen. Das erfindur.gsgemäße Verfahren basiert auf einer Kombination des Verfahrens zur Messung der Streuparameter, das besonders für Frequenzen über 0,1 GHz geeignet ist, und der Messungen bei Kurzschluß und bei Leerlauf, die sich am besten für niedrigere Frequenzen eignen.

Wenn der Reflexionskoeffizient am Eingang eines Transistors mit Hilfe der Streuparametermessung ermittelt wird, so ergibt sich ein komplexer Wert, der verschieden von +1 oder — 1 ist, da der Transistor eine endliche Eingangsimpedanz aufweist. Der Reflexionskoeffizient kann jedoch gleich +1 oder — 1 gemacht werden, indem gleichzeitig Signale den Eingangs- und den Ausgangsanschlüssen zugeführt werden. Wenn der Reflexionskoeffizient auf +1 eingestellt wird, dann wird ein Leerlauf an den Anschlüssen nachgebildet, während bei der Einstellung des Reflexionskoeffizienten auf — 1 ein Kurzschlußzustand an den Anschlüssen hergestellt wird. Der gewünschte Reflexionskoeffizient wird durch entsprechende Einstellung der relativen Größen und Phasenlagen der gleichzeitig den Eingang- und Ausgangsanschlüssen zugeführten Signale erhalten.

Die Eingangsimpedanz des Transistors kann durch Messung der einfallenden und reflektierten Welle am Eingang bei Kurzschluß oder Leerlauf am Ausgang bestimmt werden. Der Kurzschlußstrom oder die Leerlaufspannung des Ausgangs können aus den gemessenen Werten für die einfallende oder für die reflektierte Welle am Ausgang berechnet werden. Da auch die Eingangsspannung aus den gemessenen Werten für die einfallende und die reflektierte Welle am

ίο Eingang berechnet werden kann, läßt sich auf einfache Weise die Transmittanz (Kurzschluß-Übertragungsadmittanz rückwärts bei kleiner Aussteuerung) des Transistors bestimmen. Die Ausgangsimpedanz und die Remittanz (Kurzschluß-Übertragungsadmittanz vorwärts bei kleiner Aussteuerung) können in gleicher Weise durch Bildung eines effektiven Kurzschluß- oder Leerlaufzustandes an den Eingangsanschlüssen ermittelt werden.
Einer der wesentlichen Gründe für die Wahl der Streuparanietermessung bei hohen Frequenzen besteht darin, daß keine Instrumente vorhanden sind, die Kurzschlußströme oder Leerlaufspannungen ohne nachteilige Beeinflussung der Zustände an den Anschlüssen der geprüften Transistoren messen können.

Ein weiterer Grund besteht in dem Problem des physikalischen Zugriffs zu den tatsächlichen Eingangsund Ausgangsanschlüssen der Transistoren. Schon die kürzesten Leitungsverbindungen können die Meßwerte erheblich beeinflussen, insbesondere bei Frequenzen

jo über 0,5 GHz.

Diese Probleme werden im vorliegenden Verfahren durch Verwendung der für die Streuparametermessung benutzten Einrichtung und durch Erzeugung von Kurzschluß- und Leerlaufzuständen tief innerhalb der vollständig abschirmenden Kapselung durch ausschließliche Verwendung von extern angelegten Signalen überwunden. Durch einen neuen Eichvorgang können die Werte für die Leerlaufspannungen und die Kurzschlußströme an den tatsächlichen Anschlüssen der Transistoren aus den gemessenen Werten für die einfallenden und reflektierten Wellen an den Anschlüssen der zugeordneten gerichteten Kopplungsstufen ermittelt werden.
Es werden dabei zuerst die gerichteten Kopplungsstufen geeicht, indem die Verluste und Phasenverschiebungen der hierdurch in beiden Richtungen übertragenen Signale bestimmt werden. Dann wird die Haltevorrichtung geeicht, wobei zunächst der Transistor entfernt ist und die Verluste und Phasenverschiebungen bei unterbrochenem Stromkreis an den Eingangs- und Ausgangsanschlüssen bestimmt werden. Anschließend werden die Eingangs- und Ausgangsanschlüsse direkt miteinander verbunden und es werden die Verluste und Phasenverschiebungen der beiden Richtungen übertragenen Signale ermittelt. Es wird nun der Transistor in die Haltevorrichtung eingesetzt und es wird ein sinusförmiges Signal mit einer Mikrowellenfrequenz gleichzeitig dem Eingangs- und Ausgangsanschluß der Haltevorrichtung zugeführt. Die relativen Größen und Phasenlagen der Signale an den Anschlüssen werden so eingestellt, daß aufeinanderfolgend Kurzschluß- und Leerlaufzustände an den Eingangs- und Ausgangsanschlüssen auftreten. Für jeden dieser Zustände werden .^Hie Größe und die Phasenlage der einfallenden und der

b5 reflektierten Signalwellen an den Anschlüssen gemessen. Die Meßwerte können dann zur Berechnung von vier der üblichen Transistorparameter verwendet werden. Ein zweiter Satz von Meßwerten bei einer

anderen Mikrowellenfrequenz der Signale kann zur Berechnung weiterer Transistorparameter benutzt werden. Der Parameter β des Transistors kann direkt aus den Messungen mit nur einer Frequenz bestimmt werden.

Die Erfindung wird im folgenden an Hand eines in den Figuren d> gestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild zur Durchführung des beanspruchten Verfahrens,

Fig. 2 das Ersatzschaltbild eines Transistors bei Mikrowellenfrequenzen,

F i g. 3 ein schematisches Schaltbild, das zur Erläuterung des Eichens einer gerichteten Kopplungsstufe in der Vorwärtsrichtung dient,

F i g. 4 ein schemattsches Schaltbild, das zur Erläuterung des Eichens einer gerichteten Kopplungsstufe in der Rückwärtsrichtung dient,

F i g. 5 ein schematisches Schaltbild, das zur Erläuterung des Eichens der Haltevorrichtung des Transistors im Leerlaufzustand am Eingang dient,

F i g. 6 ein schematisches Schaltbild, das zur Erläuterung des Eichens der Haltevorrichtung des Transistors im Leerlaufzustand am Ausgang dient,

F i g. 7 ein schematisches Schaltbild, das zur Erläuterung des Eichens des Übertragungsverhaltens der Haltevorrichtung in der Vorwärtsrichtung dient,

F i g. 8 ein schematisches Schaltbild, das zur Erläuterung des Eichens des Übertragungsverhaltens der Haltevorrichtung in der Rückwärtsrichtung dient,

F i g. 9 ein schematisches Schaltbild, das zur Erläuterung der Transistormessungen bei Kurzschluß am Ausgang dient,

Fig. 10 ein schematisches Schaltbild,das zur Erläuterung der Transistormessungen bei Leerlauf am Ausgang dient,

F i g. 11 ein schematisches Schaltbild, das zur Erläuterung der Transistormessungen bei Kurzschluß am Eingang dient,

Fig. 12 ein schematisches Schaltbild,das zur Erläuterung der Transistormessungen bei Leerlauf am Eingang dient und

Fig. 13 eine Draufsicht der Haltevorrichtung für den Transistor.

Fig. 1 stellt eine Anordnung dar, mit der das beanspruchte Verfahren durchgeführt werden kann. Es ist ein Generator 1 vorgesehen, der sinusförmige Signale mit einer beliebigen Mikrowellenfrequenz im Bereich von 0,1 bis 10,0 GHz erzeugt. Der Generator 1 ist mit einem Verteiler 2 verbunden, dessen erste Ausgangsklemme 3 an ein grob wirkendes Dämpfungsglied 4 angeschlossen ist. Mit diesem ist ein fein wirkendes Dämpfungsglied 5 in Reihe geschaltet. Das Dämpfungsglied 5 ist mit einer, eine Vorspannung bewirkenden T-Schaltung 6 verbunden. Diese besteht aus einer Induktivität 7 und einem Kondensator 8. Die Induktivität 7 der T-Schaltung 6 steht mit einer variablen Gleichspannungsquelle S in Verbindung. Der dritte Anschluß der T-Schaltung 6 ist mit einer gerichteten Kopplungsstufe 10 verbunden, die ihrerseits auf der anderen Seite an die Eingangsklemme 12 einer Haltevorrichtung 11 für einen Transistor angeschlossen ist. Die Basis des zu prüfenden Transistors Tist ebenfalls mit der Eingangsklemme 12 verbunden. Der Emitter des Transistors T liegt über eine Klemme 13 auf ErdpotentiaL Der Kollektor des Transistors Tist an die Klemme 14 der Haltevorrichtung 11 angeschlossen.

Die Klemme 14 ist weiterhin mit einer gerichteten Kopplungsstufe 15 verbunden, deren anderes Ende an eine, eine Vorspannung bewirkende T-Schaltung 16 angeschlossen ist. Diese T-Schaltung weist eine Induktivität 17 sowie einen Kondensator 18 auf. Mit der Induktivität 17 ist über ein Amperemeter 19 eine variable Gleichspannungsquelle 20 verbunden. Der Kondensator 18 steht in Verbindung mit einer Reihenschaltung aus einem fein wirkenden Dampfungsglied 21, einem grob wirkenden Dämpfungsglied 22 und einem Leitungsstrecker 23. Dieser ist an die zweite Ausgangsklemme 24 des Verteilers 2 angeschlossen. Der Meßeingang A des Vektor-Voltmeters 25 ist über eine Leitung 25' mit einem Anschluß der gerichteten Kopplungsstufe 10 und der Meßeingang B über eine Leitung 25" mit einem Anschluß der gerichteten Koppiungsstufe 15 verbunden.

in Fig. 13 ist die Haltevorrichtung 11 für den Transistor Tnäher dargestellt. Sie weist ein Gehäuse 11' auf, das von einer teilweise dargestellten Deckplatte 26 abgedeckt wird. Die Deckplatte wird durch Schrauben 27 befestigt. Das Gehäuse 11' weist einen inneren Hohlraum 28 auf, in dem sich eine vertikal verlaufende Rippe 29 zwischen der oberen Gehäusewand 30 und der unteren Gehäusewand 31 erstreckt. Eine koaxiale Buchse 32 ist an der linken Gehäusewand 33 und eine koaxiale Buchse 34 an der rechten Gehäusewand 35 angeordnet. Durch die Gehäusewände 33 bzw. 35 erstreckt sich jeweils einer der beiden zylindrischen Leiter 36 bzw. 37. Die Buchse 32 stellt den mit der Basis des Transistors T und die Buchse 34 den mit dem Kollektor des Transistors !"verbundenen Anschluß der Haltevorrichtung U dar.

Die Rippe 29 ist mit länglichen Schlitzen 38 und 39 versehen, in denen sich die Erdleitungen 40 und 41 befinden, die sich in radialer Richtung vom Körper 42 des Transistors T weg erstrecken. Der Transistor T ist weiterhin mit einer Basisleitung 43 und einer Kollektorleitung 44 versehen, die sich in in den zylindrischen Leitern 36 und 37 horizontal verlaufenden Schlitzen 145 und 146 befinden. Die strichüert dargestellten Kreise 147 und 148 deuten an der Unterseite der Deckplatte 26 befestigte Stifte an, die gegen die Leitungen 43 und 44 drücken und somit einen guten elektrischen Kontakt zwischen diesen und den zylindrischen Leitern 36 und 37 herstellen.

Um die Wechselstromparameter des Transistors aus den Messungen abzuleiten, kann ein Ersatzschaltbild des Transistors mit sieben Elementen verwendet werden, so wie es in F i g. 2 dargestellt ist. Es werden folgende Definitionen benutzt:

Z = Za. -t- Z, -f t/S-i- i iZ... < 1 a!

(Ib)

(Ic)

(Id)

-^-1 - JkJ ₍₁ e)

z„„

Z,'

= Z +.vZ-

Z₄)

Die folgenden Beziehungen werden aus der Theorie der (ibertragungsleitungen mit geringen Verlusten abgeleitet:

V, ■■= Γ/ + Y

Hierin bedeuten V₁ * und K komplexe Werte, die den Größen und Phasenlagen der einfallenden und reflektierten Wellen am Kollektoranschluß darstellen.

v_H = v.

V,

Hierin bedeuten VV und VV komplexe Werte, die die Größen und Phasenlagen der einfallenden und reflektierten Wellen am Basisanschluß des Transistors darstellen.

z,„ -

ι ;	-	Γ,
ι ·	Z₁₁	_v
	Z_t,
	+	r.

ΙΊ, -

z, -

Z₀ bedeutet hier die Leitungsübertragungsimpedanz, die 50 Ohm entspricht, und o_f,_n stellt den Reflexionskoeffizienten am Eingangsanschluß dar. o_e,„ entspricht dem Verhältnis von V/,- : V/.-.

r; + κ

V - V

Z₀ = IU^z,

Q_aui stellt hier den Reflexionskoeffizienten am Ausgangsanschluß dar. Er entspricht dem Verhältnis V,- : Vc-.

Da die Spannungen in dbm gemessen werden, muß die folgende Beziehung verwendet werden, um diese Spannungen in Volt zu erhalten:

V =

V2Oexp(O,1151293lml)

[V]

Hierin bedeutet m die gemessene Größe in dbm.

Diese Beziehung ist gültig für Werte unter null dbm, was für Laboratoriumsmessungen in der Regel der Fall ist

Durch Anwendung der obigen Beziehungen auf die erhaltenen Meßwerte können die Werte von Z_x bis Zi in der nachfolgend beschriebenen Weise erhalten werden.

In den Fi g. 3 und 4 sind schematisch die Anordnungen zum Eichen der gerichteten Kopplungsstufen 10 und 15 dargestellt Es werden die Verluste und die Kopplungskoeffizienten jeder Kopplungsstufe ermittelt F ί g. 3 zeigt die Bestimmung des Vorwärtsverlustes und des Kopplungskoeffizienten des Anschlusses A Aus

Fig. 4 ist die Ermittlung des Rückwärtsverlustes und

(1) des Kopplungskoeffizienten des Anschlusses B ersichtlich.

In Fig. 3 ist der Ausgang eines Generators 1 über

(2) > eine T-Schaltung 45 mit dem Eingangsanschluß der

Kopplungsstufe IO bzw. 15 verbunden. Deren Ausgangsanschluß steht über eine T-Schaltung 46 mit einem ₍ ^ 50-Ohm-Abschluß 46' in Verbindung. Die Anschlüsse A

und Ader Kopplungsstufe sind in gleicher Weise mit den T-Schaltungen 47 und 48 verbunden, denen jeweils ein 50-Ohm-Abschluß 47' bzw. 48' nachgeschaltet ist.

Der Generator 1 wird so eingestellt, daß er ein sinusförmiges Signal mit der gewünschten Mikrowellenfrequenz liefert. Der Meßeingang A des Vektor-VoIt-

(4) r> meters 25 wird zuerst an den Anschluß 45" der

T-Schaltung 45 und dann an den Anschluß 47" der T-Schaltung 47 angeschlossen, um das Eingangssignal (C dbm) der Kopplungsstufe und das über den Anschluß A abgeführte Signal (A'dbm) zu ermitteln. -'<> Der Meßeingang A wird dann mit dem Anschluß 46" der T-Schaltung 46 verbunden, um das Ausgangssignal (Z-'dbm)der Kopplungsstufe 10 bzw. 15 zu messen.

Der Vorwärtsverlust in den Kopplungsstufen 10 bzw. 15 ergibt sich zu

F=G'-L'db.

Der Kopplungskoeffizient für den Anschluß A beträgt:

A"G'-A'db.

J(I

In Fig.4 sind der Signalgenerator 1 mit der T-Schaliung 46 und der 50-Ohm-Abschluß mit der T-Schaltung 45 verbunden. Die Messungen werden in entsprechender Weise wie bei der Anordnung nach Γι F i g. 3 durchgeführt. Der Rückwärtsverlust der Kopplungsstufen 10 bzw. 15 ergibt sich zu:

R=L'-G'db.

Der Kopplungskoeffizient für den Anschluß B w beträgt:

B=L'-B'db.

(5) Bei aus der Haltevorrichtung 11 entferntem Transistor Fwerden die einfallenden und reflektierten Wellen

·»"> an den Anschlüssen A und B der Kopplungsstufen 10 und 15 wie folgt gemessen:

1. Meßeingang A verbunden mit Anschluß A der Kopplungsstufe 15: VV "-AA dbm_:0°

2. Meßeingang B verbunden mit Anschluß B der Kopplungsstufe 15: V₁- = -BA dbm; GA ^c

~». iTtCLrCtUgSPg r\ VcTL/Uriucn ΓΠίί rtiiSCinUu η kiCT

Kopplungsstufe 10: VV = - CA dbm;0°
4. Meßeingang B verbunden mit Anschluß B der .. Kopplungsstufe 10: VV = - DA dbm; IA °.

V_c ⁺ stellt die Größe und die Phasenlage der in F i g. 6 von rechts nach links verlaufenden, am Kollektoranschluß 34 der Haltevorrichtung U eingespeisten Welle dar. VV bedeutet die Größe und die Phasenlage der in

μ Fig.6 von links nach rechts verlaufenden, am Kollektoranschluß 34 der Haltevorrichtung 11 reflektierten Welle. VV gibt die Größe und die Phasenlage der in Fig.5 von links nach rechts verlaufenden, am Basisanschluß 32 der Haltevorrichtung 11 eingespeisten Welle wieder. W stellt die Größe und die Phasenlage der in Fig.5 von rechts nach Bnks verlaufenden, am Basisanschluß 32 der Haltevorrichtung 11 reflektierten Welle dar.

130262/98

Wenn nun der Transistor Tin die Haltevorrichtung 11 eingesetzt wird und der Generator 1, der Leitungsstrckker 23 sowie die Dämpfungsglieder 4, 5, 21 und 22 so eingestellt werden, daß der Ausgangsreflexionskoeffizient - (BA - AA) db, GA" beträgt, d. h. dem im obigen ^r> Fall gleich ist, dann besteht an den Ausgangsanschlüssen des Transistors ein effektiver Leerlaufzustand. Die hierbei gemessenen Werte für die Eingangsimpedan/, und weitere Parameter sind somit dem Leerlaufzustand zugeordnet. Die Anordnung kann auch so eingesiellt i< > werden, daß der Eingangsreflexionskoeffizient -(DA-CA) db, IA" beträgt, so daß der effektive Leerlaufzustand an den Eingangsklemmen des Transistors auftritt. Effektive Kurzschlußzustände erhält man, indem man die entsprechenden Reflexionskoeffizienten auf gleiche Größe, in der Phasenlage jedoch um 180° versetzt gegenüber den Refiexionskueffi/.iemen bei Leerlauf einstellt.

Wie die F i g. 7 und 8 zeigen, sind die Eingangs- und Ausgangsanschlüsse der Haltevorrichtung 11 durch 2» einen metallischen Leiter 49 miteinander verbunden.

In Fig. 8 wird ein Signal am Ausgangsanschluß eingespeist, während der Eingang mit einer Impedanz von 50 Ohm abgeschlossen ist. Die Übertragungscharakteristiken in Rückwärtsrichtung werden wie folgt ermittelt:

1. Meßeingang A verbunden mit Anschluß A der Kopplungsstufe 15: V₁ ⁺ = - AB abm.Q"

2. Meßeingang B verbunden mit Anschluß B der Kopplungssiufe 10: V₆- = - DA dbm, IB".

Das Signal wird nun gemäß Fig. 7 am Eingang eingespeist, während der Ausgang mit einer Impedanz von 50 Ohm abgeschlossen ist. Die Übertragungscha- J5 rakteristiken in Vorwärtsrichtung werden wie folgt ermittelt:

3. Meßeingang A verbunden mit Anschluß A der Kopplungsstufe 10: IV CB dbm,0° w

4. Meßeingang B verbunden mit Anschluß B der Kopplungsstufe 15: V₁.- = - BBdbm, CB".

Wenn der Transistor nun in die Haltevorrichtung 11 eingesetzt wird und diese Messungen wiederholt werden, dann kann die Differenz der einzelnen Meßwerte auf das Vorhandensein des Transistors zurückgeführt werden. Wird V₄ ⁺ für beide Messungen gleich gehalten und ergibt sich bei V_c- eine Erhöhung um +6 db; 40°, dann ist der Gewinn des Transistors in Vorwärtsrichtung 6 db; 40°.

Es wird nun bei eingesetztem Transistor die Anordnung nach F1 g. 1 verwendet Signale mit einer ausgewählten NÄikrowellenfrequenz werden gleichzeitig sowohl den Eingangs- als auch den Ausgangsanschlüs- ss sen zugeführt Die entsprechenden Amplituden und Phasenlagen werden so eingestellt, daß V_c- um [BA-AA) db niedriger ist als V_c ⁺, mit einem Phasenwinkel GA ± 180°. In Übereinstimmung mit Fig.9 weiden nun die folgenden Messungen durchgeführt:

1. Meßeingang A verbunden
Kopplungsstufe 15: K⁺ = -

2. Meßeingang B verbunden
Kopplungsstufe 15: V_c~ = —

3. Meßeingang A verbunden
Kopplungsstufe 10: V_b ⁺ = -

4. Meßeingang B verbunden
Kopplungsstufe 15: V₁- = —

5. Meßeingang B verbunden
Kopplungsstufe 10: V/r = —

mit Anschluß A der

ACdbm;0°

mit Anschluß B der

BCdbm; GA ± 180°

mit Anschluß A der

CCdbm;0°

mit Anschluß B der

ßCdbm; GC"

mit Anschluß B der

DCdbm; IC.

Es wird nun V₁. auf -(BA — AA) db, GA" in bezug auf V₁ ⁺ eingestellt, so daß sich am Ausgang ein Leerlaufzustand einstellt. Es folgen nun die gleichen Messungen wie beim vorhergehenden Kurzschlußzustand am Ausgang. Fig. 10 dient zur Erläuterung dieser Messungen:

1. Meßeingang A verbunden mit Anschluß A der Kopplungsstufe 15: V_c ⁺ =ABdbm;0°

2. Meßeingang B verbunden mit Anschluß B der Kopplungsstufe 15: V. - = - ßDdbm; GA "

3. Meßeingang A verbunden mit Anschluß A der Kopplungsstufe 10: V₄ ⁺= -CDdbm;0°

4. Meßeingang B verbunden mit Anschluß B der Kopplungsstufe 15: V_c- = fiDdbm; GDP

5. Meßeingang B verbunden mit Anschluß B der Kopplungsstufe 10: V₄- = - DDdbm; IDP.

Es wird nun ein Kurzschlußzustand am Eingang hergestellt. Hierzu wird V₄- auf -(DA-CA) db, IA ± 180° gegenüber V₄ ⁺ eingestellt. Es werden folgende Messungen durchgeführt (F ig. 11):

1. Meßeingang A
Kopplungsstufe

2. Meßeingang B
Kopplungsstufe

3. Meßeingang A
Kopplungsstufe

4. Meßeingang B
Kopplungsstufe

5. Meßeingang B
Kopplungsstufe

verbunden
10: V_b* = verbunden
10: V„- = verbunden
15: V_c+= verbunden

15: Vc"

verbunden
10: V_b- = -

mit Anschluß A der

C£dbm;0°

mit Anschluß B der

D£dbm;M ± 180°

mit Anschluß A der

AEdbm-,0"

mit Anschluß B der

BE dbm; GE°

mit Anschluß B der

D£dbm; IE".

Vh- wird nun auf — (DA — CA) db, IA" gegenüber Vb⁺ eingestellt, wodurch am Eingang der Leerlaufzustand auftritt Es werden entsprechend Fig. 12 folgende Messungen durchgeführt:

1. Meßeingang A verbunden mit Anschluß A der Kopplungsstufe 10: V₄ ⁴ = -CFdbm;0°

2. Meßeingang B verbunden mit Anschluß B der Kopplungsstufe 10: V₄- = - DFdbm; IA "

3. Meßeingang A verbunden mit Anschluß A der Kopplungsstufe 15: V_c* = -.AFdbm;0^o

4. Meßeingang B verbunden mit Anschluß B der Kopplungsstufe 15: V_c- = -SFdbm; GF°

5. Meßeingang B verbunden mit Anschluß B der Kopplungsstufe 10: V_b~ = - DFdbm; IF°.

Es werden folgende Eichkorrekturen vorgenommen:

1. Bei Kurzschluß am Ausgang

Zur Ermittlung des wahren Wertes von Vj, aus den gemessenen Weiten dient folgende Beziehung: Vt = {-CC-Fm+ A₁₀) dbm /V .

11

Zur Ermittlung des wahren Wertes von V₁, aus den gemessenen Werten dient fclgende Beziehung

V₁, = -(DC -CC -DA + CA) dh /(IC-IA)⁰ . wobei sich unter Bezugnahme auf V₁, ergibt:

V, = ( -CC - F_w + A_1n- DC + CC + DA - CA ) dbm /( IC-IA)⁰ . Zur Ermittlung des wahren Wertes von I ,, dient folgende Beziehung:

V_I, = (-IiC + CC + BB- CB ) db /(GC - GB )° , so daß sich unter Bezugnahme auf V₁, folgendes ergibt:

Vl = (-CC - F_n, + A_w -BC + CC + BB-CB) dbm /(GC - GB )° .

2. Bei Leerlauf am Ausgang Zur Bestimmung des wahren Wertes von VX dient folgende Beziehung:

Vl = (-CD-/-Ίι,+ /<„,) dbm /0° .
Zur Bestimmung des wahren Wertes von V₁, dient folgende Beziehung:

V_h - - (DD - CD -DA+ CA) Ub /(ID -IA)⁰ , wodurch sich unter Berücksichtigung von V), ergibt:

V₁, = ( -CD- /j,, + Λ,,, - DD+CD +DA - CA ) dbm /(ID-IA )° . Zur Ermittlung de?: wahren Wertes von C, aus den gemessenen Werten gilt folgende Beziehung:

V, = (-BD + CD +BB-CB) db /(GD- GB)° , so daß sich unter Berücksichtigung von V], ergibt:

V_I. = (-Cg-fn. + ^u

3. Bei Kurzschluß am Eingang Zur Ermittlung des wahren Wertes von V*. dient folgende Beziehung:

V* = (-AE-Rw +Ag,) dbm /0° .
Zur Ermittlung des wahren Wertes von V~ dient folgende Beziehung:

V- = - (BE -AE -BA + AA) db /(GE-GA)⁰ , so daß sich unter Berücksichtigung von V* ergibt:

V _c = (-AE-Rj₅+ A₁₅ -BE + Ab + BA -AA) dbm /(GE-GA)⁰ . Zur Bestimmung des wahren Wertes von Vl gilt:

V'_b = (-flE+yJ£+Z)g-ylS)db /(IE-IB)⁰ , so daß sich unter Berücksichtigung von V* ergibt:

VI = (-AE-R_i5 +A₁₅ -DE+AE+DB -AB) dbm /(IE-IB)° .

4. Bei Leerlauf am Eingang

Zur Ermittlung des wahren Wertes von V* dient folgende Beziehung: Vt = (-AF- Ru +A_i5) dbm /fr» .

Zur Bestimmung des wahren Wertes von V'_c gilt:

V₁ (BF-AF-BA +AA)Ub /(GF- GA )°

wobei sich unter Berücksichtigung von V* ergibt:

V- = (- AF- R_ti+A_IS-BF+AF+BA-AA) übm /(GF-GA)⁰ . Zur Bestimmung des wahren Wertes von V~_b gilt: Vi = (-DF+AF+DB-AB) db /(/F-IB)" . wobei sich unter Berücksichtigung von V* ergibt:

Vl = (-AF- R₁₅ + A,₅ - DF+ AF+ DB - AB) dbm /(1F-1B)° .

Berechnungen für den Kurzschlußzustand am Ausgang

Für Vl = 0 ergeben die Gleichungen (4) und (5):

vt = -v; -2v;

und
Z₁ - ZTD = Z₂ - Z,

vi - ν,

-Z_x, (11)

Die Gleichungen (10) und (11) stellen zwei weitere Beziehungen zwischen gemessenen Werten und den 2^r> vier Unbekannte ■ dar.

Die Gleichung (3) reduziert sich zu:

Berechnungen für den Kur/schluB/ustand am Eingang

Z₃+Z₄ _

(7a) Für

(mit Gleichung (I))

Aus den Gleichungen (4) und (6) ergibt sich: „ _ , 2 V₁ _ Zi+Z,

= ο

ergibt sich aus Gleichung (2):

VI

v:-v_h z₂+Zi

Die Gleichungen (2) und (7) ergeben:

Z,v - -P- = Z₁ +x,Z₂ =

Vt - V₁,

Z,

(12)

Die Gleichungen (8) und (9) stellen zwei Beziehungen zwischen den gemessenen Werten und den vier Unbekannten Z_x bis Z₄ dar.

Berechnungen für den Lcerlaufzusland am Ausgang

Für /, = O erhält man:

so daß

.ν,,= I + — 1.0

Gleichung (3) kann dadurch in lolgender Weise dargestellt werden:

₄- XE(Z₂ +Z₁) -(Z₁ + Z₄) = - (13)

2 I ,,

Berechnungen für den Lecrlaufzustand am Hingang

In diesem Fall ist V'_h = V₁.. Durch Multiplikation der Gleichungen (2) und (3) mit Z₁, wobei /, = 0 gesetzt wird, erhält man:

so daß

(14)

Weiterhin sind
/,„, ^ ZIM)

i',: ι,

/„ (10)

und und

h, so dalJ su'li schließlich ergibt:

I/ I

Die Gleichungen (12), (13), (14) und (15) ergeben vier weitere Beziehungen zwischen den gemessenen Werten unrl den vier Unbekannten Z\ bis Zt.

Berechnung der Unbekannten Z\ bis Z»

Die Gleichungen (8), (9* (10), (U), (12), (13), (14) und (15) ergeben insgesamt acht Gleichungen, aus denen die vier Unbekannten Z\ bis Zt, ermittelt werden können. Es werden hierzu folgende Lösungen vorgeschlagen:

Unter Verwendung von Gleichung (14) erhält man: ι ο

ζ -

Aus Gleichung (10) ergibt sich:

Z, = ZlND - Z₂.
sowie aus Gleichung (15):

Zy = ZOUTF- Z₂
und aus Gleichung (11):

25

Z₄ = Z₇ - ZTD

Diese Ergebnisse erhält man auch durch Verwendung der verbleibenden vier Gleichungen, wie im folgenden gezeigt wird: w

Aus den Gleichungen (9) und (12) ergibt sich:

Z, =

XC

1

XE

-Z₁

= ZTEZ(XE-XC)-Z₁

Z₄ = XC(Z-, +Z,)-Z,

Nachdem in der beschriebenen Weise die Werte für Zi, Zj, Z3 und Z\ bestimmt wurden, können aus den Gleichungen (1 a) bis (1 e) vier der sieben Transistorparameter Zba Zf, Q, Z_n, Zb, Z_L und Z_c berechnet werden, wobei Werte für die verblei enden drei Parameter angenommen werden.

Soweit wie bisher beschrieben, wurden alle Messungen bei einer einzigen Mikrowellenfrequenz im Bereich von 0,1 bis 10 GHz durchgeführt. Diese Messungen ermöglichen die Berechnung von vier der sieben in Fig. 2 gezeigten Fransistorparameter. Durch Wiederholung der Messungen bei einer anderen Mikrowellenfrequenz erhält man einen zweiten Satz νυη Gleichungen, mit dem unter Benutzung des ersten Gleichungssat-

zes die Berechnung der Werte für die drei verbleibenden Transistorparameter erfolgen kann. Diese Berechnungen liegen innerhalb des fachmännischen Könnens.

Die fc'genden Betrachtungen führen zur Bestimmung des Parameters β in seiner klassischen Form. Es wird hierzu die Gleichung (Id) aufeinanderfolgend bei zwei verschiedenen Freouenzen betrachtet Hieraus ergibt sich:

Hierbei sind die nicht mit einem Strich versehenen Größen der einen Frequenz und die mit einem Strich versehenen Größen der anderen Frequenz zugeordnet

Da Zj, Z4, Zi und Z'₄ bekannte komplexe Werte darstellen, die in der bereits beschriebenen Weise aus den gemessenen Werten hergeleitet werden können, enthalten die beiden vorstehenden Gleichungen lediglich zwei komplexe Unbekannte, nämlich β und Z₀ wobei angenommen wird, daß Z'_cund ß' durch Z_c und β in Abhängigkeit von den beiden Frequenzen ausgedrückt werden können. Mit Hilfe der beiden Gleichungen können somit Z₁ und β bestimmt werden.

Zwei der ursprünglichen sieben (komplexen) unbekannten Elemente des Transistormodells sind somit ermittelt Die mathematische Komplexität des Problems ist dadurch beträchtlich vermindert, da jetzt nur noch fünf Unbekannte verbleiben.

Für den Parameter β gilt die klassische Beziehung:

ß = ß» —

ω
ΊΓβ

XE W

Aus den Gleichungen (7a) und (13) ergibt sich:

ZTE = (Z₂+ Zy)(XE- A'C),
so daß ⁴'

Hierin bedeuten:

ßo den Wert für β bei niedrigen Frequenzen,
r die effektive Durchgangszeit für die Minoritätsträger in der Basisregion und
(ύβ die j3-Grenzfrequenz des Transistors.

Der Wert für ß_o wird in bekannter Weise mit Hilfe unabhängiger Messungen bestimmt, so daß die Beziehung für β nur die beiden Unbekannten r und (ύβ enthält. /T kann in einfacher Weise bestimmt werden, indem ω in der vorstehenden Beziehung für β durch ω' ersetzt wird. Somit kann ß, das den wichtigsten Transistorparameter bei hohen Frequenzen darstellt, in seiner klassischen Form ermittelt werden.

Mathematische Lösungen für die verbleibenden fünf Unbekannten können dadurch erhalten werden, daß man ihre Frequenzabhängigkeit auf dor Basis der physikalischen Struktur des Transistors definiert. Zum Beispiel kann angenommen werden, daß Z„ und Z_f reine Kapazitäten, Zt_x, Z„ und Z_c Leitwerte mit parallelgeschalteten Kapazitäten sowie Z₁ die Reihenschaltung einer Induktivität und eines Widerstandes darstellen. Mit Hilfe dieser Annahmen kann dann die Frequenzabhängigkeit dieser Elemente des Transistormodells definiert werden.

Hier/u 4 Dliiti Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Verfahren zur Bestimmung der elektrischen Parameter eines Transistors, insbesondere im Mikro-Wellenbereich, die durch Kurzschluß- und Leerlaufzustände charakterisiert sind, gekennzeichnet durch die Kombination folgender an sich bekannter Merkmale.

daß an zwei Anschlüsse des Transistors gleichzeitig ein elektrisches Signal einer bestimmten Frequenz angelegt wird, daß in aufeinanderfolgenden Schritten Größe und Phasenlage des Signals an einem und dann am anderen Anschluß so eingestellt werden, daß die Kurzschluß- und Leerlaufwiderstände bewirkt werden,

daß Größe und Phase der einfallenden und der reflektierten Signale gemessen werden, nachdem vorher diese Zustände an der Meßeinrichtung ohne eingesetzten Transistor ermittelt wurden.

2. Verfahren nach Anspruch I, dadurch gekennzeichnet, daß an beide Anschlüsse gleichzeitig Signale einer ersten Frequenz und anschließend einer zweiten Frequenz angelegt werden.

3. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Anschlüsse des Transistors in einer Haltevorrichtung angeordnet werden, wobei zusätzlich bei nicht eingesetztem Transistor an die voneinander getrennten Anschlüsse der Haltevorrichtung jeweils sinusförmige Mikro- m Wellensignale angelegt und an diesen die Größen und Phasenlagen der einfallenden und der reflektierten Signale gemessen werden und wobei bei nicht eingesetztem Transistor jeweils an einem der direkt miteinander verbundenen Anschlüsse sinusförmige Mikrowellensignale angelegt und an diesem Anschluß das einfallende Signal sowie am anderen Anschluß das übertragene Signal gemessen werden.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß bei nicht eingesetztem Transistor und voneinander getrennten Anschlüssen der Verlust bei offenem Stromkreis und die Phasenverschiebung an jedem Anschluß gemessen werden und daß bei nicht eingesetztem Transistor und direkt miteinander verbundenen Anschlüssen der Verlust und die 4^r> Phasenverschiebung eines zwischen den Anschlüssen übertragenen Signals gemessen werden.