DE69732867T2

DE69732867T2 - Verbesserungen an Schieberegistern unter alleiniger Verwendung von "MIS" Transistoren

Info

Publication number: DE69732867T2
Application number: DE69732867T
Authority: DE
Inventors: François Maurice; Hugues Lebrun; Eric Sanson
Original assignee: Thales Avionics LCD SA
Current assignee: Thales Avionics LCD SA
Priority date: 1996-01-11
Filing date: 1997-01-09
Publication date: 2006-04-13
Anticipated expiration: 2017-01-10
Also published as: EP1156491A2; JP4035548B2; DE69713687D1; DE69713687T2; KR100450865B1; KR19980702957A; DE69732867D1; JP2006127751A; EP1156491B1; EP1156491A3

Description

Die vorliegende Anmeldung ist eine Ausscheidung aus der Anmeldung EP 97 900 253.2 .
Die in dieser Anmeldung beschriebene Erfindung betrifft Schieberegister, die MIS-Transistoren (für Metall, Isolierung, Halbleiter) gleicher Polarität verwenden. Sie betrifft genauer eine Weiterentwicklung der Schieberegister, die eine begrenzte Anzahl von "MIS"-Transistoren gleicher Polarität verwendet und die Auswahl der Pixelzeilen eines Flachbildschirms ermöglicht.
Ein Flachbildschirm, insbesondere ein Flüssigkristall-Flachbildschirm, besteht aus einer bestimmten Anzahl von in Zeilen und Spalten angeordneten elektrooptischen Zellen, die je von einer Schaltvorrichtung gesteuert werden und zwei Elektroden aufweisen, die einen Flüssigkristall umrahmen, dessen optische Eigenschaften in Abhängigkeit vom ihn durchquerenden Feld verändert werden. Die aus der Schaltvorrichtung, der Elektrode, dem Flüssigkristall, der Gegenelektrode bestehende Einheit bildet, was man ein "Pixel" oder einen Bildpunkt nennt. Die Adressierung dieser Pixel erfolgt über Auswahlleitungen, die den leitenden und den Sperrzustand der Schaltvorrichtung steuern, und über Spalten oder Zeilen von Daten, die, wenn die Schaltvorrichtung leitend ist, eine an die Klemmen der Elektroden angelegt Spannung übertragen, die dem anzuzeigenden Datensignal entspricht, d.h. einer Graustufe.
Gemäß einer besonders vorteilhaften Ausführungsform sind die Elektroden, die Schaltvorrichtungen, die Zeilen und Spalten auf die gleiche Substratplatte aufgebracht und eingraviert, um die aktive Matrix des Bildschirms zu bilden. In diesem Fall können die Peripheriesteuerungsschaltungen, d.h. die Auswahlleitungs-Abtastvorrichtung, die die anzuzeigenden waagrechten Zeilen auswählt, und die Schaltungen, die die Spalten steuern, direkt in die die aktive Matrix tragende Substratplatte integriert sein und gleichzeitig mit dieser hergestellt werden. Diese erfordern also, insbesondere, wenn die Anzahl von Pixeln sehr hoch ist, das Vorhandensein kleinstmöglicher und einfachster Steuerschaltungen, um zu einem hohen Herstellungs-Leistungsgrad zu kommen. Es kann außerdem vorteilhaft sein, Halbleitervorrichtungen als Schaltvorrichtungen der Pixel zu verwenden, die im ganzen Anzeigegerät die gleiche Konduktivität aufweisen.
Die Steuerung der Halbleitervorrichtungen kann über Leitungen erfolgen, die von einem oder mehreren Schieberegistern adressiert werden. Ein Schieberegisteraufbau, der es insbesondere ermöglicht, die im vorhergehenden Absatz erwähnten Forderungen nach Einfachheit zu erfüllen, ist in der internationalen Patentanmeldung WO 92/15992 im Namen von THOMSON-LCD beschrieben. Ion diesem Fall weist eine Stufe eines Schieberegisters sechs Transistoren auf und wird von zwei Taktsignalen sowie von zwei positiven Quellen und einer negativen Quelle gespeist. Der Betrieb dieses Registers beruht auf der Tatsache, dass das Gate des Transistors, das den Ausgang der Stufe des Schieberegisters steuert, schwebend gelassen wird, und dass somit sein Potential durch kapazitive Wirkung dem Potential des Taktsignals und des Ausgangs folgt. Diese Wirkung wird in englischer Sprache "Bootstrap"-Wirkung genannt. Sie ermöglicht zum gegebenen Zeitpunkt die vollständige Ladung des Ausgangs auf das höchste Potential des Taktsignals. Diesem Ausgangstransistor sind ein Transistor, der es ermöglicht, das Gate des Ausgangstransistors vorzuladen, und ein Transistor zugeordnet, der seine Entladung ermöglicht. Andererseits ist der Betrieb dieser drei Transistoren so, dass, wenn die "Bootstrap"-Wirkung auch eine gute Ladung der Ausgänge ermöglicht, sie aber von Störwirkungen begleitet wird, die die Verwendung von drei zusätzlichen Transistoren erfordern. Ein weiterer Nachteil liegt darin, dass bestimmte Transistoren permanent eine Gate-Belastung erfahren, d.h. eine positive Spannung am Gate, die eine Abweichung ihrer Schwellenspannung zur Folge haben und schließlich zu einer Fehlfunktion der Gesamtheit der Vorrichtung führen kann.
Um die obigen Nachteile zu beheben, wurden in der französischen Patentanmeldung Nr. 94 05987, eingereicht am 17. Mai 1994 im Namen von THOMSON-LCD, einfachere Schaltungen mit drei oder vier Transistoren vorgeschlagen, die längere Lebensdauern aufweisen.
Wie in 1, die 2 der französischen Patentanmeldung Nr. 94 05987 entspricht, dargestellt, besteht eine Stufe 21 eines Schieberegisters, die es ermöglicht, die Auswahlleitungen zu steuern, aus drei Transistoren Tl, Tp und Td. In diesem Fall steuert der Transistor Tl den Knoten D des Ausgangs auf der Leitung J. Er wird vom Transistor Tp vorgeladen und vom Transistor Td entladen. Genauer gesagt, ist die Stufe 21 in 22 mit der vorhergehenden Leitung J – 1 über den Drain des Transistors Tp verbunden. Das Gate des Transistors Tp ist mit seinem Drain verbunden, während seine Source mit dem Punkt G verbunden ist, der selbst mit dem Gate des Transistors Tl verbunden ist. Andererseits ist der Punkt G mit einer negativen Spannung V- über den Entladungstransistor Td verbunden, der selbst vom Potential der Leitung J + 1 gesteuert wird, die mit dem Ausgang der folgenden Stufe verbunden ist. Außerdem ist der Knoten D mit der Source des Transistors Tl, mit dem Knoten G über einen Kondensator Cb und mit der auszuwählenden Leitung J verbunden, deren Ladung elektrisch durch einen Kondensator Cl symbolisiert wird, der mit der Masse 32 verbunden ist. Ein Taktsignal ϕ1 wird an den Drain des Ausgangstransistors Tl angelegt. Zwischen dem Drain und dem Gate dieses Transistors gibt es einen Störkondensator Cp, der für die "Bootstrap"-Wirkung verantwortlich ist, die unter Bezugnahme auf die Anmeldung WO92/15992 erklärt wurde. Andererseits ist in diesem Schema ein Taktsignal ϕ2, das zum Taktsignal ϕ1 exakt komplementär ist, mit dem Knoten G über einen Kondensator C2 eines Werts gleich dem des Störkondensators Cp verbunden.
So werden die Störwirkungen, die die Folge der "Bootstrap"-Wirkung sind, mit Hilfe der Verbindung des Taktsignals ϕ2 (komplementär zum Taktsignal ϕ1) mit dem Gate des Transistors Tp über den Kondensator C2 eines Werts Ct gleich dem von Cp ausgeglichen. Da die beiden Taktsignale exakt komplementär sind, induzieren sie keine Störspannung in den Punkt G, d.h. in das Gate des Transistors Tl. Eine gleichwertige Schaltung weist einen Kondensator Cl = 2 × Ct zwischen dem Knoten G und der Masse 32 auf. Da ein solcher Aufbau die "Bootstrap"-Wirkung reduziert, muss ein "Bootstrap"-Kondensator Cb zwischen dem Source-Knoten D und dem Gate-Knoten G hinzugefügt werden, damit die Spannung des Gates einem Bruchteil Cb/(Cb + 2 × Cp) der Veränderungen der Source-Spannung folgt. So genügt es, damit ein "Bootstrap"-Verhältnis von 60% erreicht wird, dass Cb dreimal so groß ist wie Ct. Die oben beschriebene Schaltung behält die "Bootstrap"-Wirkung ohne ihre Nebenwirkungen bei. Die Lebensdauer der Schaltung und somit der Gesamtheit der Vorrichtung wird verlängert, während die Anzahl von notwendigen Transistoren im Vergleich mit dem Stand der Technik halbiert wurde.
Der Betrieb der Schaltung wird unter Bezugnahme auf die Zeitdiagramme 2a bis 2f beschrieben, die je in der Abszisse eine Zeitskala und in der Ordinate ein Potential zeigen. Wenn die vorhergehende Stufe J – 1 in 22 einen Impuls sendet (2c), ist der Vorladungstransistor Tp leitend und lädt den "Bootstrap"-Kondensator Cb. Das Potential des Knotens G (2d) steigt bis auf das der Leitung J – 1 an, das der vorhergehenden Stufe 5 entspricht, von dem im wesentlichen der Wert der Schwellenspannung des Transistors Tp abgezogen werden muss. Der Transistor Tl ist dann leitend. Wenn das Taktsignal ϕ1 seinerseits ansteigt (2a), folgt der Ausgang J und treibt das Gate des Transistors Tl aufgrund des "Bootstrap"-Kondensators an (2d). Der Transistor Tl ist dann weitgehend leitend, und der Knoten D und die Leitung J folgen perfekt dem Potential des Taktsignals ϕ1 (2e) bis zu seinem Absinken. In diesem Moment steigt die folgende Leitung J + 1 an (2f) und macht den Transistor Td leitend, der den "Bootstrap"-Kondensator Cb entlädt, so dass der Transistor Tl für die folgenden Taktsignale nicht mehr leitend ist (2d).
Die unter Bezugnahme auf 1 beschriebene Schaltung wurde in der französischen Patentanmeldung Nr. 94 05987 perfektioniert, indem ein Transistor hinzugefügt wurde, der es ermöglicht, mit Steuersignalen einer Amplitude zu arbeiten, die um 5 bis 10 Volt niedriger ist als diejenige der Ausgangssignale. Diese Lösung ist in 3 dargestellt. In dieser Figur findet man drei Transistoren MN2, MN1 und MN3 gleich den Transistoren Tl, Tp und Td, die beiden Eingänge n – 1 und n + 1 gleich J – 1 und J + 1, die beiden Takteingänge ϕ1 und ϕ2 in Gegenphase, den Ausgang n der Stufe entsprechend dem Ausgang J sowie die Kondensatoren C1, C2, CR entsprechend je den Kondensatoren C2, Cb, Cl der unter Bezugnahme auf 1 beschriebenen Ausführungsform. In diesem Fall sieht man einen Nullrücksetzungstransistor MN4 vor, der den Knoten D mit einer negativen Spannung Vgoff verbindet. Das Gate des Transistors MN4 ist mit dem Knoten Z verbunden, der selbst mit dem Ausgang der folgenden Stufe n + 1 oder der Leitung n + 2 verbunden ist, d.h. der Ausgangsleitung der folgenden zweiten Stufe. Wie in der französischen Patentanmeldung beschrieben, ermöglicht ein solcher Aufbau eine Nullrücksetzung mit einer vereinfachten Schaltung. Außerdem hat man zwischen der Ausgangsleitung n und einer Spannung Vcomp einen Kompensationskondensator Ccomp vorgesehen.
Die vorliegende Erfindung hat zum Ziel, verschiedene Weiterentwicklungen der oben beschriebenen Schaltungen anzugeben.
Die vorliegende Erfindung wird durch den Anspruch 1 definiert.
Weitere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung gehen aus der nachfolgenden Beschreibung verschiedener Ausführungsformen anhand der beiliegenden Zeichnungen hervor. Es zeigen:
die bereits beschriebene 1 eine Stufe 21 eines Schieberegisters gemäß dem Stand der Technik;
die 2a bis 2f das Zeitdiagramm der verschiedenen Signale der Vorrichtung aus 1;
die bereits beschriebene 3 eine weitere Ausführungsform einer Stufe eines Schieberegisters gemäß dem Stand der Technik, und
die 4 bis 5 verschiedene Weiterentwicklungen der in 3 dargestellten Stufe des Schieberegisters.
Um die Beschreibung der 4 und 5 zu vereinfachen, tragen die gleichen Elemente wie in 3 die gleichen Bezugszeichen.
In der nachfolgenden Beschreibung bestehen die Halbleitervorrichtungen aus Transistoren, genauer aus MOS-Transistoren und sogar aus TFT-Transistoren. Die Erfindung ist aber nicht auf diese Art von Transistoren beschränkt.
Unter Bezugnahme auf 4 wird eine besondere Ausführungsform beschrieben, die es der Stufe des Schieberegisters der 3 ermöglicht, bidirektional zu arbeiten. Diese Stufe ermöglicht es, die Informationen von der Stufe n – 1 zur Stufe n + 1 oder von der Stufe n + 1 zur Stufe n – 1 zu verschieben, je nach der Polarität der Spannungen Vh und Vb, die an die Elektroden der MOS-Transistoren MN1 und MN3 angelegt werden, die für das Laden bzw. Entladen des Ausgangstransistors MN2 verwendet werden. Wie klar in 4 dargestellt, ist so das Gate des Vorladungstransistors MN1 direkt mit dem Ausgang der Stufe n – 1 und eine seiner Elektroden mit der Spannung Vb verbunden, die auf einem hohen oder niedrigen Pegel gewählt werden kann. Andererseits ist das Gate des Entladungstransistors MN3 in klassischer Weise mit der Stufe n + 1 und eine seiner Elektroden mit der Spannung Vh verbunden, die auf einem niedrigen oder einem hohen Pegel gewählt werden kann, in Abhängigkeit von der Spannung Vb. In der in 4 dargestellten Ausführungsform wird eine sechste Halbleitervorrichtung MN7 verwendet, die zwischen die Ausgangsleitung n und die Ausgangsspannung Vgoff geschaltet ist, um die Ausgangsleitung auf einem niedrigen Pegel zu halten. In diesem Fall ist das Gate dieser aus einem MOS-Transistor bestehenden Halbleitervorrichtung mit der vorhergehenden Stufe n – 1 verbunden, um den Kondensator Cl jedes Mal dann auf die Spannung Vgoff zurückzubringen, wenn man von der Stufe n – 1 zur Stufe n übergeht oder umgekehrt.
Die unter Bezugnahme auf 4 beschriebene Stufe des Schieberegisters hat den Nachteil, für Stromverluste durch die Transistoren MN1 oder MN3 empfindlich zu sein, je nach der Betriebsrichtung. In der Ausführungsform der 3 ist nämlich die Spannung V- im Allgemeinen niedriger als die Spannung Vgoff, so dass in einer nicht ausgewählten Stufe der Ausgangstransistor MN2 einen ausreichend geringen Ausgangsstrom hat, um den Kondensator C1 nicht zu laden, wenn das Taktsignal positiv wird. Für Transistoren auf der Basis von amorphem Silicium ist typischerweise V- ≤ Vgoff – 2 Volt.
Um diesem Nachteil abzuhelfen, wird die in 5 dargestellte Lösung verwendet. In diesem Fall ist das Gate des Transistors MN1 mit der Ausgangsleitung der vorhergehenden Stufe n – 1 über einen Kopplungskondensator C5 verbunden, und ein als Diode geschalteter MOS-Transistor MN5 ist zwischen dem gemeinsamen Punkt zwischen dem Kondensator C5 und dem Gate des Transistors MN1 und dem Punkt G verbunden. In gleicher Weise ist der Entladungstransistor MN3 mit der folgenden Stufe n + 1 über einen Kopplungskondensator C6 verbunden und weist auch eine "Clamp"-Diode auf, die aus einem Transistor MN6 besteht. In der Ausführungsform der 5 sieht man, dass der Knoten G mit der Spannung V1 verbunden ist. Tatsächlich haben in den Ausführungsformen der 4 und 5 die Transistoren MN1 und MN3 eine symmetrische Aufgabe, die es ermöglicht, die Stufe bidirektional arbeiten zu lassen.
Dem Fachmann ist klar, dass die verschiedenen oben beschriebenen Weiterentwicklungen miteinander kombiniert werden können, wie es in den nachfolgenden Ansprüchen erwähnt ist.

Claims

Schieberegister mit mehreren in Kaskade angeordneten Stufen (n – 1, n, n + 1), wobei jede Stufe (n) einen Ausgang in Höhe eines ersten Knotens (D) aufweist und mit dem Ausgang der vorhergehenden Stufe (n – 1), mit dem Ausgang der nachfolgenden Stufe (n + 1) und mit Mitteln verbunden ist, die erste und zweite Taktsignale {ϕ1, ϕ2} liefern, wobei die Stufe eine erste Ausgangs-Halbleitervorrichtung (MN2) aufweist, die den Ausgang (n) zwischen hohen und niedrigen Werten des ersten Taktsignals (ϕ1) umschaltet, wobei die erste Halbleitervorrichtung vom Potential eines zweiten Knotens (G) gesteuert wird, der seinerseits verbunden ist mit: – dem das zweite Taktsignal (ϕ2) liefernden Mittel über einen ersten Kondensator; – einem ersten hohen oder niedrigen Potential (Vh) über eine zweite Halbleitervorrichtung (MN3), die vom Ausgang der nachfolgenden Stufe (n + 1) gesteuert wird, und dadurch gekennzeichnet, dass die Stufe weiter verbunden ist mit – einem zweiten hohen oder niedrigen Potential (Vb) über eine dritte Halbleitervorrichtung (MN1), die vom Ausgang der vorhergehenden Stufe (n – 1) gesteuert wird.
Register nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass es eine sechste Halbleitervorrichtung (MN7) aufweist, die zwischen die Ausgangsleitung und eine negative Spannung (Vgoff) geschaltet ist, wobei die sechste Halbleitervorrichtung vom Ausgang der vorhergehenden Stufe gesteuert wird.
Register nach einem der Ansprüche 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Ausgang (n) der Stufe mit einer negativen Spannung (Vgoff) über eine vierte Halbleitervorrichtung (MN4) verbunden ist, die vom Ausgang der nachfolgenden Stufe (n + 1) oder der zweiten nachfolgenden Stufe (n + 2) gesteuert wird.
Register nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass: – der zweite Knoten (G) mit Spannung (V1) verbunden ist – und dass es Mittel aufweist, um die Steuerspannung der zweiten und dritten Halbleitervorrichtung auf einen Wert von höchstens Null zu blockieren.
Register nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel aus einem Kondensator (C5, C6) bestehen, der zwischen die Steuerung der Halbleitervorrichtung (MN1, MN3) und den Knoten (G) geschaltet ist, wobei eine fünfte und eine sechste Halbleitervorrichtung (MN5, MN6) je zwischen die Steuerung der zweiten bzw. dritten Halbleitervorrichtung und den Knoten (G) geschaltet sind und wobei die fünfte und sechste Halbleitervorrichtung (MN5, MN6) von der Spannung (V1) des Knotens (G) gesteuert werden.
Register nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Halbleitervorrichtungen aus MIS-Transistoren, vorzugsweise TFT-Transistoren bestehen.
Register nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Taktsignale (ϕ1, ϕ2) durch ein gleiches Signal in Gegenphase erhalten werden.