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Die
vorliegende Erfindung betrifft ein in einem Zeitmultiplex-Funktelefonsystem
arbeitendes Funktelefon, wobei dieses Telefon wenigstens einen ersten
Modus und einen zweiten Modus aufweist, wobei im ersten Modus der
Sender aktiv ist und im zweiten Modus der Empfänger aktiv ist.
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Beim
TDMA, d. h. bei Zeitmultiplex-Funktelefonsystemen, sind Sender und
Empfänger
zu verschiedenen Zeiten eingeschaltet. Dementsprechend kann die
Verbindung des Senders und des Empfängers mit der Antenne entweder
synchronisierte Schalter (PIN-Diode, GaAs-FET-Schalter oder dergleichen)
oder mit einem Duplexfilter hergestellt werden, der aus analogen
Telefonanwendungen vertraut ist. Ein typisches Blockschaubild, in
dem ein Duplexfilter verwendet wird, ist in 1 zu sehen.
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Um
den Stromverbrauch zu senken und ein Abwandern des TX-Frequenzsignals zur
RX-Verzweigung zu sperren, wird die elektrische Spannung des Empfängers (VRX)
abgeschaltet, wenn der Sender (TX) eingeschaltet ist. In diesem
Fall liegt am Antennenanschluss des Duplexfilters eine Signalstärke an,
die in der Größenordnung
von +30 dBm am größten ist,
oder anders ausgedrückt:
wenn der Sender mit der höchsten
Leistung arbeitet.
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Die
Trennung zwischen Sender und Eingang des Empfängers kann auf dem niedrigsten
Stand weniger als 20 dB betragen (1800 MHz, d. h. im PCN-Bereich),
wobei in diesem Fall während
des Sendens ein noch immer recht starkes Signal (> 10 dBm) mit dem Empfänger verbunden
ist (RXamp). Obgleich die Empfängerstufe
während
des Sendens keine Versorgungsspannung trägt, wandert das Sendersignal
durch sie hindurch ab. Außerdem
wird das Signal im RX-Filter (RXfil) nicht sehr stark gedämpft, weil
die höchste
Sendefrequenz nur 20 MHz von der niedrigsten Empfangsfrequenz entfernt
ist und das Empfangsband gerade einmal 75 MHz breit ist. Wenn das
Sendesignal den RX-Mischer
mit einer ausreichenden Intensität
erreicht, so verursacht es eine Frequenzauswanderung des lokalen
Oszillators (VCO), was sich in dem gesendeten Signal als ein Phasenfehler
bemerkbar macht, weil derselbe Oszillator dafür verwendet wird, die Sendefrequenz
zu bilden. Um diesen Effekt zu minimieren, kann eine Pufferung zwischen
dem Oszillator und dem RX-Mischer eingefügt werden, oder die Trennung
zwischen Sender und Empfänger
kann verbessert werden. Eine Verbesserung der Trennung durch Verengen
des Duplexfilters erhöht
immer noch den Preis des Filters und die Dämpfung auf den oberen Kanälen des
Senders.
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Das
oben beschriebene Abwanderungsproblem behindert auch Systeme, die
in einem niedrigeren Frequenzbereich als dem PCN-Bereich arbeiten, obgleich
das Problem hier etwas weniger ausgeprägt ist.
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Ein
bekanntes Mittel zur Behebung des besprochenen Problems ist daher
die Verwendung eines besseren Duplexfilters, dessen RX-Verzweigung das
TX-Frequenzsignal
stärker
dämpft.
Dies verkompliziert aber immer noch die Struktur des Filters und vergrößert und
verteuert ihn. Ein weiteres Problem ist, dass nun die Dämpfung des
Duplexfilters für TX-Frequenzsignale,
in diesem Fall auf den oberen Kanälen, zunimmt. Daher wird die
zur Antenne gehende Sendeleistung auf den oberen Kanälen allgemein
schwächer,
und dies muss durch Erhöhen der vom
Sender erhältlichen
Leistung kompensiert werden, wodurch andererseits der Stromverbrauch
zunimmt.
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Eine
andere bekannte Möglichkeit
besteht darin, einen Pufferverstärker
zwischen den RX-Mischer und den VCO einzusetzen. Dies verringert
das Abwandern aus dem RX-Mischer
zum VCO. Damit der Pufferverstärker
in der gewünschten
Weise funktioniert, muss er natürlich
aktiv sein, wodurch sich der Stromverbrauch erhöht.
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Einige
Telefonhersteller verwenden anstelle eines Duplexfilters einen Umschalter,
der dazu dient, während
des Sendens den Signalweg TXamp → ANT und
während
des Empfangens den Signalweg ANT → RXamp auszuwählen. Auch
diese Schalter verursachen ein Abwandern des Signals bei hohen Frequenzen.
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Das
Abwandern eines recht starken Sendesignals in die anderen Blöcke des
Telefons verursacht Probleme, die denen in einem VCO ähneln. Ein Problempunkt
sind beispielsweise mindestens die integrierten Schaltkreise, wo
versucht wird, den Empfänger-
und den Senderblock zusammen auf demselben Schaltkreis zu integrieren.
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Unter
den zum Stand der Technik gehörenden
Dokumenten offenbart die Patentschrift EP-A-0 625 831 einen Funktransceiver,
bei dem eine Anzahl von Schalt-FETs verwendet werden, um sowohl
eine Umschalteranordnung als auch eine Erdungsschalteranordnung
zu implementieren, wodurch die Trennung zwischen dem Sende- und
dem Empfangspfad verstärkt
wird. Eine weitere Patentschrift,
JP 05 199094 A , deren relevanter Inhalt auch
in den Japanischen Patentzusammenfassungen, Band 017, Nr. 629 (E-1462),
19. November 1993, verfügbar
ist, offenbart eine ähnliche
Anordnung mit vereinfachter Struktur der Schalt-FETs. Eine wissenschaftliche
Publikation mit dem Titel "High-Performance
GaAs Switch ICs Fabricated Using MESFETs with Two Kinds of Pinch-off
Voltage", Tagungsbericht
des Gallium Arsenide Integrated Circuits Symposium (GaAs IC), San
Jose, 10.–13.
Oktober 1993, New York, IEEE US, Band SYMP. 15, 10. Oktober 1993,
Seiten 247–250,
offenbart bestimmte Schalt-IC-Strukturen.
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Die
Erfindung verfolgt den Zweck, die oben besprochenen Probleme auf
eine sehr einfache Weise auszuräumen,
und um dies zu bewerkstelligen, ist die Erfindung durch die Merkmale
gekennzeichnet, die im kennzeichnenden Teil des unabhängigen Anspruchs
angeführt
sind.
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Die
bevorzugten Ausführungsformen
der Erfindung sind in den abhängigen
Ansprüchen
angeführt.
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Gemäß der Erfindung
wird somit eine größere Trennung
erreicht, indem ein Serienschalter mit dem Signalweg verbunden wird
oder indem das Signal an einer geeigneten Stelle mit dem Erdungspotenzial
kurzgeschlossen wird.
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Es
soll gleich zu Beginn angemerkt werden, dass ein Serienschalter
mit bestimmten Nachteilen verbunden ist. Er erhöht die Verluste auch im Empfangsmodus,
und dementsprechend führt
seine Verwendung am Eingang des Empfängers zu einem schlechteren
Rauschwert. Auf der Ausgangsseite kann er verwendet werden.
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Dementsprechend
erscheint ein Parallelschalter, d. h. ein Kurzschließen eines
Punktes des Signalweges mit dem Erdungspotenzial, als die bessere
Lösung.
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Bestimmte
Ausführungsformen
der Erfindung sowie ihre Vorteile und einige Nachteile werden im
Folgenden eingehender anhand der begleitenden Schaubilder besprochen.
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1 zeigt
den bereits besprochenen Stand der Technik.
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2 zeigt
eine bevorzugte Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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3–7 zeigen
einige alternative Ausführungsformen
der Erfindung.
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In
dem Schaltungsaufbau von 2 ist der Transistor V2 mit
dem Erdungspotenzial vom Kollektor V1 des RX-Verstärkers verbunden. Während des Empfangs
ist VRX ein, und VTX ist aus. Dementsprechend wird an den Kollektor
von V2 eine Spannung angelegt, aber die Basis trägt keinen Strom, so dass der
Transistor nicht den Betrieb von V1 beeinflusst und nicht die Verstärkung der
Stufe verändert.
Während
des Sendens hingegen ist VRX aus, und VTX ist ein, so dass die Kollektorspannung
von V2 0 V beträgt,
aber ein Basisstrom in dem Transistor fließt. Der Transistor V2 befindet
sich somit im gesättigten Zustand.
Das bedeutet, dass der Transistor einen sehr geringen ohmschen Widerstand
zwischen seinem Kollektor und seinem Emitter aufweist, wodurch der
Signalweg (der Kollektor von V1) praktisch mit dem Erdungspotenzial
kurzgeschlossen wird. Der Vorteil des Schaltungsaufbaus besteht
darin, dass der benötigte
Basisstrom klein ist (in der Größenordnung
von 0,5 mA) und nur während
des Sendens fließt.
Des Weiteren nimmt der Schaltungsaufbau nur eine geringe Oberfläche ein.
Die Trennung kann noch ein bisschen mehr verbessert werden, indem ein
geeigneter Kondensator zwischen der Basis von V2 und dem Erdungspotenzial
eingesetzt wird.
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Hier
gehören
V2 und R3 nun zu dem Schalter, der das Kurzschließen des
RX-Signalweges mit dem Erdungspotenzial handhabt, wenn TX ein ist, und
die anderen Komponenten gehören
zum RX-Verstärker
(RXamp). Während
des Empfangs wird an den Kollektor von V2 eine Gleichspannung angelegt,
und dies ist ein wesentlicher Punkt für den Betrieb des Schalters.
Während
des Empfangs wird die Basiskollektordiode des Transistors V2 in
Rückwärtsrichtung
vorgespannt, und der Schalterkreis verzerrt selbst bei hohen RX-Signalpegeln
nicht das Signal. Während
des Sendens hingegen wird keine Spannung an den Kollektor von V2
angelegt, weil keine Spannung für
den Betrieb des Schalters benötigt wird,
und gleichzeitig wird Strom gespart, weil kein Gleichstrom zwischen
dem Kollektor und dem Emitter von V2 fließt. Für das Schalten des Transistors
V2 wird keinerlei Eigenvorspannung benötigt.
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In
dem Schaltungsaufbau von 3 hat die Drossel L3 (eine Übertragungsleitung
oder -spule) eine hohe Impedanz bei der kurzzuschließenden Frequenz,
was bedeutet, dass sie nicht das Signal während des Empfangs dämpft. Wenn
während
des Sendens Strom durch die Diode geleitet wird, so ist die Impedanz
der Diode klein, und jedes HF-Signal am Kollektor von V1 wird über C5 und
D1 kurzgeschlossen. C5 kann so bemessen sein, dass sein Widerstand
den induktiven Blindwiderstand der Diode aufhebt, wobei der Blindwiderstand
der Diode die Verbesserung bestimmt, die bei der Trennung bewirkt
werden kann. Wenn eine PIN-Diode verwendet wird, so muss der Diodenstrom
auf einen ziemlich hohen Wert gesetzt werden, damit der Widerstand
ausreichend klein wird. Dementsprechend wird die Standby-Dauer des Telefons
verkürzt.
Des Weiteren erfordert ein Vorspannen der Diode passende Bänder oder
Drosseln, wie in der Figur gezeigt.
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Andererseits
würde die
Verwendung beispielsweise eines GaAs-FET-Schalters die Kosten enorm
in die Höhe
treiben.
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4 zeigt
eine alternative Position für
die Diode. Der Betrieb ist in anderen Aspekten der gleiche wie in 3.
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5 zeigt
eine einfache Reihenverbindung einer Diode mit einen HF-Signalweg.
Die Verbesserung der Trennung richtet sich nach der Kapazität der Diode,
die sehr klein sein sollte, wenn die Diode keinen Strom führt. Die
Verringerung der Verstärkung der
HF-Stufe wiederum richtet sich nach dem Widerstand der Diode, wenn
sie sich im leitenden Zustand befindet (VRX ist ein). Der Widerstand
der Diode muss klein sein. Im Allgemeinen ist bei einer PIN-Diode,
deren Widerstand klein ist, die Kapazität größer, was bedeutet, dass beim
Auswählen
einer Diode ein Kompromiss zwischen Widerstand und Kapazität angestrebt
werden muss. Dieser Schaltungsaufbau ist auch bei GSM-Frequenzen
(weniger als 1 GHz) noch nutzbar.
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In 6 ist
eine PIN-Diode an einen Punkt angeschlossen, wo die Auswirkung des
Widerstandes der Diode auf die Verstärkung geringer ist (die Diode
befindet sich in Reihe mit einer Sendeleitung von etwa 50 Ohm).
Die Anzahl der Komponenten, die für den Schaltungsaufbau benötigt wird,
ist trotzdem noch groß,
wodurch ein größerer Platzbedarf
auferlegt wird. Gleichermaßen
richtet sich die Trennung nach der Kapazität der Diode, wie in dem vorangegangenen
Schaltungsaufbau. Der Strombedarf des Schaltungsaufbaus ist ebenfalls
höher als
bei dem obigen Schaltungsaufbau.
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Schließlich zeigt 7 den
gleichen Schaltungsaufbau wie oben, aber der Strom der Diode wird durch
den Verstärker
geleitet, wobei der Schaltungsaufbau nicht den Stromverbrauch erhöht. Die
Trennung und die Auswirkung auf die Verstärkung sind wie bei dem obigen
Schaltungsaufbau.
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Es
ist zu beachten, dass die erfindungsgemäßen Schaltmittel von allen
zum Stand der Technik gehörenden
Antennenumschaltmitteln, wie zuvor beschrieben, separat sind, wenn
diese Antennenumschaltmittel in einem System enthalten sind. Ein
Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, dass es leichter und wirtschaftlicher
ist, zusätzliche
Schaltmittel gemäß der vorliegenden
Erfindung zu verwenden, als die Eigenschaften eines Antennenumschalters
zu verbessern, um einen bestimmten gewünschten Dämpfungsgrad zu erreichen.