DE69635332T2

DE69635332T2 - Akustisches oberflächenwellenfilter

Info

Publication number: DE69635332T2
Application number: DE69635332T
Authority: DE
Inventors: Masashi Toda-shi OHMURA; Hiroshi Honmo; Hidenori Abe
Original assignee: Kinseki Ltd Komae; Kyocera Crystal Device Corp
Current assignee: Kyocera Crystal Device Corp
Priority date: 1995-03-15
Filing date: 1996-03-15
Publication date: 2006-07-20
Anticipated expiration: 2016-03-16
Also published as: EP0763889A4; EP0763889B1; DE763889T1; DE69635332D1; EP0763889A1; KR100400426B1; WO1996028886A1; JP4251409B2; KR970703064A; US5877661A

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft ein akustisches Oberflächenwellenfilter (SAW surface acoustic wave), das in der mobilen Kommunikation etc. verwendet wird.
Hintergrund
Derzeitige akustische Oberflächenwellen-(SAW)-Filter werden in Geräten der mobilen Kommunikation etc. weit verwendet, da sie die Vorteile einer geringen Größe, leichtes Gewicht und kein Einstellerfordernis sowie andere Vorteile aufweisen. Für die mobile Kommunikation, die Eigenschaften wie beispielsweise niedrige Ausbreitungsverluste und hohe Dämpfung erfordert, sind SAW-Resonatorfilter geeignet.
Ein SAW-Resonatorfilter enthält einen Eingangs-Interdigitalwandler (Eingangs-IDT), einen Ausgangs-Interdigitalwandler (Ausgangs-IDT) und einen Reflektor. Das SAW-Resonatorfilter nutzt Resonanzphänomene der akustischen Oberflächenwellen, die sich auf die Wandlerstruktur beschränken, die den Eingangs-IDT, den Ausgangs-IDT und den Reflektor enthält, um einen Durchlassbereich eines Frequenzbereiches zu haben, der den Resonanzbedingungen genügt. Eine Bandbreite des SAW-Resonatorfilters ist proportional zu einem elektromechanischen Kopplungskoeffizienten (k²) des piezoelektrischen Substrates.
SAW-Resonatorfilter, die eine Resonanz nutzen, können lediglich eine schmale Bandbreite aufweisen. Damit ein SAW-Resonatorfilter eine breite Bandbreite aufweist, ist es zweckmäßig, eine Vielzahl von Resonanzen zu koppeln, so dass das SAW-Resonatorfilter eine breitere Bandbreite als das eine Resonanz nutzende Filter aufweist.
Beispielsweise können stehende Wellen von akustischen Oberflächenwellen, die durch die IDTs und den Reflektor begrenzt sind, durch Koppeln zweier Resonanzen (der so genannten nullten Resonanzmode und der ersten Resonanzmode) als durch die Nutzung von einer Resonanz eine breitere Bandbreite aufweisen. Ein SAW-Resonatorfilter ist ebenfalls zweckmäßig, das drei IDTs enthält, um die nullte Resonanzmode und die zweite Resonanzmode zu koppeln.
Andererseits ist es zweckmäßig, zwei strukturierte Elektrodenanordnungen zu verknüpfen, um ein SAW-Resonatorfilter mit einer hohen Dämpfung zu realisieren.
1 zeigt ein Beispiel des SAW-Resonatorfilters, das zwei verknüpfte strukturierte Elektrodenanordnungen aufweist.
Eine erste strukturierte Elektrodenanordnung ist auf einem piezoelektrischen Substrat angeordnet. Die erste Elektrodenstruktur weist einen Eingangs-/Ausgangs-IDT 1 mit N1 Elektrodenpaaren, Empfangs-IDTs 2, 2, die außerhalb des Eingangs/Ausgangs-IDT 1 angeordnet sind und N2 Elektrodenpaare aufweisen, die im wesentlichen den gleichen Abstand (pitch) wie der Eingangs-/Ausgangs-IDT aufweisen, und Reflektoren 3, 3' auf, die außerhalb der Empfangs-IDTs 2, 2' angeordnet sind. Der Eingangs-/Ausgangs-IDT 1 und die Empfangs-IDTs 2, 2' sind mit den benachbarten Elektroden jeweils voneinander durch einen Spalt L zwischen deren Zentren beabstandet ausgebildet.
Eine zweite strukturierte Elektrodenanordnung ist auf dem piezoelektrischen Substrat angeordnet. Die zweite Elektrodenstruktur weist einen Eingangs-/Ausgangs-IDT 11, der N1 Elektrodenpaare aufweist und auf dem piezoelektrischen Substrat angeordnet ist, Empfangs-IDTs 12, 12', die außerhalb des Eingangs-/Ausgangs-IDT 11 angeordnet sind und N2 Elektrodenpaare aufweisen, die im wesentlichen den gleichen Abstand (pitch) wie der Eingangs-/Ausgangs-IDT 11 aufweisen, und Reflektoren 13, 13' auf, die außerhalb der Empfangs-IDTs 12, 12' angeordnet sind. Der Eingangs/Ausgangs-IDT 11 und die Empfangs-IDTs 12, 12' sind mit benachbarten Elektroden jeweils voneinander durch einen Spalt L zwischen deren Zentren beabstandet ausgebildet.
Die Empfangs-IDTs 2, 2' der ersten strukturierten Elektrodenanordnung und die Empfangs-IDTs 12, 12' der zweiten strukturierten Elektrodenanordnung sind durch entsprechende Leitungen 4, 4' verbunden, um die erste und zweite strukturierte Elektro denanordnung zu verknüpfen. Die Leitungen 4, 4' sind miteinander durch eine Leitung 5 verbunden und weisen das gleiche Potential auf. Die Leitung 5 ist wie erfordert vorgesehen.
Eingangssignale werden an dem Eingangs-/Ausgangs-IDT 1 der ersten strukturierten Elektrodenanordnung in der ersten Stufe eingegeben. Akustische Oberflächenwellen, die durch den Eingangs-/Ausgangs-IDT 1 angeregt werden, werden mehrfach reflektiert und von den Empfangs-IDTs 2, 2' empfangen. Energie der empfangenen akustischen Oberflächenwellen wird in elektrische Signale durch die Empfangs-IDTs 2, 2' umgewandelt und der zweiten strukturierten Elektrodenanordnung an der zweiten Stufe durch die Leitungen 4, 4' zugeführt.
In der zweiten strukturierten Elektrodenanordnung in der zweiten Stufe werden die akustischen Oberflächenwellen durch die Empfangs-IDTs 12, 12' angeregt und durch den Eingangs-/Ausgangs-IDT 11 empfangen. Die Energie der empfangenen akustischen Oberflächenwellen wird durch den Eingangs-/Ausgangs-IDT 11 in elektrische Signale umgewandelt und ausgegeben.
Das SAW-Resonatorfilter, das die so verknüpften zwei strukturierten Elektrodenanordnungen enthält, ist ein Filterschaltkreis mit dem in Bezug auf die Verknüpfungsebene als eine Reflektionsebene symmetrischen Aufbau. Es ist bekannt, dass ein derartiger Filterschaltkreis durch einen symmetrischen gitterartigen Schaltkreis mit einer Reihenzweig-Impedanz Za und einer Parallelzweig-Impedanz Zb dargestellt ist, wie in 2 gezeigt ist.
In dem symmetrischen gitterartigen Schaltkreis der 2 weist das SAW-Resonatorfilter eine Resonanz als ein System auf, wenn die Absolutwerte |Za|, |Zb| der Reihenzweig-Impedanz Za und der Parallelzweig-Impedanz Zb lokale Minima sind. Wenn die Absolutwerte |Za|, |Zb| der Reihenzweig-Impedanz Za und der Parallelzweig-Impedanz lokale Maxima sind, weist das SAW-Resonatorfilter eine Antiresonanz bzw. Parallelresonanz als ein System auf. Der Resonanz entsprechende stehende Wellen sind in dem SAW-Resonatorfilter vorhanden.
Hier wird eine Einstellung zum Abgleichen einer Resonanzfrequenz der Reihenzweig-Impedanz Za mit einer Parallelresonanzfrequenz der Parallelzweig-Impedanz Zb und zum Abgleichen einer Resonanzfrequenz der Parallelzweig-Impedanz Zb mit einer Parallelresonanzfrequenz der Reihenzweig-Impedanz Za vorgenommen, um gute Filtereigenschaften zu erhalten.
Stand der Technik in Bezug auf ein SAW-Resonatorfilter, das eine erweiterte Bandbreite als ein Ergebnis eines derartigen Verfahrens aufweist, wird nachfolgend beschrieben.
Die offengelegte japanische Patentveröffentlichung Hei 06-85605/1994 offenbart ein akustisches Oberflächenwellenfilter, das geeignet ist, Bandbreiten zu erweitern. Dieses akustische Oberflächenwellenfilter bezweckt, eine breite Bandbreite durch Verwenden einer Zwei-IDT-Struktur in einer Dreifachmode zu realisieren. Wenn ein Störsignal außerhalb des Bandes groß ist, kann das akustische Oberflächenwellenfilter, das die Zwei-IDT-Struktur aufweist, nicht wirksam das Störsignal durch Einstellen der Paaranzahl der IDTs reduzieren.
Die offengelegte japanische Patentveröffentlichung Sho 64-82706/1989 offenbart ein akustisches Oberflächenfilter mit einer engen Bandbreite und einer großen Dämpfung außerhalb des Bandes. Dieses akustische Oberflächenwellenfilter gleicht eine Spitze einer inneren Reflexion mit einer Spitze von reflektierten Wellen zwischen digitalen Elektroden ab, um dadurch eine Doppelmode zu erhalten. Dieses akustische Oberflächenwellenfilter, das ein akustisches Doppelmoden-Oberflächenwellenfilter ist, versagt, eine ausreichende Ausbreitungsverlustreduzierung und ein breites Band zu realisieren.
Die offengelegte japanische Veröffentlichung Hei 05-315886/1993 offenbart ein akustisches Oberflächenwellenfilter mit geringen Oberwellen und einer großen Dämpfung außerhalb des Bandes. Dieses akustische Oberflächenwellenfilter bezweckt, geringe Oberwellen und einen breiten Durchlassbereich durch Verwenden eines piezoelektrischen Substrates mit einem etwa 10%igen elektromechanischen Kopplungskoeffizienten und Unterscheiden einer interdigitalen Elektrodenanzahl eines interdigitalen Eingangswandlers von der eines interdigitalen Ausgangswandlers sicherzustellen. In der offengelegten japanischen Patentveröffentlichung Hei 05-315886/1993 wird ein 41°-gedrehtes Y-Schnitt-X-Ausbreitungs-Lithiumniobatsubstrat mit einem etwa 10%igen elektromechanischen Kopplungskoeffizienten als das piezoelektrische Substrat verwendet. Wenn beispielsweise ein über 40° und unter 45°-gedrehtes X-Schnitt-Z-Ausbreitungs-Lithiumtetraboratsubstrat mit einem 1%igen elektromechanischen Kopplungskoeffizienten als piezoelektrisches Substrat verwendet wird, beträgt eine spezifische Durchlassbereichsbreite lediglich 0,003, basierend auf 9 der Beschreibung der offengelegten japanischen Patentveröffentlichung Hei 05-315886/1993, weshalb ausreichend breite Bänder nicht realisiert werden können.
Die offengelegte japanische Patentveröffentlichung Hei 05-267990/1993 offenbart ein akustisches Oberflächenwellenfilter mit breiter Bandbreite und geringen Ausbreitungsverlusten in Hochfrequenzbereichen. Die offengelegte japanische Patentveröffentlichung Hei 05-267990/1993 bezweckt, ein akustisches Oberflächenwellenfilter eines verknüpften akustischen Doppelmoden-Oberflächenwellenfilters mit breiten spezifischen Bändern in Hochfrequenzbereichen zu realisieren. Das akustische Oberflächenwellenfilter, das ein akustisches Doppelmoden-Oberflächenwellenfilter ist, weist Einschränkungen in Bezug auf die Ausbreitungsverlustreduzierung und Erweiterung der Bänder auf.
Die offengelegte japanische Patentveröffentlichung Hei 07-38369/1995 offenbart ein akustisches Oberflächenwellenfilter der mehrfach interdigitalen Wandlerart mit großen Durchlassbereichsbreiten und großen Dämpfungswerten. Die offengelegte japanische Patentveröffentlichung Hei 07-38369/1995 bezweckt, ein akustisches Oberflächenwellenfilter zu realisieren, das drei oder mehr IDTs verwendet und einen Abstand zwischen den IDTs definiert. Basierend auf das Studium der offengelegten japanischen Patentveröffentlichung Hei 07-38369/1995 durch die Erfinder der vorliegenden Anmeldung enthält der durch die offengelegte japanische Patentveröffentlichung Hei 07-38369/1995 definierte Bereich die Doppelmode und Moden größer als die Doppelmode, und auch ein 4 ≤ n ≤ 6-Bereich, in dem bevorzugt Ausbreitungseigenschaften verfügbar sind, enthält die Doppelmode und höhere Moden als die Doppelmode. Folglich ist eine Banderweiterungstechnik basierend auf der Betriebsmode nicht offenbart.
Die offengelegte japanische Patentveröffentlichung Hei 01-231417/1989 und die offengelegte japanische Patentveröffentlichung Hei 02-202710/1990 offenbaren ebenfalls akustische Oberflächenwellenfilter mit breiten Durchlassbereichseigenschaften durch die Nutzung der Doppelmodenresonanz. Diese akustischen Oberflächenwellenfilter, die akustische Doppelmoden-Oberflächenwellenfilter sind, weisen Einschränkungen in Bezug auf die Ausbreitungsverlustreduzierung und die Banderweiterung auf.
Die offengelegte japanische Patentveröffentlichung Hei 05-55872/1993 offenbart ein akustisches Oberflächenwellenfilter mit einer kaskadenartig verbundenen Elektrodenstruktur ähnlich zu der in 1.
Die offengelegte japanische Patentveröffentlichung Sho 61-192112/1986 offenbart ein akustisches Oberflächenwellenfilter mit einem anregenden IDT und einen Empfangs-IDT in einer einreihigen Elektrodenstruktur mit einem Reflektor-IDT an jedem Ende. Es werden Formeln zum Bestimmen zulässiger Breiten des Spalts zwischen jedem benachbarten IDT-Paar mit dem Ziel angegeben, mehrere Resonanzmoden und einen breiten Durchlassbereich zu erzielen. Die Formel für den Spalt zwischen dem anregenden IDT und dem Empfangs-IDT ergibt jedoch einen Bereich, der breit genug ist, die Hälfte aller möglichen Spaltbreiten zu erlauben, wodurch die Anzahl der Resonanzmoden und die Breite des Durchlassbereiches höchst variabel sind.
Wie vorstehend beschrieben wurde, waren üblicherweise akustische Oberflächenwellenfilter mit niedrigen Ausbreitungsverlusten und breiter Bandbreite beabsichtigt, aber kein akustisches Oberflächenwellenfilter mit einer genügend großen Durchlassbereichsbreite und genügend großen Dämpfungswerten außerhalb des Bandes wurde realisiert.
Andererseits hängt die Bandbreite eines SAW-Resonatorfilters von dem elektromechanischen Kopplungskoeffizienten (k²) des piezoelektrischen Substrates ab. Die jüngere schnelle Entwicklung der mobilen Kommunikation erfordert SAW-Filter mit Bandbreiten, die für verwendete Bandbreiten und niedrige Ausbreitungsverluste geeignet sind. Piezoelektrische Substrate aus Quarz, LiNbO₃, LiTaO₃ oder anderen Materialien werden in Abhängigkeit der verwendeten Bandbreiten verwendet.
Die piezoelektrischen Substrate werden gewöhnlich als solche mit großen elektromechanischen Koeffizienten k² und großen Frequenzabweichungen in Bezug auf die Temperatur und in solche mit geringen elektromechanischen Koeffizienten k² und geringen Frequenzabweichungen in Bezug auf die Temperatur klassifiziert.
Die letzteren piezoelektrischen Substrate mit geringen elektromechanischen Koeffizienten k² und geringen Frequenzabweichungen in Bezug auf die Temperatur sind geeignet für enge Bandanwendungen, beispielsweise IF-Filter etc., und sie werden eine signifikante praktische Güte haben, wenn sie breite Bänder haben können.
Die vorderen piezoelektrischen Substrate mit großen elektromechanischen Koeffizienten k² und großen Frequenzabweichungen in Bezug auf die Temperatur sind für Anwendungen geeignet, die breite Bandeigenschaften erfordern, beispielsweise Vorstufen etc., und sie werden signifikante praktische Güten beim Steigern der Anzahl der Durchgangskanäle etc. aufweisen, wenn sie breitere Bänder haben können.
Wenn wie vorstehend beschrieben wurde, die üblichen akustischen Oberflächenwellenfilter zusätzlich die Bänder erweitern können, können sie mehr Anwendungen finden, während sie die Güte der entsprechenden piezoelektrischen Substrate nutzen.
Die üblichen akustischen Oberflächenwellenfilter, insbesondere die SAW-Resonatorfilter, können jedoch nicht Bandbreiten aufweisen, die breit genug sind, um die Vorzüge der entsprechenden piezoelektrischen Substrate zu besitzen.
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein akustisches Oberflächenwellenfilter bereitzustellen, dessen Bandbreite breiter als die der üblichen akustischen Oberflächenwellenfilter ist und der zusätzlich weiter verbesserte Störsignale außerhalb des Bandes aufweist.
Beschreibung der Erfindung
Die Erfinder der vorliegenden Erfindung bemerkten bei einem SAW-Resonatorfilter, das verknüpfte strukturierte Elektrodenanordnungen aufweist, die jeweils eine Viel zahl von IDTs und Reflektoren außerhalb der IDTs aufweisen, einen Spalt zwischen den Eingangs-IDTs und den Empfangs-IDTs und sie fanden heraus, dass der Spalt zwischen den IDTs optimiert ist, drei Resonanzen der Reihenzweig-Impedanz und eine Parallelzweig-Impedanz anzuregen und zu kombinieren, die das SAW-Resonatorfilter in einem symmetrischen gitterartigen Schaltkreis darstellen, wodurch das SAW-Resonatorfilter breitere Bänder und niedrigere Störsignale als die üblichen SAW-Resonatorfilter aufweisen kann.
Das akustische Oberflächenwellenfilter gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung weist ein piezoelektrisches Substrat; eine erste strukturierte Elektrodenanordnung, die auf dem piezoelektrischen Substrat ausgebildet ist und die einen Eingangs-/Ausgangs-IDT, zwei Empfangs-IDTs, die außerhalb des Eingangs/Ausgangs-IDT ausgebildet sind, und zwei Reflektoren enthält, die außerhalb der zwei Empfangs-IDTs angeordnet sind; und eine zweite strukturierte Elektrodenanordnung auf, die auf dem piezoelektrischen Substrat ausgebildet ist und die ein Eingangs-/Ausgangs-IDT, zwei Emfpangs-IDTs, die außerhalb des Eingangs/Ausgangs-IDTs ausgebildet sind, und zwei Reflektoren aufweist, die außerhalb der zwei Empfangs-IDTs ausgebildet sind, und die mit der ersten strukturieren Elektrodenanordnung verknüpft ist, wobei das akustische Oberflächenwellenfilter durch einen symmetrischen gitterartigen Schaltkreis mit einer Reihenzweig-Impedanz und einer Parallelzweig-Impedanz dargestellt werden kann; und wobei in jeder der ersten strukturierten Elektrodenanordnung und der zweiten strukturierten Elektrodenanordnung ein erster Spalt zwischen dem Eingangs-/Ausgangs-IDT und einem der beiden Empfangs-IDTs vorgesehen ist und ein zweiter Spalt zwischen dem Eingangs/Ausgangs-IDT und dem anderen der beiden Empfangs-IDTs vorgesehen ist, wobei jeder Spalt eine Breite L aufweist, die folgender Formel genügt: (n/2 – 0,10) λ ≤ L ≤ (n/2 – 0,025) λworin λ eine Wellenlänge der akustischen Oberflächenwellen darstellt, und n eine natürliche Zahl darstellt; wodurch ein Durchlassbereich unter Verwendung von zumindest drei Resonanzen von einer der Reihenzweig-Impedanz und der Parallelzweig-Impedanz und von zumindest zwei Resonanzen der anderen der Reihenzweig-Impedanz und der Parallelzweig-Impedanz ausgebildet ist.
Wenn das akustische Oberflächenwellenfilter gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung durch einen symmetrischen gitterartigen Schaltkreis dargestellt ist, der durch eine Reihenzweig-Impedanz und eine Parallelzweig-Impedanz ausgedrückt ist und elektrisch äquivalent zu demselben ist, werden zumindest drei Resonanzen der Reihenzweig-Impedanz und zumindest drei Resonanzen der Parallelzweig-Impedanz verwendet, um einen Durchlassbereich zu bilden.
In dem vorstehend beschriebenen akustischen Oberflächenwellenfilter ist es bevorzugt, dass die natürliche Zahl n zum Bestimmen des Spaltes L gleich oder kleiner als 5 ist.
Bei dem vorstehend beschriebenen akustischen Oberflächenwellenfilter ist es bevorzugt, dass das piezoelektrische Substrat Lithiumtetraborat ist.
Bei dem vorstehend beschriebenen akustischen Oberflächenwellenfilter ist es bevorzugt, dass das piezoelektrische Substrat ein über 40° und unter 45°-gedrehtes X-Schnitt- und Z-Ausbreitungs-Lithiumtetraborat ist.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 ist eine Zeichnung eines Beispiels des SAW-Resonatorfilters mit zwei verknüpften strukturierten Elektrodenanordnungen.
2 ist eine Zeichnung eines symmetrischen gitterartigen Schaltkreises, der ein äquivalenter Schaltkreis zu dem SAW-Resonatorfilter mit zwei verknüpften strukturierten Elektrodenanordnungen ist.
3 ist ein Graph der Minima der Absolutwerte |Za|, |Zb| über den Spalt L zwischen den Eingangs-/Ausgangs-IDTs und den Empfangs-IDTs.
4 ist ein Graph von Störsignalniveaus an der Hochfrequenzseite für eine natürliche Zahl n in der Formel für den Spalt L zwischen den Eingangs-/Ausgangs-IDTs und den Empfangs-IDTs.
5 ist ein Graph von Frequenzeigenschaften der Pegelverminderungen des SAW-Resonatorfilters gemäß Beispiel 1 und der Frequenzeigenschaften von |Za| und |Zb| in einer Simulation.
6 ist ein Graph der Frequenzeigenschaften der Pegelverminderungen des SAW-Resonatorfilters gemäß der Kontrolle 1 und der Frequenzeigenschaften von |Za| und |Zb| in der Simulation.
7 ist ein Graph der Frequenzeigenschaften der Pegelverminderungen des SAW-Resonatorfilters gemäß Beispiel 2 und der Frequenzeigenschaften von |Za| und |Zb| in der Simulation.
8 ist ein Graph der Frequenzeigenschaften der Pegelverminderungen des SAW-Resonatorfilters gemäß Beispiel 3 und der Frequenzeigenschaften von |Za| nd |Zb| in der Simulation.
9 ist ein Graph der Frequenzeigenschaften der Pegelverminderungen des SAW-Resonatorfilters gemäß der Kontrolle 2 und der Frequenzeigenschaften von |Za| und |Zb| in der Simulation.
10 ist ein Graph der Frequenzeigenschaften der Pegelverminderungen des SAW-Resonatorfilters gemäß Beispiel 4 und der Frequenzeigenschaften von |Za| und |Zb| in der Simulation.
Beste Ausführungsarten der Erfindung
Das SAW-Resonatorfilter gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird unter Bezug auf die 1 bis 4 erklärt.
Das vorliegende Ausführungsbeispiel verwendet ein Modell eines SAW-Resonatorfilters mit zwei strukturierten Elektrodenanordnungen, die wie in 1 gezeigt verknüpft sind, um eine Reihenzweig-Impedanz Za und eine Parallelzweig-Impedanz Zb eines symmetrischen gitterartigen Schaltkreises zu simulieren, der ein elektrisches Äquivalent und in 2 gezeigt ist.
Minimalwerte der Absolutwerte |Za| der Reihenzweig-Impedanz Za und der Absolutwerte |Zb| der Parallelzweig-Impedanz Zb sind Resonanzen des SAW-Resonatorfilters, und Maximalwerte der Absolutwerte |Za| der Reihenzweig-Impedanz Za und der Absolutwerte |Zb| der Parallelzweig-Impedanz Zb sind Antiresonanzen des SAW-Resonatorfilters. Die Anzahl der SAW-Resonanzen, die in dem SAW-Resonatorfilter erzeugt werden, kann auf die Anzahl der Minimal- und Maximalwerte basierend betrachtet werden.
3 zeigt die Veränderungen der Minimalwerte der Absolutwerte |Za|, |Zb| in Bezug auf die Spalte L zwischen Eingangs-/Ausgangs-IDTs 1, 11 und Empfangs-IDTs 2, 2', 12, 12' des SAW-Resonatorfilters, das die Eingangs-/Ausgangs-IDTs 1, 11 mit 56 Elektrodenpaaren, die Empfangs-IDTs 2, 2', 12, 12' mit 42 Elektrodenpaaren und Reflektoren 3, 3', 13, 13' mit 80 Elektroden aufweist. Ein Abstand der Elektroden beträgt etwa 3,6 μm (=λ), und die Elektrodenbreite der entsprechenden Elektroden beträgt etwa 0,9 μm (=λ/4).
Ein Abstand der Elektroden der IDTs stellt einen Abstand zwischen jeder Elektrode der IDTs des gleichen Paares und einer Elektrode dar, die unmittelbar die nächste dazu ist, und es ist üblicherweise ein Abstand zwischen den Zentren der Elektroden.
Ein Spalt L zwischen den Eingangs-/Ausgangs-IDTs 1, 11 und den Empfangs-IDTs 2, 2', 12, 12' ist ein Abstand zwischen den Zentren von einer der Elektroden der Eingangs-/Ausgangs-IDTs und einer der Elektroden der Empfangs-IDTs, die in Ausbreitungsrichtung der akustischen Oberflächenwellen zueinander benachbart sind.
In 3 ist ein Spalt L zwischen den Eingangs-/Ausgangs-IDTs 1, 11 und den Empfangs-IDTs 2, 2', 12, 12' in der horizontalen Achse dargestellt, und mittels einer Mittelfrequenz (fc) normierte Frequenzen (f/fc) sind in der vertikalen Achse dargestellt. In 3 zeigen die Punkte Frequenzen an Punkten der Minimalwerte von Za, Zb an.
Die Punkte der Minimalwerte von Za, Zb sind in der Reihenfolge von hohen zu niedrigen Frequenzen durch a0, a1, a2, a3, ...; b0, b1, b2, b3, ... dargestellt. Diese Punkte der Minimalwerte zeigen eine Resonanz an und sie entsprechen einer nullten Resonanz, einer ersten Resonanz, einer zweiten Resonanz, einer dritten Resonanz, ...
Die üblichen SAW-Resonatorfilter nutzen Doppelmodenresonanz, die zwei dieser Resonanzen verwendet, um ein Band zu bilden. In einem Fall, dass ein Spalt L zwischen den Eingangs-/Ausgangs-IDTs und den Empfangs-IDTs in der Nähe von λ liegt, werden die ersten und zweiten Resonanzen genutzt.
Wenn der Spalt L zwischen den Eingangs-/Ausgangs-IDTs 1, 11 und den Empfangs-IDTs 2, 2', 12, 12' kleiner als der übliche Wert L = 1/2 n λ (n = 1, 2, 3, ...: natürliche Zahlen) ist, verschiebt sich die dritte Resonanz, die auf der Seite der niedrigeren Frequenzen war, auf die Seite der höheren Frequenzen, und die erste Resonanz weist ebenfalls eine höhere Frequenz auf.
Hier wird ein Spalt L zwischen den Eingangs-/Ausgangs-IDTs 1, 11 und den Empfangs-IDTs 2, 2', 12, 12' in dem Bereich (1 – 0,1) λ ≤ L ≤ (1 – 0,025) λgelegt, d. h. 0,9 λ ≤ L ≤ 0,975 λ, wodurch die erste Resonanz, die zweite Resonanz und die dritte Resonanz (a1, a2, a3, b1, b2, b3 in 3) sich aneinander nähern und ein großes Band bilden können.
In einem Fall, dass ein Spalt L zwischen den Eingangs-/Ausgangs-IDTs und den Empfangs-IDTs geringer als 0,9 λ ist, wird unvorteilhafter Weise die erste Resonanz zu weit auf die Hochfrequenzseite verschoben, um das Band zu bilden. In einem Fall, dass ein Spalt L zwischen den Eingangs-/Ausgangs-IDTs und der Empfangs-IDTs größer als 0,975 λ ist, wird in unvorteilhafter Weise die dritte Resonanz auf die Niederfrequenzseite verschoben, um Störsignale zu erzeugen.
Die Reihenzweig-Impedanz Za und die Parallelzweig-Impedanz Zb wechseln periodisch mit einer halben Wellenlänge in Bezug auf einen Spalt L zwischen den Eingangs-/Ausgangs-IDTs und den Empfangs-IDTs. Folglich kann der Wert des Spaltes L zwischen den Eingangs-/Ausgangs-IDTs und den Empfangs-IDTs von ganzzahligen Vielfachen einer halben Wellenlänge in Bezug auf 0,9 bis 0,975 λ abweichen.
Eine Differenz von einer halben Wellenlänge Unterschied bei dem Spalt L verschiebt die Resonanzen, die den Durchlassbereich bilden. Beispielsweise können für einen Bereich von L = 1,4 bis 1,475 λ die Resonanzen an den Punkten a0, a1, a2, b0, b1, b2 aus 3 das Band bilden.
Folglich wird ein Wert des Spaltes L zwischen den Eingangs-/Ausgangs-IDTs und den Empfangs-IDTs durch die folgende Formel gegeben (n/2 – 0,10) λ ≤ L ≤ (n/2 – 0,025) λ (n: natürliche Zahl),
wobei, wie in 3 gezeigt ist, zumindest drei Resonanzen der Reihenzweig-Impedanz Za und zwei Resonanzen der Parallelzweig-Impedanz Zb, oder zumindest zwei Resonanzen der Reihenzweig-Impedanz Za und drei Resonanzen der Parallelzweig-Impedanz Zb genutzt werden, um breitere Bandeigenschaften als bei üblichen IDT-Filtern zu erhalten.
4 zeigt einen Graph der Veränderungen der Störsignale auf der Hochfrequenzseite in einem Fall, dass n in der vorstehend beschriebenen Formel für den Spalt L in dem SAW-Resonatorfilter verändert wird, das die Eingangs-/Ausgangs-IDTs 1, 11 mit 58 Elektrodenpaaren, die Empfangs-IDTs 2, 2', 2, 12' mit 42 Elektrodenpaaren und die Reflektoren 3, 3', 13, 13' mit 80 Elektroden aufweist. Ein Abstand der Interdigitalwandler beträgt etwa 3,6 μm (=λ) und eine Breite der entsprechenden Elektroden der Interdigitalwandler beträgt etwa 0,9 μm (=λ/2). Wenn n erhöht wird, haben die Störsignale auf der Hochfrequenzseite einen höheren Pegel. Wenn n 1 oder 2 ist, so ist der Störsignal-Pegel nur etwa 50 dB, aber er wird abrupt vermindert, wenn n auf 3 und auf 4 erhöht wird. Bis n auf 5 erhöht wird, beträgt ein Störsignalpegel etwa 30 dB, aber wenn n gleich oder größer als 6 wird, beträgt der Störsignalpegel unvorteilhafter Weise weniger als 30 dB.
Folglich ist es grundsätzlich bevorzugt, dass n=1 ist (ein Spalt L ist etwa λ/2). Wenn n=1 ist (ein Spalt L ist etwa λ/2), wird jedoch ein Spalt zwischen den Eingangs/Ausgangs-IDTs und den Empfangs-IDTs kleiner als ein Abstand der Eingangs/Ausgangs-IDTs und der Empfangs-IDTs. Eine Elektrodenbreite der Eingangs/Ausgangs-IDTs und der Empfangs-IDTs muss kleiner als 1 μm sein, was es unmöglich macht, einen Schaltkreis in dem SAW-Filter zu bilden, der in einem Hochfrequenzband (beispielsweise ein 900 MHz-Band) arbeitet. Deshalb ist es bevorzugt, dass n=2 ist (ein Spalt ist ungefähr λ).
Die ersten, zweiten und die dritten Resonanzen werden alle genutzt, um den Durchlassbereich zu erweitern, aber die Ebenheit in den Durchlassbereichen wird manchmal verschlechtert. In einem Fall, dass die Ebenheit in einem Durchlassbereich wichtiger ist als die Banderweiterung, werden Aperturlängen etc. eingestellt, wodurch eine Abschluss-Impedanz nahe an zwei benachbarten Resonanzen der Reihenzweig-Impedanz Za und der Parallelarm-Impedanz Zb auf der Hochfrequenzseite oder der Niederfrequenzseite gebracht wird, um die Ebenheit zu verbessern.
Es wird berücksichtigt, dass stehende Wellen, die entsprechend der drei Resonanzen der Reihenzweig-Impedanz Za und der Parallelzweig-Impedanz Zb eingerichtet wurden, alle stehende Wellen geradzahliger Ordnung sind, da die strukturierten Elektrodenanordnungen symmetrisch zu den Eingangs-/Ausgangs IDTs sind.
Beispiel 1
Das SAW-Resonanzfilter mit einem 900 MHz-Band, das in 1 gezeigt ist, wurde hergestellt. Als das piezoelektrische Substrat wurde ein 45°-gedrehtes X-Schnitt-Z-Ausbreitungs-Li₂B₄O₇-(Lithiumtetraborat)-Substrat verwendet und es wurden die Eingangs-/Ausgangs-IDTs 1, 11 mit 56 Elektrodenpaaren, die Empfangs-IDTs 2, 2', 12, 12' mit 42 Elektrodenpaaren und die Reflektoren 3, 3', 13, 13' mit 80 Elektroden bereitgestellt. Ein Abstand der Elektroden betrug etwa 3,6 μm (=λ), und eine Breite der Elektroden war etwa 0,9 μm (=λ/4). Ein Spalt L zwischen den Eingangs-/Ausgangs-IDTs 1, 11 und den Empfangs-IDTs 2, 2', 12, 12' betrug 0,93 λ (n=2). Ein Spalt zwischen den Empfangs-IDTs 2, 2', 12, 12' und den Reflektoren 3, 3', 13, 13' betrug 0,93 λ. Ein Abstand der Reflektoren 3, 3', 13, 13' betrug etwa 1,01 λ. Eine normierte Schichtdicke (oder Elektrodenschichtdicke, die durch die Wellenlänge normiert wurde) der Elektroden betrug etwa 2 %. Die Erzeugung von transversalen Moden wurde durch die Verwendung von apodisierten Eingangs-/Ausgangs-IDTs 1, 11 und Empfangs-IDTs 2, 2', 12, 12' unterdrückt und eine effektive Öffnungslänge wurde auf etwa 350 μm gesetzt, so dass eine Abschluss-Impedanz 50 Ω betrug.
5 zeigt Frequenzeigenschaften der Pegelverminderungen des SAW-Resonatorfilters des Beispiels 1 und Frequenzeigenschaften der Reihenzweig-Impedanz |Za| und der Parallelzweig-Impedanz |Zb| in der Simulation. In der 5 werden Punkte der Minima der Reihenzweig-Impedanz Za und der Minima der Parallelzweig-Impedanz Zb durch a1, a2, ...; b1, b2, ... entsprechend bezeichnet.
Eine spezifische Bandbreite des Beispiels 1 betrug 0,7 % und war ungefähr das 1,5-fache der Kontrolle 1, die nachfolgend beschrieben wird. Hier wird eine spezifische Bandbreite durch Normieren einer Durchlassbereichsbreite bei einer –3 dB Pegelverminderung mittel einer Mittelfrequenz gegeben. Wie aus 5 ersichtlich ist, bildet das SAW-Resonatorfilter des Beispiels 1 den Durchlassbereich durch Nutzen dreier Resonanzen a1, a2 und a3 der Reihenzweig-Impedanz Za und drei Resonanzen b1, b2 und b3 der Parallelzweig-Impedanz Zb. Obwohl in der 5 nicht ge zeigt, sind Störsignale auf der Hochfrequenzseite des Durchlassbereiches vorhanden und der Störsignalpegel betrug etwa 50 dB.
Kontrolle 1
Das SAW-Resonatorfilter mit einem 900 MHz-Band, das in 1 gezeigt ist, wurde hergestellt. Als das piezoelektrische Substrat wurde ein 45°-gedrehtes X-Schnitt-Z-Ausbreitungs-Li₂B₄O-Substrat verwendet und es wurden die Eingangs-/Ausgangs-IDTs 1, 11 mit 38 Elektrodenpaaren, die Empfangs-IDTs 2, 2', 12, 12' mit 34 Elektrodenpaaren und die Reflektoren 3, 3', 13, 13' mit 80 Elektroden bereitgestellt. Ein Abstand der Elektroden betrug etwa 3,6 μm (=λ) und eine Breite der Elektroden betrug etwa 0,9 μm (=λ/4). Ein Spalt L zwischen den Eingangs-/Ausgangs-IDTs 1, 11 und den Empfangs-IDTs 2, 2', 12, 12' betrug 1,00 λ. Ein Spalt zwischen den Empfangs-IDTs 2, 2', 12, 12' und den Reflektoren 3, 3', 13, 13' betrug etwa 1,00 λ. Ein Abstand der Reflektoren 3, 3', 13, 13' betrug etwa 1,01 λ. Eine normierte Schichtdicke (durch die Wellenlänge normierte Elektrodenschichtdicke) der Elektroden betrug etwa 2 %. Die Erzeugung von transversalen Moden wurde durch die Verwendung von apodisierten Eingangs-/Ausgangs-IDTs 1, 11 und Empfangs-IDTs 2, 2', 12, 12' unterdrückt und eine effektive Öffnungslänge wurde auf etwa 400 μm gesetzt, so dass eine Abschluss-Impedanz 50 Ω betrug.
Die Kontrolle 1 und das Beispiel 1 weisen eine voneinander unterschiedliche Anzahl der Elektrodenpaare der Eingangs-/Ausgangs-IDTs 1, 11 und der Empfangs-IDTs 2, 2', 12, 12' auf. Wenn ein Spalt L zwischen den Eingangs-/Ausgangs-IDTS und den Empfangs-IDTs wechselt, ist dies so, weil die Reihenzweig-Impedanz Za und die Parallelzweig-Impedanz Zb unterschiedliche Frequenzpositionen haben. Folglich ist deren optimale Paaranzahl unterschiedlich.
6 zeigt Frequenzeigenschaften der Pegelverminderungen des SAW-Resonatorfilters der Kontrolle 1 und Frequenzeigenschaften der Reihenzweig-Impedanz |Za| und der Parallelzweig-Impedanz |Zb| in der Simulation. In 6 werden Punkte der Minima der Reihenzweig-Impedanz Za und der Parallelzweig-Impedanz Zb durch a1, a2, ...; b1, b2, ... entsprechend angezeigt.
Eine spezifische Bandbreite der Kontrolle 1 betrug etwa 0,5 %, was geringer als die des Beispiels 1 ist. Wie aus 6 ersichtlich ist, bildet das SAW-Resonatorfilter der Kontrolle 1 den Durchlassbereich durch Nutzen zweier Resonanzen a1 und a2 der Reihenzweig-Impedanz Za und zweier Resonanzen b1 und b2 der Parallelzweig-Impedanz Zb. Obwohl in 6 nicht gezeigt ist, sind Störsignale auf der Hochfrequenzseite des Durchlassbereiches vorhanden und der Störsignalpegel betrug etwa 35 dB, welcher schwächer als der des Beispiels 1 ist.
Beispiel 2
Das SAW-Resonatorfilter mit einem 900 MHz-Band, das in 1 gezeigt ist, wurde hergestellt. Als das piezoelektrische Substrat wurde ein 45°-gedrehtes X-Schnitt-Z-Ausbreitungs-Li₂B₄O₇-Substrat verwendet und es wurden die Eingangs-/Ausgangs-IDTs 1, 11 mit 58 Elektrodenpaaren, und die Empfangs-IDTs 2, 2', 12, 12' mit 42 Elektrodenpaaren und die Reflektoren 3, 3', 13, 13' mit 80 Elektroden bereitgestellt. Ein Abstand der Elektroden betrug etwa 3,6 μm (=λ) und eine Breite der Elektroden betrug etwa 0,9 μm (=λ/4). Ein Spalt L zwischen den Eingangs-/Ausgangs-IDTs 1, 11 und den Empfangs-IDTs 2, 2', 12, 12' betrug 0,93 λ (n=2). Ein Spalt zwischen den Empfangs-IDTs 2, 2', 12, 12' und den Reflektoren 3, 3', 13, 13' betrug 0,93 λ. Ein Abstand der Reflektoren 3, 3', 13, 13' betrug etwa 1,01 λ. Eine normierte Schichtdicke (durch die Wellenlänge normierte Elektrodenschichtdicke) der Elektroden betrug etwa 2 %. Die Erzeugung von transversalen Moden wurde durch Verwenden von apodisierten Eingangs-/Ausgangs-IDTs 1, 11 und der Empfangs-IDTs 2, 2', 12, 12' unterdrückt und eine effektive Öffnungslänge wurde auf etwa 350 μm gesetzt, so dass eine Abschluss-Impedanz 50 Ω betrug.
7 zeigt Frequenzeigenschaften von Pegelverminderungen des SAW-Resonatorfilters des Beispiels 2 und Frequenzeigenschaften der Reihenzweig-Impedanz |Za| und der Parallelzweig-Impedanz |Zb| in der Simulation. In 7 werden Punkte der Minima der Reihenzweig-Impedanz Za und Minima der Parallelzweig-Impedanz Zb durch a1, a2, ..., b1, b2, ... entsprechend angezeigt.
Die spezifische Bandbreite des Beispiels 2 betrug etwa 0,7 % und war etwa das 1,4-fache der Bandbreite der Kontrolle 2, die nachfolgend beschrieben wird. Wie aus 7 ersichtlich ist, bildet das SAW-Resonatorfilter des Beispiels 2 den Durchlassbereich durch Nutzen dreier Resonanzen a1, a2 und a3 der Reihenzweig-Impedanz Za und dreier Resonanzen b1, b2 und b3 der Parallelzweig-Impedanz Zb. Störsignale auf der Hochfrequenzseite des Durchlassbereiches waren vorhanden und der Störsignalpegel betrug etwa 50 dB.
Beispiel 3
Das SAW-Resonanzfilter mit einem 900 MHz-Band, das in 1 gezeigt ist, wurde hergestellt. Als das piezoelektrische Substrat wurde ein 45°-gedrehtes X-Schnitt-Z-Ausbreitungs-Li₂Ba₄O₇-Substrat verwendet und es wurden die Eingangs-/Ausgangs-IDTs 1, 11 mit 58 Elektrodenpaaren, die Empfangs-IDTs 2, 2', 12, 12' mit 42 Elektrodenpaaren und die Reflektoren 3, 3', 13, 13' mit 80 Elektroden bereitgestellt. Ein Abstand der Elektroden betrug etwa 3,6 μm (=λ) und eine Breite der Elektroden betrug etwa 0,9 μm (=λ/4). Ein Spalt L zwischen den Eingangs-/Ausgangs-IDTs 1, 11 und den Empfangs-IDTs 2, 2', 12, 12' betrug 3,93 λ (n=8). Ein Spalt L zwischen den Empfangs-IDTs 2, 2', 12, 12' und den Reflektoren 3, 3', 13, 13' betrug 3,93 λ. Ein Abstand der Reflektoren 3, 3', 13, 13' betrug etwa 1,01 λ. Eine normierte Schichtdicke (Elektrodenschichtdicke/Vellenlänge) der Elektroden betrug etwa 2 %. Die Erzeugung von transversalen Moden wurde durch Verwenden von apodisierten Eingangs-/Ausgangs-IDTs 1, 11 und der Empfangs-IDTs 2, 2', 12, 12' unterdrückt und eine effektive Öffnungslänge wurde auf etwa 350 μm gesetzt, so dass eine Abschluss-Impedanz 50 Ω betrug.
8 zeigt Frequenzeigenschaften der Pegelverminderungen des SAW-Resonatorfilters des Beispiels 3 und Frequenzeigenschaften der Reihenzweig-Impedanz |Za| und der Parallelzweig-Impedanz |Zb| in der Simulation. In
8 werden Punkte der Minima der Reihenzweig-Impedanz Za und der Minima der Parallelzweig-Impedanz Zb durch a1, a2, ..., b1, b2, ... entsprechend angezeigt.
Eine spezifische Bandbreite des Beispiels 3 betrug etwa 0,7 % und war das etwa 1,4-fache der Kontrolle 2, die nachfolgend beschrieben wird. Wie aus 8 ersichtlich ist, bildet das SAW-Resonatorfilter des Beispiels 3 den Durchlassbereich durch Nutzen dreier Resonanzen a1, a2 und a3 der Reihenzweig-Impedanz Za und dreier Resonanzen b1, b2 und b3 der Parallelzweig-Impedanz Zb. Störsignale auf der Hochfrequenzseite des Durchlassbereiches waren vorhanden und der Störsignalpegel betrug etwa 20 dB.
Die SAW-Resonatorfilter wurden mit bei 1,43 λ (n=3), 1,93 λ (n=4), 2,243 λ (n=5), 2,93 λ (n=6) und 3,43 λ (n=7) gesetzten Spalten L zwischen den Eingangs/Ausgangs-IDTs 1, 11 und den Empfangs-IDTs 2, 2', 12, 12' und mit bei 1,43 λ, 1,93 λ, 2,43 λ, 2,93 λ bzw. 3,43 λ gesetzten Spalten zwischen den Empfangs-IDTs 2, 2', 12, 12' und den Reflektoren 3, 3', 13, 13' herausgestellt, welche gleich zu den Spalten L zwischen den Eingangs-/Ausgangs-IDTs 1, 11 und den Empfangs-IDTs 2, 2', 12, 12' waren. Die SAW-Resonatorfilter hatten die gleichen anderen Beschaffenheiten wie die der Beispiele 2 und 3.
Spezifische Bandbreiten waren im Wesentlichen konstant bei etwa 0,7 % für einen Bereich von n=2 bis n=8, was das etwa 1,4-fache der Kontrolle 2 war, die nachfolgend beschrieben wird.
4 zeigt eine n-Abhängigkeit der Störsignalpegel der Störsignale auf der Hochfrequenzseite des Durchlassbereichs. Die Störsignalpegel betrugen etwa 50 dB für n=2, etwa 30 dB für n=5 und etwa 20 dB für n=8. Die Störsignalpegel wurden schwächer, wenn n größer wurde.
Kontrolle 2
Das SAW-Resonanzfilter mit einem 900 MHz-Band, das in 1 gezeigt ist, wurde hergestellt. Als das piezoelektrische Substrat wurde ein 45°-gedrehtes X-Schnitt-Z-Ausbreitungs-Li₂Ba₄O₇-Substrat verwendet und es wurden die Eingangs-/Ausgangs-IDTs 1, 11 mit 34 Elektrodenpaaren, die Empfangs-IDTs 2, 2', 12, 12' mit 80 Elektrodenpaaren und die Reflektoren 3, 3', 13, 13' mit 80 Elektrodenpaaren bereitgestellt. Ein Abstand der Elektroden betrug etwa 3,6 μm (=λ) und eine Breite der Elektroden betrug etwa 0,9 μm (= λ/4). Ein Spalt L zwischen den Eingangs-/Ausgangs-IDTs 1, 11 und den Empfangs-IDTs 2, 2', 12, 12' betrug 1,00 λ. Ein Spalt zwischen den Empfangs-IDTs 2, 2', 12, 12' und den Reflektoren 3, 3', 13, 13' betrug 1,00 λ. Ein Abstand der Reflektoren 3, 3', 13, 13' betrug etwa 1,01 λ . Eine normierte Schichtdicke (durch Wellenlänge normierte Elektrodenschichtdicke) der Elektroden betrug etwa 2 %. Eine Erzeugung von transversalen Moden wurde durch Verwenden von apodisierten Eingangs-/Ausgangs-IDTs 1, 11 und der Empfangs-IDTs 2, 2', 12, 12' unterdrückt und eine effektive Öffnungslänge wurde auf etwa 400 μm gesetzt, so dass eine Abschluss-Impedanz 50 Ω betrug.
9 zeigt Frequenzeigenschaften der Pegelverminderungen des SAW-Resonatorfilters der Kontrolle 2 und Frequenzeigenschaften der Reihenzweig-Impedanz |Za| und der Parallelzweig-Impedanz |Zb| in der Simulation. In 9 werden Punkte der Minima der Reihenzweig-Impedanz Za und Minima der Parallelzweig-Impedanz Zb durch a1, a2, ..., b1, b2, ... entsprechend angezeigt.
Eine spezifische Bandbreite der Kontrolle 2 betrug etwa 0,5 %, was schmaler als die spezifischen Bandbreiten der Beispiele 2 und 3 war. Wie aus 9 ersichtlich ist, bildet das SAW-Resonatorfilter der Kontrolle 2 den Durchlassbereich durch Nutzen zweier Resonanzen a1 und a2 der Reihenzweig-Impedanz Za und zweier Resonanzen b1 und b2 der Parallelzweig-Impedanz Zb. Störsignale auf der Hochfrequenzseite des Durchlassbereichs waren vorhanden, und der Störsignalpegel betrug etwa 35 dB, welcher schwächer als die Störsignalpegel der Beispiele 2 und 3 war.
Beispiel 4
Das SAW-Resonanzfilter mit einem 900 MHz-Band, das in 1 gezeigt ist, wurde hergestellt. Als das piezoelektrische Substrat wurde ein 45°-gedrehtes X-Schnitt-Z-Ausbreitungs-Li₂B₄O-Substrat verwendet und es wurden die Eingangs/Ausgangs-IDTs 1, 11 mit 66 Elektrodenpaaren, und die Empfangs-IDTs 2, 2', 12, 12' mit 50 Elektrodenpaaren und die Reflektoren 3, 3', 13, 13' mit 40 Elektroden bereitgestellt. Ein Abstand der Elektroden betrug etwa 8,4 μm (=λ) und eine Breite der Elektronen betrug etwa 2,1 μm (= λ/4). Ein Spalt zwischen den Eingangs-/Ausgangs-IDTs 1, 11 und den Empfangs-IDTs 2, 2', 12, 12' betrug 0,41 λ (n=1). Ein Spalt zwischen den Empfangs-IDTs 2, 2', 12, 12' und den Reflektoren 3, 3', 13, 13' betrug 0,413 λ. Ein Abstand der Reflektoren 3, 3', 13, 13' betrug etwa 1,006 λ. Eine normierte Schichtdicke (durch die Wellenlänge normierte Elektrodenschichtdicke) der Elektroden betrug etwa 2 %. Eine Erzeugung von transversalen Moden wurde durch Verwenden der apodisierten Eingangs-/Ausgangs-IDTs 1, 11 und der Empfangs-IDTs 2, 2', 12, 12' unterdrückt und eine effektive Öffnungslänge wurde auf etwa 900 μm gesetzt, so dass eine Abschluss-Impedanz 50 Ω betrug.
10 zeigt Frequenzeigenschaften der Pegelverminderungen des SAW-Resonatorfilters des Beispiels 4 und Frequenzeigenschaften der Reihenzweig-Impedanz |Za| und der Parallelzweig-Impedanz |Zb| in der Simulation. In 10 werden Punkte der Minima der Reihenzweig-Impedanz Za und Minima der Parallelzweig-Impedanz Zb durch a1, a2, ..., b1, b2 ... entsprechend angezeigt.
Eine spezifische Bandbreite des Beispiels 4 betrug etwa 0,65 %. Wie aus 10 ersichtlich ist, bildet das SAW-Resonatorfilter des Beispiels 2 den Durchlassbereich durch Nutzen dreier Resonanzen a1, a2 und a3 der Reihenzweig-Impedanz Za und dreier Resonanzen b1, b2 und b3 der Parallelzweig-Impedanz Zb. Störsignale auf der Hochfrequenzseite waren vorhanden und der Störsignalpegel betrug etwa 60 dB.
Beispiel 5
Die SAW-Resonanzfilter mit einem 900 MHz-Band, die in 1 gezeigt sind, wurden hergestellt. Als die piezoelektrischen Substrate wurden 45°-gedrehte X-Schnitt-Z-Ausbreitungs-Li₂B₄O₇-Substrate verwendet und es wurden die Eingangs/Ausgangs-IDTs 1, 11 mit 66 Elektrodenpaaren, die Empfangs-IDTs 2, 2', 12, 12' mit 50 Elektrodenpaaren und die Reflektoren 3, 3', 13, 13' mit 45 Elektroden bereitgestellt. Ein Abstand der Elektroden betrug etwa 8,4 μm (=λ) und eine Breite der Elektroden betrug etwa 2,1 μm (=λ/4). Ein Abstand der Reflektoren 3, 3', 13, 13' betrug etwa 1,013 λ. Eine normierte Schichtdicke (durch die Wellenlänge normierte Elektronenschichtdicke) der Elektroden betrug etwa 2 %.
Spalte L zwischen den Eingangs-/Ausgangs-IDTs 1, 11 und den Empfangs-IDTs 2, 2', 12, 12' wurden unterschiedlich gesetzt bei 0,913 λ (n=2), 1,413 (n=3), 1,913 λ (n=4), 2,413 λ (n=5) und 2,913 λ (n=6), 3,413 λ (n=7) und 3,913 λ (n=8), und Spalte zwischen den Empfangs-IDTs 2, 2', 12, 12' und den Reflektoren 3, 3', 13, 13' wurden gesetzt bei 0,913 λ, 1,413 λ, 1,913 λ, 2,413 λ und 2,913 λ, 3,413 λ und 3, 913 λ, welche gleich zu den Spalten L zwischen den Eingangs-/Ausgangs-IDTs 1, 11 und den Empfangs-IDTs 2, 2', 12, 12' waren.
Eine Erzeugung von transversalen Moden wurde durch Verwenden der apodisierten Eingangs-/Ausgangs-IDTs 1, 11 und der Empfangs-IDTs 2, 2', 12, 12' unterdrückt, und eine effektive Öffnungslänge wurde auf etwa 900 μm gesetzt, so dass eine Abschluss-Impedanz 50 Ω betrug.
Spezifische Bandbreiten verringerten sich in einem Bereich von n=2 bis n=8 ein wenig und eine etwa 0,65 %ige spezifische Bandbreite für n=2 war auf etwa 0,62 % für n=8 verringert, was 95 % davon ist. Störsignalpegel von Störsignalen auf den Hochfrequenzseiten der Durchlassbereiche betrugen etwa 50 dB für n=2, etwa 30 dB für n=5 und etwa 20 dB für n=8. Die Störsignalpegel wurden schwächer, wenn n größer wurde.
Industrielle Anwendbarkeit
Bei einem akustischen Oberflächenwellenfilter gemäß der vorliegenden Erfindung werden, wenn das akustische Oberflächenwellenfilter durch einen symmetrischen gitterartigen Schaltkreis dargestellt wird, der durch eine Reihenzweig-Impedanz und eine Parallelzweig-Impedanz dargestellt wird und elektrisch zu diesem Äquivalent ist, zumindest zwei Resonanzen der Reihenzweig-Impedanz und zumindest drei Resonanzen der Parallelzweig-Impedanz verwendet, um einen Durchlassbereich zu bilden, wobei das akustische Oberflächenwellenfilter breitere Bänder und niedrigere Störsignale als übliche akustische Oberflächenfilter aufweisen kann. Ein derartig akustisches Oberflächenwellenfilter ist als ein Filter geeignet, das in der mobilen Kommunikation etc. verwendet werden kann, welche niedrige Ausbreitungsverluste und große Dämpfungseigenschaften erfordert.

Claims

Akustisches Oberflächenwellenfilter mit: – einem piezoelektrischen Substrat; – einer ersten strukturierten Elektrodenanordnung, die auf dem piezoelektrischen Substrat ausgebildet ist, mit einem Eingangs/Ausgangs-IDT (Interdigitalwandler) (1), zwei Empfangs-IDTs (2, 2'), die außerhalb des Eingangs-/Ausgangs-IDT (1) ausgebildet sind, und zwei Reflektoren (3, 3'), die außerhalb der zwei Empfangs-IDTs (2, 2') ausgebildet sind; und – einer zweiten strukturierten Elektrodenanordnung, die auf dem piezoelektrischen Substrat ausgebildet ist, mit einem Eingangs/Ausgangs-IDT (11), zwei Empfangs-IDTs (12, 12'), die außerhalb des Eingangs-/Ausgangs-IDTs (11) ausgebildet sind, und zwei Reflektoren (13, 13'), die außerhalb der zwei Empfangs-IDTs (12, 12') ausgebildet sind, und die mit der ersten strukturierten Elektrodenanordnung verknüpft ist; – wobei das akustische Oberflächenwellenfilter durch einen symmetrischen gitterartigen Schaltkreis mit einer Reihenzweig-Impedanz und einer Parallelzweig-Impedanz dargestellt werden kann; und – wobei in jeder der ersten strukturierten Elektrodenanordnung und der zweiten strukturierten Elektrodenanordnung ein erster Spalt zwischen dem Eingangs-/Ausgangs-IDT (1, 11) und einem der beiden Empfangs-IDTs (2, 12) und ein zweiter Spalt zwischen dem Eingangs-/Ausgangs-IDT (1, 11) und dem anderen der beiden Empfangs-IDTs (2', 12') vorgesehen ist, wobei jeder Spalt eine Breite L aufweist, die folgender Formel genügt: (n/2 – 0.10) λ ≤ L ≤ (n/2 – 0.025) λworin λ eine Wellenlänge der akustischen Oberflächenwellen darstellt, und n eine natürliche Zahl darstellt; – wodurch ein Durchlassbereich unter Verwendung von zumindest drei Resonanzen von einer der Reihezweig-Impedanz und der Parallelzweig-Impedanz und von zumindest zwei Resonanzen der anderen der Reihenzweig-Impedanz und der Parallelzweig-Impedanz ausgebildet ist.
Akustisches Oberflächenwellenfilter nach Anspruch 1, bei dem der Durchlassbereich unter Verwendung von zumindest drei Resonanzen der anderen der Reihenzweig-Impedanz und der Parallelzweig-Impedanz ausgebildet ist.
Akustisches Oberflächenwellenfilter nach Anspruch 1, bei dem die natürliche Zahl n zur Festlegung der Breite des Spalts L gleich oder kleiner 5 ist.
Akustisches Oberflächenwellenfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem das piezoelektrische Substrat Lithiumtetraborat ist.
Akustisches Oberflächenwellenfilter nach Anspruch 4, bei dem das piezoelektrische Substrat ein über 40° und unter 45° gedrehtes X-Schnitt- und Z-Ausbreitungs-Lithiumtetraborat ist.