DE69534906T2

DE69534906T2 - Auf zellenubertragung beruhende taktruckgewinnungsanordnung

Info

Publication number: DE69534906T2
Application number: DE69534906T
Authority: DE
Inventors: Neil Burnaby COX
Original assignee: Alcatel Canada Inc
Current assignee: Nokia Canada Inc
Priority date: 1994-06-01
Filing date: 1995-05-30
Publication date: 2006-11-16
Anticipated expiration: 2015-05-31
Also published as: AU2520495A; AU700007B2; DE69534906D1; US5844891A; EP0763292A1; CA2191425A1; WO1995033320A1; GB9410943D0; JPH10500826A; EP0763292B1

Description

Diese Erfindung betrifft digitale Übertragungssysteme und insbesondere eine Einrichtung zur auf Zellenübertragung basierende Taktwiederherstellung (CBCR) zum Bereitstellen einer Wiederherstellungsfunktion in der Empfangseinheit eines Systems, um die Anpassung von Diensten mit konstanter Bitrate (CBR) über ein Netz mit asynchronem Übertragungsmodus (ATM) oder ein ATM-ähnliches Netz zu implementieren.
Der asynchrone Übertragungsmodus (ATM) ist ein digitales Hochgeschwindigkeitsprotokoll, für welches die grundlegende funktionelle Einheit eine Zelle mit 424 Bit (53 Byte) ist. Fünf Bytes jeder Zelle sind dem Routing und der Steuerung zugewiesen, und die verbleitenden 48 Bytes werden für den Datentransport verwendet. Beim Eintritt in ein auf ATM basierendes Netz wird in Übereinstimmung mit standardisierten Formatierungsprotokollen, die Anpassungsprotokolle genannt werden, Information in Zellen geladen. Wenn eine Zelle gefüllt ist, wird sie so bald wie möglich durch das Netz transportiert. In den ganzen auf ATM basierenden Netzen werden Puffer verwendet, um mit Stauungen, d.h. Fällen fertigzuwerden, in denen mehr als eine Zelle für den Transport über eine gegebenen Kommunikationsverbindung bereit ist.
Wie durch den Namen nahegelegt, übermitteln Dienste mit konstanter Bitrate (CBR) Datenbits mit nominell konstanter Rate. Insbesondere verwenden Übermittlungseinheiten von CBR-Diensten einen Bezugstakt, um die Lieferung von Datenbits zeitlich festzulegen. Empfangseinheiten müssen entweder direkt oder indirekt auf denselben Takt zugreifen, um die Daten wiederzugewinnen.
Bei CBR-Diensten verwendete Bezugstakte müssen innerhalb standardisierter Spezifikationen für eine mittlere Betriebsfrequenz, einen maximalen Jitter und ein maximales Wandern arbeiten. Der Jitter und das Wandern sind Einschränkungen für die Veränderlichkeit der hohen Frequenzen bzw. die Veränderlichkeit der niedrigen Frequenzen um die mittlere Betriebsfrequenz herum. Der Jitter und das Wandern werden im Allgemeinen hinsichtlich der Versetzung von Taktimpulsen von dort gemessen, wo sie wären, wenn der Taktgeber konsistent bei genau seiner mittleren Betriebsfrequenz arbeiten würde. Der Jitter ist eine kurzfristige Abweichung der Impulsmittelpunkte von dort, wo sie wären, wenn der Takt bei seiner mittleren Frequenz fest wäre. Das Wandern ist die äquivalente langfristige Variation. Der Jitter wird in der Größenordnung von Hertz gemessen, während das Wandern in der Größenordnung von Stunden oder Tagen gemessen wird.
Die folgenden Spezifikationen, die aus der ANSI-Spezifikation für den T1-Dienst entnommen sind, liefern ein Beispiel für Anforderungen für CBR-Takte. Hier ist ein UI ein Einheitsintervall oder eine Taktperiode, die für T1 648 ns beträgt.

• Die mittlere Betriebsfrequenz muss 1,544±50 Hz.
• Der Jitter im Frequenzband zwischen 10 Hz und 40 kHz muss von Peak zu Peak weniger als 0,5 UI betragen, und der Jitter im Frequenzband zwischen 8 kHz und 40 kHz muss von Peak zu Peak weniger als 0,07 UI betragen.
• Das Wandern muss über jede Dauer von 15 Minuten weniger als 5 UI betragen und muss über jede Dauer von 24 Stunden weniger als 28 UI betragen.

Die Taktwiederherstellung ist ein Vorgang, bei dem Einheiten in einem Kommunikationsnetz Zugang zu einem Bezugstakt erlangen, wenn nötig. Es gibt zwei grundlegende Zugänge zur Taktwiederherstellung. Der erste Zugang bringt die Anwendung relativ einfacher Techniken für ein Taktsignal mit sich, das der Empfangseinheit getrennt übermittelt wird. Der andere Zugang ist, den Takt aus einer Analyse der Periodizität des empfangenen Datensignals zu extrahieren. Während der zweite Zugang im Allgemeinen komplexer zu implementieren und fehleranfälliger ist, beseitigt er die Notwendigkeit zur Übermittlung eines separaten Taktsignals. Die auf Zellenübertragung basierende Taktwiederherstellung ist ein Beispiel für den zweiten Zugang.
Wenn CBR-Dienste über ein ATM-Netz transportiert werden, ist eine empfohlene Grundlage für die Steuerung des Ausgangstaktes beim Empfänger die Überwachung des Pufferfüllstandes [CCITT, B-ISDN – ATM Adaption Layer for Constant Bit Rate Services: Functionality and Spezifikation, Draft T1S1/92-570, 13. November, 1992]. Wenn der Ausgangstakt des Empfängers langsamer ist als der Eingangstakt des Senders, dann neigt der Pufferfüllstand dazu, mit der Zeit zuzunehmen. Wenn umgekehrt der Ausgangstakt des Empfängers schneller ist als der Eingangstakt des Senders, dann neigt der Pufferfüllstand dazu, mit der Zeit abzunehmen. Der Ausgangstakt kann somit basierend auf den Tendenzen im Pufferfüllstand eingestellt werden. Bei dieser Anordnung ist es sowohl für den Sender als auch für den Empfänger notwendig, Zugang zu einem gemeinsamen Netztakt zu haben. Der Zugang kann somit in mehr Situationen verwendet werden, als das alternative empfohlene Taktwiederherstellungsverfahren, d.h. das Verfahren des synchronen Restzeitstempels (SRTS). Ein solches Verfahren ist Beispielsweise in der PCT-Anmeldung Nr. PCT/EP88/00178 (WO 88/07297) beschrieben.
Es können große zusammenfallende Variationen beim Pufferfüllstand erwartet werden. Erstens sieht der als Funktion der Zeit aufgetragene Pufferfüllstand wie ein Sägezahn auf, da Daten in Blöcken mit Zellengröße (53 Bytes) in den Puffer eingefügt werden, aber aus dem Puffer bitweise entleert werden. Zweitens kann die Variation im beobachteten Pufferfüllstand durch die Sequenzierung und relative Priorisierung von Aufgaben eingeführt werden, die im Diensteanpassungssystem ausgeführt werden. Beispielsweise kann ein solcher Verarbeitungsjitter in der Übermittlungseinheit eine Variation im Zeitabstand zwischen übermittelten Zellen verursachen, die sich selbst als Variation des Pufferfüllstandes in der Empfangseinheit zeigt. Schließlich treten an Stauungspunkten im Netz mit der Zeit variierende Verzögerungen durch Warteschlangenbildung auf. Wie beim Verarbeitungsjitter zeigen sich solche mit der Zeit variierenden Verzögerungen durch Warteschlangenbildung selbst als Variationen des Pufferfüllstandes.
Von den oben genannten drei Quellen für zusammenfallende Variation des Füllstandes ist die problematischste die Verzögerungen durch Warteschlangenbildung im Netz. Der Verarbeitungsjitter steht unter Kontrolle des Systemgestalters und kann durch geeignete Gestaltung auf ein handhabbares Niveau verringert werden. Die Sägezahneffekte können minimiert werden, indem die Abtastung des Pufferfüllstandes grob mit der Ankunft von ATM-Zellen synchronisiert wird.
Der Umschalter Newbridge Mainstreet (Warenzeichen) 36150 liefert eine Einsicht in die Größe einer Variation des Füllstandes auf Grund von Verzögerungen durch Warteschlangenbildung. Die ATM-Zellen können durch drei Vermittlungszustände gehen, von denen jeder eine Warteschlange mit 16 Zellen aufweist. Das Szenario des schlimmsten Falles führt eine Verzögerung durch Warteschlangenbildung von 48 Zellen ein. Unter der Voraussetzung, dass 2,74μs (d.h. 53 Bytes bei 155 Mbits/s) benötigt werden, um eine ATM-Zelle zu übermitteln, kann die Verzögerung durch Warteschlangenbildung durch einen einzigen Umschalter bis zu 132 μs betragen. Unter Berücksichtigung des Verarbeitungsjitters und der Möglichkeit, dass eine Anzahl von ATM-Umschaltern angetroffen werden, kann erwartet werden, dass die Verzögerungen durch Warteschlangenbildung zwischen Null und, sagen wir, 1000 μs variieren. Für die Anpassung von T1-Diensten übersetzt sich das in eine Variation des Füllstandes in der Größenordnung von +/– 800 Bits.
Andere Warteschlangen im Netz können sehr viel länger sein als die des Umschalters Mainstreet (Warenzeichen) 36150. Beispielsweise weist die Leitungsschnittstellenkarte Newbridge T3 eine Warteschlange für bis zu etwa 3 ms an Daten auf. Es kann eine Variation der Verzögerung von bis zu 3 ms angetroffen werden, wenn ATM-Zellen für einen T1-Dienst durch die Karte T3 geführt werden.
Eine annähernde Analyse zur Erfüllung der Anforderungen für den Jitter bei T1 ist wie folgt: wenn die Taktschätzung mit einer Rate von etwa 20 Hz aktualisiert wird, beträgt die maximal erlaubte Frequenzfehlanpassung etwa 10 Hz, um die obere Grenze für einen Jitter von 0,5 UI zu erfüllen. Dies entspricht einer Taktperiode, die bis zu innerhalb etwa 4 ps genau ist. Größere Fehler bei der Taktperiode können im Prinzip toleriert werden, wenn die Frequenz der Taktaktualisierung erhöht wird. Dies vereinfacht die Aufgabe jedoch nicht, weil weniger neue Daten verfügbar sind, aus denen jede Frequenzschätzung erhalten werden soll.
Die Größe der auszuführenden Aufgabe ist ziemlich eindrucksvoll. Die Anforderung ist, eine unbelastete Schätzung der Taktperiode des T1-Senders auf eine Genauigkeit von einigen Pikosekunden herzuleiten, indem tatsächlich die Periodizität der Ankunft der ATM-Zellen analysiert wird. Es kann jedoch ein Jitter der Ankuft der Zellen in der Größenordnung von +/– 500 μs oder mehr erwartet werden. Es folgt, dass die Varianz des Jitters um einen Faktor in der Größenordnung von 10¹² reduziert werden muss.
Es ist wichtig, bei CBR-Diensten das Wandern des Taktes zu kontrollieren, und es ist ein signifikantes Problem bei herkömmlichen auf Zellenübertragung basierenden Taktwiederherstellungssystemen. Das Wandern ist wichtig, da in einigen CBR-Netzen Puffer auf der Basis von Anforderungen für das Wandern bemessen werden und unter bestimmten Umständen überlaufen können, wenn diese Anforderungen nicht erfüllt werden. Das Problem mit dem Wandern für herkömmliche CBCR tritt auf, weil der Takt tatsächlich auf tiefpassgefilterten Abtastungen des Pufferfüllstandes basierend eingestellt wird. Unglücklicherweise gibt es immer im Prinzip eine Komponente mit niedrigerer Frequenz, die durch den Filter gehen kann, egal wie niedrig die Dämpfungsfrequenz des Tiefpassfilters eingestellt wird. Solche Komponenten treten als Wandern des Taktes auf. Weil die Größe solcher Komponenten mit niedrigerer Frequenz von einer Vielfalt unkontrollierter Faktoren abhängt, ist es schwierig, Grenzen des Wanderns in CBCR-Systemen zu spezifizieren und die Konformität mit Standards für das Wandern zu verifizieren.
Es ist Aufgebe der vorliegenden Erfindung, die vorher genannten Probleme des Standes der Technik anzugehen.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine auf Zellenübertragung basierende Taktwiederherstellungsanordnung zum Bereitstellen einer Taktwiederherstellungsfunktion in der Empfangseinheit eines Systems, um eine Anpassung von Diensten mit konstanter Bitrate (CBR) über ein Netz mit asynchronem Übertragungsmodus (ATM) oder ATM-ähnlichen Übertragungsmodus zu implementieren, die einen Puffer zum Empfangen eingehender Zellen, eine Einrichtung zum periodischen Abtasten des Pufferfüllstandes L_i, eine Einrichtung zum Erhalten eines geschätzten Lx_j des Pufferfüllstandes bei Ankunft von im Wesentlichen unverzögerten Zellen aus einer Reihe von Abtastungen L_i des Pufferfüllstandes und einen Logikbaustein für die Frequenzeinstellung umfasst, der an seinem Ausgang ein Steuersignal mit einer gegebenen Taktfrequenz f_j bereitstellt, wobei der Logikbaustein für die Frequenzeinstellung inkrementelle Einstellung an der Taktfrequenz f_j vornimmt, um zu bewirken, dass sich der statische Mittelwert des geschätzten Lx_j des Pufferfüllstandes bei Ankunft von unverzögerten Zellen oder eine Ableitung davon zu einem vorher definierten optimalen Betriebspunkt L_opt hin bewegt.
In einer Ausführungsform ist der geschätzte Lx_j aus den Blöcken der Abtastungen des Pufferfüllstandes hergeleitet, wobei jeder Block eine vorher bestimmte Anzahl M von Abtastungen enthält. Die Anzahl von Abtastungen kann sich jedoch von Block zu Block ändern.
Ein von der Erfindung erzeugtes Steuersignal kann die Form eines Bitstroms, einer Sinuswelle oder einer anderen Darstellung der Frequenz des hergeleiteten Taktes haben.
Die Abtastung des Pufferfüllstandes sollte normalerweise in annähernder Synchronisation mit der Ankunft von Zellen ausgeführt werden, um die Wirkungen der Sägezahnform des Füllstandes des Puffers aus den angegebenen Gründen zu minimieren.
Eine Schätzfunktion für den Pufferfüllstand bei Ankunft von unverzögerten Zellen ist das Maximum eines Blocks von Abtastungen des Füllstandes. Wie früher angegeben hat der tatsächliche Pufferfüllstand die Form einer Sägezahnwellenform, da die Zellen als einzelner Block von 424 Bits ankommen, dann bitweise mit einer konstanten Rate ausgegeben werden. Wenn die ankommenden Zellen verzögert sind, neigt der Füllstand dazu, zu fallen, weil mehr Bits ausgegeben werden, bevor neue Zellen ankommen. Der maximale Füllstand tritt auf, wenn die Zellen pünktlich ankommen. Der geschätzte maximale Füllstand ist somit repräsentativ für den Füllstand für unverzögerte Zellen.
Während der zusammenkommende Verkehr im Netz häufig Punkte von beträchtlichen Stauungen erzeugen kann, sollte es auch relativ üblich sein, dass Zellen ohne wesentliche Verzögerung durch das Netz hindurchgehen. Somit sollte das Minimum der Verzögerungen der Zellenlieferung für eine Reihe von ATM-Zellen durch den zusammenkommenden Verkehr relativ unbeeinträchtigt sein. Es folgt, dass der maximale Pufferfüllstand auch relativ unbeeinträchtigt ist. Sogar wenn dies nicht völlig wahr ist, ist es vernünftig zu sagen, dass Phänomene, die die mittlere Verzögerung der Zellenübertragung erhöhen, auch die Varianz der Verzögerung der Zellenübertragung erhöhen, so erfährt die minimale Verzögerung eine geringere Änderung als die mittlere Verzögerung oder die maximale Verzögerung.
Der Pufferfüllstand bei Ankunft unverzögerter Zellen kann auch aus der gewichteten Summe von zwei oder mehr Statistiken geschätzt werden, die aus einem Block von Abtastungen des Füllstandes entnommen sind. Beispielsweise könnte der mittlere Füllstand und/oder der minimale Füllstand in Kombination mit dem maximalen Füllstand verwendet werden, um eine zusammengesetzte Schätzung zu erhalten, die unter bestimmten Bedingungen zu einem geringeren Wandern führt, als wenn der maximale Füllstand allein verwendet wird.
Im Vergleich mit dem herkömmlichen Zugang der Verwendung des mittleren Pufferfüllstandes ist der Vorteil der Verwendung des maximalen Pufferfüllstandes oder einer anderen Schätzung des Pufferfüllstandes bei Ankunft von unverzögerten Zellen besonders deutlich, wenn eine einzelne stoßartige Quelle für zusammenkommendem ATM-Verkehr periodisch die Kapazität irgendeines Stauungspunktes im Netz überschwemmt. In diesem Fall wird der von der Empfangseinheit beobachtete mittlere Pufferfüllstand von dem zusammenkommenden Verkehr schwer beeinträchtigt, aber der maximale Pufferfüllstand oder die andere Schätzung des Pufferfüllstandes bei Ankunft unverzögerter Zellen ist relativ unbeeinflusst.
Die Erfindung stellt auch ein Verfahren zum Bereitstellen einer Taktwiederherstellungsfunktion in der Empfangseinheit eines Systems bereit, um eine Anpassung von Diensten mit konstanter Bitrate (CBR) über ein Netz mit asynchronem Übertragungsmodus (ATM) oder einem ATM-ähnlichen Übertragungsmodus zu implementieren, dadurch gekennzeichnet, dass es die Schritte umfasst: Empfangen eingehender Zellen in einem Puffer; periodisches Abtasten des Pufferfüllstandes L_i; Schätzen des Lx_j des Pufferfüllstandes bei Ankunft von im Wesentlichen unverzögerten Zellen aus einer Reihe von Abtastungen L_i des Pufferfüllstandes; Ausgeben eines Steuersignals mit einer gegebenen Taktfrequenz f_j; und Vornehmen inkrementeller Einstellungen an der Taktfrequenz f_j, um zu bewirken, dass sich der statische Mittelwert des geschätzten Lx_j des Pufferfüllstandes bei Ankunft unverzögerter Zellen oder eine Ableitung davon zu einem vorher bestimmten optimalen Betriebswert hin bewegt.
Die Erfindung wurde unter Bezugnahme auf ein ATM-Netz beschrieben, aber sie ist bei jedem ähnlichen Typ eines Netzes mit Paketvermittlung anwendbar, der Datenzellen aufweist, die durch das Netz verbreitet werden. Die Zellen müssen nicht notwendigerweise eine feste Länge haben, und die Erfindung ist gleichermaßen für ein Netz mit Paketvermittlung anwendbar, das Datenblöcke mit variabler Größe einsetzt.
Die Erfindung wird nun nur als Beispiel unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen ausführlicher beschrieben, in denen:
1 ein allgemeines Blockdiagramm einer auf Zellenübertragung basierenden Taktwiederherstellungsanordnung gemäß der Erfindung ist;
2 ein allgemeines Blockdiagramm einer Ausführungsform einer Taktwiederherstellungsanordnung gemäß der Erfindung ist;
3 ein mathematisches Modell des Verfahrens zur Taktwiederherstellung darstellt, das bei der Erfindung eingesetzt wird; und
4 die Variation im Pufferfüllstand über die Zeit zeigt.
Nun unter Bezugnahme auf 1 werden eingehende ATM-Zellen 21 mit 53 Bits in dern Puffer 1 eingegeben, wenn sie aus dem Netz ankommen. Der Puffer gibt Bits mit einer konstanten Bitrate aus. Als Folge kann der Füllstand des Puffers 1 als Funktion der Zeit durch eine Sägezahnwellenform wie in 4 gezeigt dargestellt werden, die den Füllstand für unverzögerte Zellen mit durchgezogener Linie zeigt. Die ansteigende Kante tritt auf, wenn eine Zelle ankommt. Wenn die Zellen verzögert sind, fällt der maximale Füllstand, wie mit gestrichelter Linie gezeigt, weil vor der Ankunft der nächsten Zelle mehr Bits ausgegeben werden.
Unter erneuter Bezugnahme auf 1 wird der Füllstand L_i des Puffers 1 vom Detektor 2 für den Pufferfüllstand überwacht. Die Abtastungen des Pufferfüllstandes L_i werden durch periodisches Abtasten des Pufferfüllstandes in annähernder Synchronisation mit der Ankunft von ATM-Zellen erhalten, um die Wirkungen der Sägezahnform der Füllstandswellenform zu minimieren.
Die Abtastungen L_i werden an Block 3 weitergegeben. Dieser extrahiert seine Schätzungen aus einer aufeinanderfolgenden Anzahl M von Abtastungen L_i des Pufferfüllstandes, wobei der Lx_j erzeugt, der nur aktualisiert wird, nachdem M neue Abtastungen von L_i abgefragt wurden. Das bedeutet, dass der Index j M mal langsamer inkrementiert als der Index i. M ist ein vorher bestimmter Konfigurationsparameter für die Erfindung.
Die Schätzfunktion für den Füllstand kann beispielsweise eine Schätzfunktion für das lokale Maximum oder alternativ eine Einheit sein, die die gewichtete Summierung des mittleren Füllstandes, des maximalen Füllstandes oder anderer Statistiken aus einem Block von Abtastungen des Füllstandes nimmt.
Die Ausgabe von Block 3 wird dann der Subtrahiereinrichtung 4 zugeführt, die einen vorher bestimmten statischen optimalen Pufferfüllstand L_opt von Lx_j subtrahiert, und das Ergebnis wird zusammen mit einer Schätzung der Ableitung von Lx_j die vom Differnezierer 5 erzeugt wird, dem Logikblock 6 für die Frequenzeinstellung zugeführt.
Die Wahl von L_opt ist eine Wahl zwischen Vermeidung eines Verhungerns und Minimierung der Verzögerung. Es werden größere Werte von L_opt benötigt, um ein Verhungern (Pufferunterlauf) zu vermeiden, wenn Zellen während der Übertragung stark verzögert werden. Kleine Werte für L_opt werden bevorzugt, um die mittlere Verzögerung im Netz gering zu halten. Der Parameter L_opt stellt ein direktes Mittel zum Erhalten eines Gleichgewichts zwischen diesen beiden Faktoren bereit.
Der Logikblock 6 für die Frequenzeinstellung erzeugt ein Signal, das eine Taktfrequenz f_j darstellt. Der Logikblock 6 für die Frequenzeinstellung nimmt dann kleine inkrementelle Einstellungen an der Taktfrequenz f_j vor, so dass der statische Mittelwert von einem oder beiden seiner Eingänge zu Null hin neigt.
2 stellt eine ausführliche Darstellung einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung dar. L_i stellt die Abtastung i des Pufferfüllstandes, Lmax_j die Abtastung j der wiederhergestellten Taktfrequenz, L_opt den optimalen statischen maximalen Pufferfüllstand dar, ist der Index für die Abtastungen des Pufferfüllstandes und j ist der Index für die Abtastungen der Taktfrequenz und des maximalen Pufferfüllstandes.
Der Block 9 durch M dividieren, der Maximalwertextraktorblock 10 und der Block 11 Maximum abtasten und zurücksetzen entsprechen dem Block 3 in 1, da sie eine Schätzung des Füllstandes für unverzögerte Abtastungen bereitstellen. Der Block 10 gibt ein Signal aus, das den Maximalwert der Abtastungen L_i des Füllstandes darstellt, die von dem Detektor 2 für den Füllstand empfangen wurden. Block 11 gibt das Maximum Lmax_j für je M Abtastungen aus und setzt gleichzeitig den Maximalwertextraktor 10 zurück. Das Ergebnis ist ein Ausgangssignal Lmax_j, das den Pufferfüllstand für unverzögerte Abtastungen darstellt.
Ein Optimierungssignal L_opt, das ein Optimierungsparameter für das System ist, der von den Betriebsbedingungen abhängt, wird im Summierer 4 von Lmax_j subtrahiert. Die Ausgabe des Summierers 4 wird dem Block 12 Verzögerung von J Abtastungen und dem Summierer 13 eingegeben, die zusammen dem Differenziererblock 5 von 1 entsprechen.
Vervielfacher 14, 15 und Summierer 16 entsprechen dem Logikblock 6 für die Frequenzeinstellung von 1.
Die in 2 gezeigte Ausführungsform implementiert die Rekursionsbeziehung: fj = fj-1 + α × HDLIMα(Lmaxj – Lmaxj-J) + β × (HDLIMβ(Lmaxj – Lopt)worin

f_j: = Ausgangstaktfrequenz (Hz)
Lmax_j: = das Maximum von M aufeinanderfolgenden Abtastungen des Pufferfüllstandes (Bits)
M: = die Länge des Blocks, aus dem jeweils Lmax_j extrahiert wird (Abtastungen)
L_opt: = der optimale Pufferfüllstand (Bits)
α: = Anpassungsfaktor erster Ordnung (Hz/Bit)
β: = Anpassungsfaktor zweiter Ordnung (Hz/Bit)
J: = Blocktrennung
HDLim_α: = harter Grenzwert mit Schwelle THR_α
HDLim_β: = harter Grenzwert mit Schwelle THR_β

Bei Abwesenheit von zusammenfallenden Variationsquellen ändert sich der Pufferfüllstand direkt proportional zur Differenz zwischen dem Takt der Übertragungseinheit und dem Takt der Empfangseinheit. Somit dient α dazu, f_j zur Eingangstaktfrequenz hin anzupassen. Der andere Faktor β führt die sekundäre Funktion des Bewegens des Pufferfüllstandes zu einem vorher gewählten "optimalen" Wert L_opt hin aus. Ohne β hält die Einheit bei einem zufälligen Füllstand an, der zu gering sein kann, um ein Verhungern (Pufferunterlauf) zu verhindern, oder zu hoch, um einen Pufferüberlauf zu verhindern. Ferner wird ohne β die Übertragungsverzögerung von Ende zu Ende des Anpassungssystems nicht gesteuert.
Der hart begrenzende Operator HDLIM_α dient dazu, den Anprall von gelegentlichen großen Spitzen in der treibenden Funktion zu verringern, die auftreten können, wenn sich die Netzverzögerung plötzlich ändert. Die Erfindung ist angewiesen auf das, was sich auf die Ableitung des Pufferfüllstandes beläuft. Eine Stufe im Füllstand übersetzt sich somit zu einer großen Spitze bei der Takteinstellung. Solche Stufen im Füllstand können sich ergeben, wenn sich die Eigenschaften der Netzverzögerung plötzlich ändern.
Der hart begrenzende Operator HDLim_β dient dazu, die Auslenkung der Ausgangsfrequenz zu steuern, wenn eine große Änderung des Pufferfüllstandes benötigt wird. Solch große Änderungen könnten auftreten, wenn sich die Netzverzögerung plötzlich ändert oder wenn der Zielfüllstand (Lopt) geändert wird.
Das folgende ist eine allgemeine analytische Analyse der in 2 gezeigten Ausführungsform, die das zugrundeliegende Prinzip der Erfindung ausführlicher erläutert.
Eine Darstellung einer Z-Transformation einer verallgemeinerten Version der oben dargelegten Rekursionsbeziehung ist: F(z) = D(z)(L(z) + N(z))worin

F(z): = Z-Transformierte der Ausgangsfrequenz
D(z): = Z-Transformierte des Anpassungsfilters
L(z): = Z-Transformierte des maximalen Pufferfüllstandes
N(z): = Z-Transformierte des Fehlers in Schätzungen von L(z)

Der maximale Pufferfüllstand erfüllt die folgende Relation bei Abwesenheit eines Jitters, vorausgesetzt, dass die Frequenzparameter über das Analyseintervall annähernd konstant bleiben: Lmaxj = Lmaxj-1 + T(finj-1 – fj-1)worin

fin_j-1: = die Frequenz des CBR-Quellentaktes
T: = die Zeittrennung der Füllstandsschätzungen Lmax_j und L_j-1

Durch Ableiten der Z-Transformierten von Lmax_j und ihrer Substitution im anfänglichen Ausdruck für F(z) erhalten wir: F(z) = H(z) Fin(z) + ((H(z)(z – 1))/T)N(z)worin H(z) = D(z)T/(z – 1 + D(z)T)
Die obigen Ausdrücke sind durch eine einem Phasenregelkreis (DPLL) ähnliche Struktur dargestellt, wie in 3 gezeigt. Da das Element 1/(z – 1) ein Integrator ist, ist der Pufferfüllstand das Integral der Frequenzdifferenz und ist somit effektiv der Phasenfehler der Schleife. Das linearisierte Basisbandmoduell eines klassischen DPLL kann beispielsweise hergeleitet werdem, wie in "A survey of Digital Phase-Locked Loops", Proceedings of the IEEE, April 1981, S. 410–431, beschrieben, indem der Integrator 1/(z – 1) der Schleife durch den Summer rückgängig gemacht wird. Eine äquivalente Schaltung für 3 wird erhalten, wenn der Block mit 1/(z – 1) aus seiner gegenwärtigen Position in der Schleife entfernt wird und stattdessen auf sowohl F_j als auch fin_j vor ihrer Summierung angewendet wird. Der verbleibende Hauptunterschied zwischen diesem Ergebnis und dem in dem obigen Artikel beschriebenen ist die Skalierung des Rauschens und des Schleifenfilters. Somit sind viele der Standardanalysen, die üblicherweise für klassiche DPLLs ausgeführt werden, anwendbar.
Die oben dargelegte analytische Darstellung weist einen Schleifenfilter der Form auf: D(z) = (α(1 – z–J) + β)/(1 – z–1) aus dem erhnalten wird:
Für die Anpassung eines T1-Dienstes ist das Zeitintervall T: T ~ HM/finworin

B: = Anzahl von Datenbits pro Zelle (376 für ATM)
M: = Anzahl von Zellen pro Block
fin: = nominelle Quellentaktfrequenz (1,544 MHz für T1)

Es wird nun die Stabilität des oben beschriebenen Systems betrachtet. Durch wiederholte Anwendung des Jury-Stabilitätstests auf H(z), wenn der Schleifenfilter die Form
D(z) = (α(1 – z^–J) + β)/1 – z^–1 hat, wurde gefunden, dass die Schleife stabil ist, wenn die folgenden Bedingungen erfüllt sind: 0 < αT < 22-J – βT/2 0 < βT < 23–J – 2αT
Die Schleife zeigt ein stark oszillatorisches Verhalten, wenn es sich den Stabilitätsgrenzwerten nähert, und eine zusätzliche Verzögerung in der Schleife kann sie zur Instabilität hin verschieben. Es ist somit wichtig, gut innerhalb der Stabilitätsgrenzen zu arbeiten.
Zusätzliche Verzögerungen in der Schleife führen zu einer erhöhten Tendenz für ein oszillatorisches Verhalten und können eine ansonsten stabile Schleife instabil machen. Wenn beispielsweise J = 1 und wenn es eine zusätzliche Verzögerung von einer Abtastung in der Schleife gibt (d.h. eine Verzögerung von T Sekunden), erzeugt der Jury-Stabilitätstest die folgenden Grenzwerte für das Erhalten der Stabilität: 0 < αT < 0,5 + √0,25 + βT 0 ≤ βT < αT(1 – αT) Wenn J = I und die Verzögerung = T
Es ist zu sehen, dass die oberen Grenzwerte wesentlich geringer sind, als sie ohne zusätzliche Verzögerung wären.
Eine geeignet gestaltete Schleife muss mehr bereitstellen als gerade Stabilität: sie sollte wenige Schwingungen aufweisen, wenn überhaupt welche, wenn ihr plötzliche Eingabeänderungen präsentiert werden. Für die vorliegende Anwendung treten solche Schwingungen auf, wenn β gegenüber α zu groß ist. In dem speziellen Fall von J = 1 wird die Übertragungsfunktion:
worin
Aus einer Untersuchung des Nenners von H(z)|_J=1 wird deutlich, dass die Antwort der Schleife kritisch gedämpft ist, wenn b = 0. Dies bedeutet, dass die folgende Ungleichung angewendet werden sollte, um ein oszillatorisches Verzhalten zu vermeiden: βT ≤ 1 – αT – 2√1 – αT wenn J = 1
Nun sind mit β = 0 die Konvergenzeigenschaften der Schleife ziemlich konsistent, wenn α × J konstant ist. Die Wahl von J hat auch wenig Wirkung auf den Einfluss auf die Schleifendynamik. Daher kann der folgende Ausdruck verwendet werden, um eine nahezu kritisch gedämpfte Schleife für beliebiges J zu erhalten: βT ≤ 2 – αJT – 2√1 – αJT
Es sollte betont werden, dass dieser Ausdruck nur eine Näherung ist. Wenn beispielsweise J > 1, ist es möglich, dass α allein Schwingungen einführt. Zusätzliche Verzögerungen in der Schleife können ebenfalls Schwingungen einführen. Somit ist es vernünftig, βT so zu wählen, dass die Schleife etwas überkritisch gedämpft ist.
Ein einfaches Maß für die Konvergenzgeschwindigkeit der Schleife kann aus dem Anteil der geschätzten Frequenzdifferenz hergeleitet werden, der in einem einzigen Schritt korrigiert wird. Während dies die Wechselwirkung zwischen α und β ignoriert und nur eine tangentiale Näherung für die Konvergenz liefert, wurde herausgefunden, dass es für alle praktischen Parameterauswahlen konsistent repräsentativ ist. Nun wissen wird, dass Lmaxj – Lmaxj-J = TJ(finj – fj)
Daraus wird deutlich, dass das α, das eine Frequenzfehlanpassung in einem einzigen Schritt korrigieren würde, ist: α1 = 1/TJ
Somit ist das Verhältnis der Frequenzkorrektur in einem einzigen Schritt α/α₁, und die Geschwindigkeit der Frequenzängerung pro Zeiteinheit ist: RATE = α/α1T = αJ
Die Interpretation von RATE ist, dass eine Unstetigkeit einer Stufe in der Einfangsfrequenz von der Schleife in etwa 1/RATE Sekunden gelöst wird. Die tatsächliche Geschwindigkeit neigt dazu, langsamer zu sein. Wenn beispielsweise jemand die tatsächliche Antwort einer kritisch gedämpften Schleife auf eine Frequenzstufe untersucht, findet er, dass die Zeit, die die Ausgangsfrequenz braucht, um zur Eingabe zu passen (d.h. der erste Nullübergang in der Auftragung des Frequenzfehlers nach der Unstetigkeit einer Stufe) etwa 1,8/RATE beträgt. Es ist interessant zu bemerken, dass die Konvergenzgeschwindigkeit von der Blockgrösse (M) oder implizit der Aktualisierungsperiode T nicht beeinflusst wird.
Es gibt eine direkte nichtlineare Beziehung zwischen RATE und dem Punkt mit einer Dämpfung von –3dB der Regelkreis-Frequenzantwort der Schleife (f_3dB). Wenn RATE gut unterhalb des Maximalwertes liegt, d.h. α << α_i, dann f_3db ^~RATE/6 Hz. Der Divisor ist für höhere Werte von RATE größer. Der Divisor liegt für die in dieser Druckschrift empfohlenen Konfigurationen zwischen 5,5 und 6.
Die angenäherte Analyse einer Abweichung des Pufferfüllstandes im schlimmsten Fall während einer Frequenzkonvergenz ist, β vorübergehend auf Null zu setzen. Dies ist annehmbar genau, weil das angenäherte Verhalten einer kritisch gedämpften Schleife der zweiten Ordnung zuerst die Frequenzfehlanpassung mit einer durch α und J bestimmten Geschwindigkeit lösten und dann den Pufferfüllstand mit einer Geschwindigkeit, die durch β bestimmt ist, zu Lopt zurück bringen soll, wenn ihr eine Unstetigkeit einer Stufe in der Eingangsfrequenz präsentiert wird. Nun, da das Verhältnis der Fehlerkorrektur bei jeder Iteration α/α₁ ist, beträgt die Änderung des Füllstandes über N Iterationen: ΔL = Δf T(1 + (1 – α/α1) + (1 – α/α1)2 + (1 – α/α1)N-1 worin

ΔL: = Änderung des Füllstandes (Bits)
Δf: = Größe der Frequenzstufe (Hz)

Nimmt man den Grenzwert, wenn N gegen unendlich geht, erhält man: ΔL = (Δf T α1)/α = Δf/RATE
Simulationen geben an, dass dieser Ausdruck die Abweichung des Füllstandes um einen Faktor von etwa 1,3 für eine kritisch gedämpfte Schleife überschätzt. Die Überschätung ist für überkritisch gedämpfte Schleifen geringer.
Es wird eine Analyse der Frequenzstörung auf Grund der Einstellung des Füllstandes durchgeführt. Dies ist eine Analyse der Peakfrequenzstörung, wenn die Schleife wirkt, um eine Abweichung des Pufferfüllstandes von seinem vorher spezifizierten "optimalen" Wert (L_opt) zu lösen. Eine solche Antwort ergibt sich, wenn der Parameter Lopt während der Verarbeitung eingestellt wird oder wenn die Taktwiederherstellungseinrichtung aktiviert wird, wenn der Pufferfüllstand signifikant von L_opt abweicht. Für die vorliegende angenäherte Analyse ist Lmax_i – L_opt in der Anpassungsgleichung durch die Konstante ΔL_opt ersetzt, sind die harten Grenzwerte abgeschaltet und wird die resultierende statische Frequenzdifferenz Δf berechnet. Wenn ΔL_opt die anfängliche Größe der Abweichungs des Füllstandes ist, dann ist Δf eine grobe Schätzung der Peakfrequenzstörung. Die modifizierte Anpassungsgleichung kommt zur Ruhe, wenn α(L_i – L_i-J) = βLopt. Da Lmax_i – Lmax_i-J = TJ(fin – fout), folgt, dass die statische Frequenzdifferenz ist:
Der Ausdruck überschätzt die Peakfrequenzstörung, weil er die Füllstandsanpassung ignoriert, die auftritt, bevor wird den Peak erreichen. Simulationen geben an, dass er um einen Faktor von etwa 1,3 für eine kritisch gedämpfte Schleife überschätzt. Die Überschätung ist für überkritisch gedämpfte Schleifen geringer.
Es ist auch notwendig, die Wirkungen der harten Grenzwerte THR_β und THR_α zu betrachten. Die hart begrenzende Schwelle THR_β ist vorhanden, um den Bereich der Frequenzabweichung zu kontrollieren, wenn der Füllstand von seinem vorher spezifizierten "optimalen" Wert abweicht. Unter Anwendung der gleichen Logik, die im vorhergehenden Abschnitt dargelegt wurde, ist zu sehen, dass eine andauernde Füllstandsabweichung, die THR_α übersteigt, zu der folgenden Frequenzversetzung führt:
Die hart begrenzende Schwelle THR_α begrenzt den Einfluss plötzlicher großer Änderungen des Füllstandes auf Grund außergewöhnlicher Fehlermengen in den Schätzungen des Füllstandes. Diese ist für die Verwendung als Einrichtung zum Zurückweisen weit abweichender Abtastungen gedacht. Man sollte vermeiden, sie zu nahe zum normalen Variationsbereich zu bringen, da es α verringert und somit die Schleife in eine Schwingung oder Instabilität zwingt, wenn β nicht Null ist.
Eine formale Analyse des Rauschausgangs für die Schleife erfordert eine ziemlich ermüdende Randintegration und wird nicht benötigt, um eine allgemeine Einsicht in ihr Verhalten zu gewinnen. Zunächst lässt man für den Zweck dieser Analyse β = 0 sein, weil es für praktische Schleifen immer viel weniger ist als α. Dies führt zu der folgenden Näherung für den Schleifenfilter: fj – fj-1 ≈ α(Lmaxj – Lmaxj-J)
Wenn wir die Rekursion durchlaufen, finden wir, dass jede Ausgangsabtastung (f_j) die Summe von J aufeinanderfolgenden Eingangsabtastungen Lmax_j ist. Es wird angenommen, dass das Eingangsrauschen unkorreliert ist, dann σ2 f = α2Jσ2 L worin

σ² _L: = Varianz des maximalen Pufferfüllstandes (Bits²)
σ² _f: = Varianz der Ausgangsfrequenz (Hz²)

Für den Zweck dieser Analyse wird angenommen, dass σ² _L das gleiche ist, wie die Varianz des durchschnittlichen Pufferfüllstandes, der aus einem Block von 5 Abtastungen des Füllstandes erhalten wurde. Somit ist
worin

σ² _L: = Varianz der Ankunftszeiten der ATM-Zellen (s²)

Dies führt zu dem folgenden Ausdruck für den Frequenzjitter (in Hz²)
Schließlich ist es üblich, den Jitter in Form von Einheitsintervallen anstatt der Frequenz zu spezifizieren, wobei ein Einheitsintervall eine Dauer des T1-Taktes (648 ns) ist.
Die folgende Formel mit der Dimension UI² liefert einen groben Vergleich mit solchen Spezifikationen: σ2(J) = σ2J T2 ≈ RATE × B2Mασ2δ
Die Wahl von M und J wird durch andere Faktoren als die Reduktion des Rauschens beeinflusst. Beispielsweise erhöht jedes Inkrement von J die Ordnung des Schleifenfilters, wodurch es schwieriger gemacht wird, die Stabilitätsbeschränkungen zu analysieren und zusammenzuziehen. Ein kleines M bringt ein kleines T mit sich, was zu einer möglicherweise größeren Auswirkung der Verzögerung auf die Schleifenleistung und – stabilität führt.
Die bevorzugten Einstellungen für eine Taktanpassung bei T1 sind in der Tabelle unten zusammengefasst. Für beide Modi wird die Schleife mit einer Frequenz von etwa 20 Hz, dh. T = 200/4106 = 0,0487 s aktuallisiert. Die Schleifenparameter liegen gut innerhalb der Grenzen des Stabilitätsbereichs. Die Konfiguration für eine schnelle Anpassung erzeugt ein System mit einer Dämpfung von –3dB von etwa 0,1 Hz. Sie erzeugt eine maximale Füllstandsabweichung von ΔL < 200 Bits in Antwort auf eine Frequenzstufe von 100 Hz und eine maximale Störung von Δf_SS < 30 Hz in Antwort auf eine große Füllstandseinstellung. Die Konfiguration für eine langsame Anpassung erzeugt ein System mit einer Dämpfung von –3dB von etwa 0,03 Hz. Sie erzeugt eine maximale Füllstandsabweichung von ΔL < 500 Bits in Antwort auf eine Frequenzstufe von 100 Hz und eine maximale Störung von Δf_SS < 11 Hz in Antwort auf eine große Füllstandseinstellung. Sie ist schließlich sowohl konfigurierbar und ausreichend überkritisch gedämpft, um eine maximale Niederfrequenzverstärkung von weniger als 0,5 dB bereitzustellen.
Tabelle
Die beschriebenen Ausführungsformen der Erfindung sind fähig, eine Anpassung eines CBR-Dienstes in einem ATM-Netz bereitzustellen.

Claims

Auf Zellenübertragung basierende Taktwiederherstellungsanordnung zum Bereitstellen einer Taktwiederherstellungsfunktion in der Empfangseinheit eines Systems, um eine Anpassung von Diensten mit konstanter Bitrate über ein Netz mit asynchronem Übertragungsmodus oder einem dem asynchronen Übertragungsmodus ähnlichen Übertragungsmodus zu implementieren, welche umfasst: – einen Puffer (1) zum Empfangen eingehender Zellen (21); dadurch gekennzeichnet, dass sie er ferner umfasst: – eine Abtasteinheit (2) zum periodischen Abtasten des Pufferfüllstandes L_i; – eine Schätzeinheit (3) zum Erhalten eines geschätzten Pufferfüllstandes Lx_j aus einer vorher bestimmten Anzahl M von Abtastungen L_i des Pufferfüllstandes; – eine Subtrahiereinrichtung (4) zum Bereitstellen eines Differenzsignals durch Subtrahieren eines optimalen Pufferfüllstandes L_opt vom geschätzten Pufferfüllstand Lx_j; und – einen Logikbaustein (6) für die Frequenzeinstellung zum Bereitstellen eines Steuersignals an seinem Ausgang, das aus einer Taktfrequenz f_j besteht, die von dem von der Subtrahiereinrichtung (4) her empfangenen Differenzsignal abhängt.
Auf Zellenübertragung basierende Taktwiederherstellungsanordnung nach Anspruch 1, bei der die Schätzeinheit (3) Mittel zum Extrahieren eines maximalen Füllstands Lmax_j der vorher bestimmten Anzahl M von Abtastungen umfasst.
Auf Zellenübertragung basierende Taktwiederherstellungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, bei der die Schätzeinheit (3) Mittel zum Ableiten einer zusammengesetzten Schätzung aus dem mittleren Füllstand in Verbindung mit dem maximalen Füllstand umfasst.
Auf Zellenübertragung basierende Taktwiederherstellungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei der die Schätzeinheit (3) Mittel zum Ableiten einer zusammengesetzten Schätzung aus dem minimalen Füllstand in Verbindung mit dem maximalen Füllstand umfasst.
Auf Zellenübertragung basierende Taktwiederherstellungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei der die Abtasteinheit (2) den Pufferfüllstand L_i in annähernder Synchronisation mit der Ankunft eingehender Zellen (21) abtastet.
Auf Zellenübertragung basierende Taktwiederherstellungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, die ferner einen Differenzierer (5) zum Bereitstellen einer Ableitung des Differenzsignals umfasst, wobei das Differenzsignal und seine Ableitung als erste und zweite Eingaben an den Logikbaustein (6) für die Frequenzeinstellung gegeben werden, der so angepasst ist, dass er das Steuersignal f_j an seinem Ausgang in Abhängigkeit von der ersten und zweiten Eingabe bereitstellt.
Auf Zellenübertragung basierende Taktwiederherstellungseinheit nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei der die Schätzeinheit (3) einen Maximalwertextraktor (10) zum Extrahieren des maximalen Füllstandes Lmax_j und einen Dividierer (9) zum Dividieren der Taktrate der Abtastungen durch M und eine Maximalwertabtastungs- und Rücksetzeinheit (11) zum Erzeugen eines Lmax_j darstellenden Signals an ihrem Ausgang umfasst.
Auf Zellenübertragung basierende Taktwiederherstellungsanordnung nach Anspruch 6 oder 7, bei der der Differenzierer (5) durch eine J-Abtastungsverzögerungsschaltung (12) und eine Subtrahiereinrichtung (13) bereitgestellt wird.
Auf Zellenübertragung basierende Taktwiederherstellungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, bei der der Logikbaustein (6) für die Frequenzeinstellung ein Paar Multiplikatoren (14, 15) umfasst, wobei jeder jeweilige erste Eingänge, die das Differenzsignal und seine Ableitung empfangen, sowie zweite Eingänge aufweist, die vorher definierte Konfigurationsparameter α und β empfangen.
Auf Zellenübertragung basierende Taktwiederherstellungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, bei der der Logikbaustein (6) für die Frequenzeinstellung harte Begrenzungseinheiten (17, 18), die mit den jeweiligen Multiplikatoren (14, 15) verbunden sind, und einen Summierer (16) zum Summieren der Ausgaben der Multiplikatoren umfasst, um das Steuerungssignal f_j zu erzeugen, wobei die Ausgabe des Summierers (16) in einer Schleife zurück zu einem dritten Summierungseingang geführt wird.
Auf Zellenübertragung basierende Taktwiederherstellungsanordnung nach Anspruch 10, die ferner eine Abtastungsverzögerungseinheit (20) zwischen dem Ausgang des Summierers und seinem dritten Eingang umfasst.
Auf Zellenübertragung basierende Taktwiederherstellungsanordnung nach einem der Ansprüche 9 bis 11, bei der in einem schnellen Anpassungsmodus α etwa 0,0625 und β etwa 0,0009 beträgt.
Auf Zellenübertragung basierende Taktwiederherstellungsanordnung nach einem der Ansprüche 9 bis 11, bei der in einem langsamen Anpassungsmodus α etwa 0,025 und β etwa 0,0001 beträgt.
Auf Zellenübertragung basierende Taktwiederherstellungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 13, bei der die Schätzeinheit (3) die Schätzung aus aufeinander folgenden Reihen von Abtastungen erhält, die jeweils eine Anzahl M von Abtastungen aufweisen.
Auf Zellenübertragung basierende Taktwiederherstellungsanordnung nach Anspruch 14, bei der M von einer Reihe von Abtastungen zur nächsten konstant ist.
Eine auf Zellenübertragung basierende Taktwiederherstellungseinheit nach Anspruch 14, bei der M von einer Reihe von Abtastungen zur nächsten variiert.
Verfahren zum Bereitstellen einer auf Zellenübertragung basierenden Taktwiederherstellungsfunktion in der Empfangseinheit eines Systems, um eine Anpassung von Diensten mit konstanter Bitrate über ein Netzwerk mit asynchronem Übertragungsmodus oder einem dem asynchronen Übertragungsmodus ähnlichen Übertragungsmodus zu implementieren, welches den Schritt umfasst: – Empfangen eingehender Zellen in einen Puffer; dadurch gekennzeichnet, dass es er ferner die Schritte umfasst: – periodisches Abtasten des Pufferfüllstandes L_i; – Schätzen des Pufferfüllstandes Lx_j aus einer vorher bestimmten Anzahl M von Abtastungen L_i des Pufferfüllstandes; – Subtrahieren eines optimalen Pufferfüllstandes L_opt vom geschätzten Pufferfüllstand Lx_j, um somit ein Differenzsignal bereitzustellen; – Ausgeben eines Steuersignals, das aus einer Taktfrequenz f_j besteht, die vom Differenzsignal abhängt.
Verfahren nach Anspruch 17, bei dem der Schätzschritt das Extrahieren eines maximalen Füllstandes Lmax_j der vorher bestimmten Anzahl M von Abtastungen umfasst.
Verfahren nach Anspruch 17 oder 18, bei dem der Schätzschritt das Ableiten einer zusammengesetzten Schätzung aus dem mittleren Füllstand in Verbindung mit dem maximalen Füllstand umfasst.
Verfahren nach einem der Ansprüche 17 bis 19, bei dem der Schätzschritt ein Ableiten einer zusammengesetzten Schätzung aus dem minimalen Füllstand in Verbindung mit dem maximalen Füllstand umfasst.
Verfahren nach einem der Ansprüche 17 bis 20, bei dem das Abtasten des Pufferfüllstandes L_i in annähernder Synchronisation mit der Ankunft eingehender Zellen (21) ausgeführt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 17 bis 21, das ferner einen Schritt des Differenzierens umfasst, um eine Ableitung des Differenzsignals bereitzustellen, wobei das Differenzsignal und seine Ableitung als erste und zweite Eingaben einer Funktion verwendet werden, die das Steuerungssignal f_j ausgibt.
Verfahren nach einem der Ansprüche 17 bis 22, bei dem der Schätzschritt ein Extrahieren des maximalen Füllstandes Lmax_j und Dividieren der Taktfrequenz der Abtastungen durch M und Erzeugen eines Lmax_j darstellenden Signals umfasst
Verfahren nach einem der Ansprüche 17 bis 23, bei dem der Ausgabeschritt ferner einen Schritt des jeweiligen Multiplizierens des Differenzsignals und der seiner Ableitung mit entsprechenden Konfigurationsparametern α und β umfasst.
Verfahren nach einem der Ansprüche 17 bis 24, das ferner einen Begrenzungsschritt, bei dem das Differenzsignal und seine Ableitung vor dem Multiplizierschritt hart begrenzt werden, und einen Summierschritt umfasst, bei dem die Ausgaben des Multiplizierschrittes summiert werden, um das Steuersignal f_j zu erzeugen, wobei die Ausgabe des Summierschritts in einer Schleife zurückgeführt und summiert wird.
Verfahren nach Anspruch 25, bei dem die in einer Schleife zurückgeführte Ausgabe um eine Abtastung verzögert wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 24 bis 26, bei dem in einem schnellen Anpassungsmodus α etwa 0,0625 und β etwa 0,0009 beträgt.
Verfahren nach einem der Ansprüche 24 bis 26, bei dem in einem langsamen Anpassungsmodus α etwa 0,025 und β etwa 0,0001 beträgt.
Verfahren nach einem der Ansprüche 17 bis 28, bei dem im Schätzschritt die Schätzung durch aufeinander folgende Reihen von Abtastungen erhalten wird, wobei jede eine Anzahl M von Abtastungen aufweist.
Verfahren nach Anspruch 29, wobei M von einer Reihe von Abtastungen zur nächsten konstant ist.
Verfahren nach Anspruch 29, wobei M von einer Reihe von Abtastungen zur nächsten variiert.