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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein. digitales Übertragungssystem
mit Zeitmultiplex-Mehrfachzugriff mit mindestens einer primären Station
und einer Vielzahl von sekundären
Stationen, wobei in diesem System die primäre Station Informationen in
Rahmen mit Synchronisierungsangaben und mit Benutzerformationen
in Zeitschlitzen an die sekundären
Stationen überträgt, und
wobei in diesem System die sekundären Stationen einen Bezugstaktsignalgenerator
umfassen. Bei einem derartigen Übertragungssystem
kann es sich um ein Mobilfunksystem, ein schnurloses Telefonsystem
oder Ähnliches
oder ein beliebiges System der oben beschriebenen An handeln, bei
dem primäre
und sekundäre Stationen
in Bezug aufeinander synchronisiert werden müssen.
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich außerdem auf eine sekundäre Station
zur Verwendung in einem derartigen System.
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Ein
digitales Übertragungssystem
mit Zeitmultiplex-Mehrfachzugriff dieser Art ist aus dem Handbuch „The GSM
System for Mobile Communications",
M. Mouly et al, veröffentlicht
von den Autoren 1992, S. 195 – 216,
S. 227 - 241, und aus dem Handbuch „Mobile Radio Communications", R. Steele, Pentech
Press, 1992, S. 696 – 698,
bekannt. In diesen Handbüchern
werden ein TDMA=Mobilfunksystem (Time Division Multiple Access),
ein so genanntes GSM-System (Global System for Mobile Communications),
und die Synchronisierung einer Mobilfunkstation MS auf eine Funkbasisstation
BS in einem derartigen GSM-System beschrieben. Obwohl die Synchronisierung
in allgemeinen Worten entsprechend der GSM Recommendation GSM 05.10
beschrieben wird, in der zum Beispiel vorgeschrieben wird, dass
die Trägerfrequenz
der Mobilfunkstation auf 0,1 ppm (parts per million) genau sein
soll, oder auf 0,1 ppm im Vergleich zu den von der Funkbasisstation
empfangenen Signalen, spezifizieren die GSM Recommendations nicht
die zu verwendenden BS-MS-Synchronisierungsalgorithmen und überlassen
diese den Geräteherstellern.
In bisherigen GSM-Systemen kann die Synchronisierung einer Mobilfunkstation
auf einen empfangenen Datenstrom in Zeitschlitzen von TDMA-Rahmen über zwei
separate Regelkreise erfolgen. Ein Regelkreis bestimmt eine Zeitschlitzverzögerung zwischen
einer empfangenen Zeitschlitzposition, die für die Mobilfunkstation vorgesehen
ist, und einer erwarteten Zeitschlitzposition. Wenn eine erwartete
Zeitschlitzposition nicht mit der empfangenen Zeitschlitzposition übereinstimmt, wird
die erwartete Zeitschlitzposition um die Differenz zwischen den
beiden korrigiert. Ein weiterer Regelkreis evaluiert den Frequenz-Offset
zwischen einer empfangenen Trägerfrequenz
und einer erwarteten empfangenen Trägerfrequenz in Bezug auf die
Frequenz eines Bezugstaktsignals in der Mobilfunkstation. Der ermittelte
Frequenz-Offset wird verwendet, um die Frequenz des Bezugstaktsignalgenerators
zu korrigieren. Von dem Bezugstaktsignal werden ein Zeitschlitz-Abtasttakt für ein Zwischenfrequenz-
oder Basisbandsignal, das von einem empfangenen Burstsignal abgeleitet
wurde, und ein Datentakt zum Takten der empfangenen Datenabtastwerte
in einen Sprachdecoder abgeleitet. Aufgrund der Tatsache, dass beide – unabhängig arbeitenden – Regelkreise auf
die gleiche Ursache reagieren, d.h. einen Doppler-Effekt, der zu
unterschiedlichen Symbolverzögerungen
in dem Übertragungskanal
zwischen der Funkbasisstation und der Mobilstation führt, und
die Instabilität
des Bezugstaktsignalgenerators, kann sich der Datentakt in Bezug
auf den Zeitschlitz-Abtasttakt verschieben. Dies hat eine Drift
des Datenabtastwerts zur Folge, die zu einer Diskrepanz zwischen
dem Ein/Auslesen eines Eingangs/Ausgangs-Zwischenspeichers für die von
Signalbursts oder Zeitschlitzen erfassten/diesen vorzulegen Sprachabtastwerten
und dem Betrieb eines Sprachdecoders/codierers führt. Aufgrund einer derartigen Diskrepanz
können
Sprachdaten verloren gehen. Wenn andere Daten als Sprachdaten, z.B.
Computerdaten oder Fax-Daten zwischen der Funkbasisstation und der
Mobilfunkstation ausgetauscht werden, kann die Datentaktdrift sogar
eine unakzeptable Situation zur Folge haben. Eine andere Lösung kann
darin bestehen, dass der Datentakt nicht von dem Bezugstaktsignal
abgeleitet wird, sondern separat gesteuert wird. Eine derartige
Lösung
würde die
Hardware komplizierter machen.
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In
der US-amerikanischen Patentschrift US-A-3 798 650 wird ein Kommunikationssystem
beschrieben, bei dem externe Bezugsimpulse benutzt werden, um einen
internen Takt zu synchronisieren. Diese Impulse sind jedoch anfällig für negative
Einflüsse
des Übertragungskanals
wie den Doppler-Effekt.
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Die
vorliegende Erfindung hat zur Aufgabe, ein digitales Übertragungssystem
mit Zeitmultiplex-Mehrfachzugriff der obigen Art zu schaffen, das nicht
die Nachteile von bekannten Systemen hinsichtlich der Synchronisierung
aufweist.
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Zu
diesem Zweck ist das erfindungsgemäße digitale Übertragungssystem
mit Zeitmultiplex-Mehrfachzugriff dadurch gekennzeichnet, dass eine
sekundäre
Station Mittel zum Bestimmen der Zeitschlitzverzögerung umfasst, um eine Zeitschlitzverzögerung zwischen
einer empfangenen Zeitschlitzposition für die sekundäre Station
und einer erwarteten Zeitschlitzposition zu bestimmen, und Umsetzungsmittel
zum Umsetzen der ermittelten Zeitschlitzverzögerung in einen ersten Frequenz-Offset, der
in ein Justierungssignal zum Justieren einer Frequenz des Bezugstaktsignalgenerators
aufgenommen wird. Es wird erreicht, dass alle Takte in der sekundären Station
von dem Bezugstaktsignalgenerator abgeleitet werden können, ohne
dass es zu einer unakzeptablen Datendrift kommt, die einen Datenverlust
zur Folge hat.
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Die
vorliegende Erfindung basiert auf der Erkenntnis, dass der erste
Frequenz-Offset, wie er von der ermittelten Zeitschlitzverzögerung abgeleitet wird,
ein Maß für den Frequenz-Offset
zwischen der primären
und der sekundären
Station ist, unabhängig von
der Ursache eines derartigen Offsets. Eine derartige Ursache kann
eine Frequenzinstabilität
des Bezugstaktsignalgenerators in der sekundären Station, eine variierende
Symbolverzögerung
in dem Übertragungskanal
zwischen der primären
und der sekundären
Station, eine Doppler-Verschiebung aufgrund der Wegbewegung einer
sekundären
Station von einer primären
Station, oder Ähnliches
sein.
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In
einer Ausführungsform
des erfindungsgemäßen digitalen Übertragungssystems
mit Zeitmultiplex-Mehrfachzugriff ist das Justiersignal eine Funktion
des ermittelten ersten Frequenz-Offsets und der ermittelten Zeitschlitzverzögerung.
Bei geeigneter Wahl der Funktion, z.B. einer Proportionalitätsfunktion,
kann die ermittelte Zeitschlitzverzögerung praktisch auf Null gesteuert
werden.
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In
einer Ausführungsform
des erfindungsgemäßen digitalen Übertragungssystems
mit Zeitmultiplex-Mehrfachzugriff werden ein Zeitschlitz-Abtasttakt
und ein Datentakt, die in der sekundären Station enthalten sind,
von einem Bezugstaktsignal abgeleitet. Hiermit wird der Datendrift
wirksam entgegengewirkt.
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In
einer Ausführungsform
des erfindungsgemäßen digitalen Übertragungssystems
mit Zeitmultiplex-Mehrfachzugriff werden Zeitschlitzverzögerungen
mit Hilfe eines Glättungsfilters
gefiltert, bevor sie in das Justiersignal aufgenommen werden. Hierdurch
können
die Anforderungen der GSM Recommendation 05.10 erfüllt werden.
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In
einer Ausführungsform
des erfindungsgemäßen digitalen Übertragungssystems
mit Zeitmultiplex-Mehrfachzugriff ist das System dahingehend modifiziert,
dass das Justiersignal ein zweites Frequenz-Offset-Signal anstelle
des ersten Frequenz-Offset-Signals
enthält,
wenn eine unerwartete Diskontinuität in der ermittelten Zeitschlitzverzögerung vorliegt,
wobei das zweite Frequenz-Offset-Signal ein Signal ist, das proportional
zu einer empfangenen Trägersignalfrequenz
und einer erwarteten empfangenen Trägerfrequenz ist. Hierdurch
können auch
Situationen wie eine anfängliche
Synchronisierung oder eine Zeitschlitzänderung im Fall einer Übergabe
behandelt werden.
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Die
vorliegende Erfindung wird im Folgenden anhand eines Beispiels unter
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Bezugnahme
auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben. Es zeigen:
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1 schematisch ein erfindungsgemäßes digitales Übertragungssystem
mit Zeitmultiplex-Mehrfachzugriff;
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2 eine erfindungsgemäße sekundäre Station
zur Verwendung in einem derartigen System;
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3 eine empfangene Rahmenstruktur
in einer erfindungsgemäßen sekundären Station
mit einem Zeitschlitz-Abtasttakt und einem Datentakt;
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4A Kennlinien zur erfindungsgemäßen Bestimmung
eines Justiersignals für
eine konstante Zeitschlitzverzögerung;
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4B Kennlinien zur erfindungsgemäßen Bestimmung
eines Justiersignals für
eine konstante Ableitung der Zeitschlitzverzögerung;
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4C dreidimensionale Kennlinien
zur erfindungsgemäßen Bestimmung
eines Justiersignals;
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5 ein Blockschaltbild von
Sprachpfaden in der sekundären
Station; und
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6 ein Blockschaltbild eines
Sprachcodierers / Sprachdecodierers in den Sprachpfaden.
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In
allen Figuren sind die gleichen Merkmale mit den gleichen Bezugszeichen
bezeichnet.
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1 zeigt schematisch ein
digitales Übertragungssystem
mit Zeitmultiplex-Mehrfachzugriff 1, zum Beispiel ein Zellular-Mobilfunksystem
wie ein GSM-System (Global System for Mobile Telecommunications),
wie es durch ETSI (European Telecommunications Standards Institute)
beschrieben ist, welches in den Zellen ce1, ce2, ce3 Funkbasisstationen BS1,
BS2 und BS3 als primäre
Stationen zur Abdeckung der Funkkommunikation in den entsprechenden
Zellen ce1, ce2 und ce3 umfasst. Damit es nicht zu Störungen mit
benachbarten Zellen kommt, senden und empfangen die Funkbasisstationen,
zumindest in aneinander angrenzenden Zellen, mit unterschiedlichen
Frequenzen, wobei normalerweise jede Funkbasisstation BS1, BS2 und
BS3 mit einer Reihe von Frequenzen sendet und empfängt, z.B.
mit zwölf Frequenzkanälen. Durch
die Anwendung von Zeitmultiplex- Verfahren,
zum Beispiel TDMA, stehen dann bei einem GSM-System mit acht Zeitschlitzen pro
Frequenzkanal 96 logische Kanäle pro Basisstation für die Funkkommunikation
zur Verfügung.
Die Funkbasisstationen BS1, BS2 und BS3 kommunizieren mit Mobilfunkstationen
MS1, MS2 und MS3 als sekundären
Stationen, wobei die Mobilfunkstationen in ihren jeweiligen Zellen
vorhanden sind; in dem geschilderten Beispiel kommuniziert die Funkbasisstation
BS1 mit den Mobilstationen MS1 und MS2, und die Funkbasisstation
BS2 kommuniziert mit der Mobilstation MS3. Wenn die Mobilfunkstationen
durch die Zellen ce1, ce2 und ce3 wechseln, sollte eine so genannte Übergabe
von einer Funkbasisstation zur anderen erfolgen, wenn sich die Qualität der Kommunikationsverbindung
verschlechtert, wobei ein mobiles Vermittlungszentrum (Mobile Switching
Centre, MSC), das über
die Landleitungen 11, 12 und 13 mit den Funkbasisstationen BS1,
BS2 bzw. BS3 verbunden ist, eine Systemsteuerfunktion ausübt. Das
MSC ist im Fall von öffentlichem
Mobilfunksystemen mit einem Festnetz (Public Switches Telephone
Network, PSTN) verbunden. Bei privaten Mobilfunksystemen kann eine
derartige Verbindung zurückgestellt
werden. Außerdem
wird bei einem GSM-System vor der Übertragung und der Kanal-Decodierung
am Empfang zum Schutz der Daten gegen Übertragungsfehler im Funkweg
unter anderen Operationen eine Kanalcodierung auf die logischen
Kanäle
angewendet, mit anderen Worten, es ist ein ziemlich hoher (Quasi)-Echtzeit-Verarbeitungsaufwand
für die
zu übertragenden
Daten erforderlich. Zu diesem Zweck, und für andere Verarbeitungsaufgaben,
umfassen die Funkbasisstationen eine Reihe von Prozessoren und eine Reihe
von Kanal-Codecs, Kanal-Codierern/Decodierern
(hier nicht im Detail abgebildet). Für eine ausführlichere Beschreibung eines
zellularen Systems, z.B. eines GSM-Systems, wird auf die genannten Handbücher von
Mouly und Steel verwiesen.
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2 zeigt eine erfindungsgemäße sekundäre Station
MS1 zur Verwendung in einem digitalen TDMA-Übertragungssystem 1 mit
einem empfangenden Zweig Rx und einem sendenden Zweig Tx. Die sekundäre Station
MS1 umfasst einen spannungsgesteuerten Oszillator 20 als
einen Bezugstaktsignalgenerator, dessen Ausgang 21 mit
einem Kanalsynthetisierer 22 verbunden ist. Dem Kanalsynthetisierer 22 kann
ein Kanalnummern-Steuersignal chn zum Auswählen eines Kanals zugeführt werden.
Ein derartiges Kanalnummern-Steuersignal chn wird durch einen (nicht
abgebildeten) Prozessor zugeführt,
der für das
Betreiben der sekundären
Station MS1 auf bekannte Weise programmiert ist, wobei keine weiteren Details
hinsichtlich der bekannten Betriebsfunktionen der sekundären Station
MS1 gegeben werden. Ein Ausgang 23 des Synthetisierers 22 ist
mit einem ersten Mischer 24 des empfangenden Zweigs Rx
und mit einem zweiten Mischer 25 des sendenden Zweigs Tx
verbunden. Der Bezugstaktsignalgenerator 20 liefert einen
Datentakt dcl über
einen ersten Teiler 26, der mit einem ersten Phasen-Offset-Addierer 27 zum Addieren
eines Daten-Offset-Signals dof im Fall einer externen Synchronisierung
verbunden ist. Eine derartige interne Synchronisierung wird im Fall
einer diskontinuierlichen Änderung
einer empfangenen Zeitschlitzposition in der sekundären Station
MS1 durchgeführt,
z.B. mit anfänglicher
Synchronisierung der sekundären
Station MS1 auf die primäre
Station BS1, oder mit einer Übergabe.
Bei einer derartigen externen Synchronisierung kann keine Datentaktsynchronisierung
garantiert werden, aber zu diesem Zeitpunkt ist auch keine Datentaktsynchronisierung
erforderlich. Der Bezugstaktsignalgenerator 20 liefert weiterhin
einen Zeitschlitz-Abtasttakt tcl über einen zweiten Teiler 28 und
ein Zeitschlitz-Steuersignal Tct über einen dritten Teiler 29,
der mit einem zweiten Phasen-Offset-Addierer 30 gekoppelt
ist, welcher im Fall einer externen Synchronisierung eine mittlere
ermittelte Zeitschlitzverzögerung
TOIm addiert, wie sie erfindungsgemäß bestimmt
wird. Ein Zeitschlitz-Steuersignal tct wird auch einem dritten Phasen-Offset-Addierer 31 zugeführt, der
mit einem Modulator 32 in dem Sendezweig Tx gekoppelt ist,
wobei dem Offset-Addierer 31 ein Sende-Offset-Signal tof zugeführt wird.
Zum Umschalten von einer Synchronisierung der sekundären Station
MS 1 gemäß der Erfindung
auf eine externe Synchronisierung sind die an sich bekannten Schalter 33, 34 und 35 vorgesehen.
Die Schalter 33, 34 und 35 sind in einem
Synchronisierungszustand entsprechend der vorliegenden Erfindung
dargestellt. Das Zeitschlitz-Steuersignal tct steuert einen Schalter 36,
der einen Filter 37 in dem empfangenden Zweig Rx mit einem
Analog-Digital-Umsetzer 38 koppelt, wobei der Filter 37 ein Zwischenfrequenzsignal
ZF liefert. Anstelle eines Zwischenfrequenzsignals ZF kann der Filter 37 auch ein
Basisbandsignal liefern, wobei dies von dem Typ der sekundären Station
MS1 abhängt,
die entweder über
ein ZF-Empfänger-Front-End
verfügt,
wodurch die Basisbandumsetzung in einer weiteren Stufe erfolgt (nicht
abgebildet), oder über
ein Direkt-Umsetzungs-Front-End
(nicht abgebildet). Das Zwischenfrequenzsignal wird durch den Analog-Digital-Umsetzer 38 in
einer erwarteten Zeitschlitzposition abgetastet, die von den bei
der anfänglichen
Synchronisierung erhaltenen Informationen abgeleitet wird, siehe
z.B. Seite 214 – 216
des genannten Handbuchs von Mouly. Ein Ausgang 39 des Analog-Digital-Umsetzers 38 ist
mit einer Entzerrer/Demodulator-Anordnung 40 verbunden,
die z.B. als programmierter Signalprozessor (nicht abgebildet) implementiert
ist, wobei der Entzerrer/Demodulator 40 eine Zeitschlitzverzögerung TOI
bestimmt, die eine Verzögerung zwi schen
einer empfangenen Zeitschlitzposition und der erwarteten Zeitschlitzposition
ist, wobei diese Information erfindungsgemäß zu nutzen ist, und ein Frequenz-Offset-Signal
FOI bestimmt, wobei diese Informationen im Fall einer externen Synchronisierung
zu nutzen ist. Im letztgenannten Fall wird das Signal FOI einem
ersten Integrator 41 zugeführt, dessen Ausgang 42 mit
dem Schalter 35 verbunden ist. Der Entzerrer/Demodulator 40,
der die demodulierten Daten dda liefert, kann die empfangene Zeitschlitzposition
aus einer empfangenen Trainingssequenz mit Hilfe einer Kreuzkorrelation
des empfangenen Trainingssequenz mit einem bekannten übertragenen
Bitmuster der Trainingssequenz bestimmen, wobei die Trainingssequenz
durch die primäre
Station BS1 zusammen mit gesendeten Daten gesendet wird. Da die
erwartete Zeitschlitzposition bekannt ist, weil die Position der
Trainingssequenz innerhalb des Zeitschlitzes bekannt ist, wird die
Zeitschlitzverzögerung
TOI als eine Abweichung von der bekannten Position bestimmt. Erfindungsgemäß wird die
ermittelte Zeitschlitzverzögerung
TOI einer differenzierenden Anordnung 43 zugeführt, nachdem
sie mit einem Tiefpassfilter 44 gefiltert wurde. Die ermittelte
Zeitschlitzverzögerung
TOI wird auch einem zweiten Integrator 45 zugeführt, der
die ermittelte Zeitschlitzverzögerung
TOI glättet,
um die mittlere ermittelte Zeitschlitzverzögerung TOIm zu
bilden. Eine differenzierte ermittelte Zeitschlitzverzögerung TOId und die mittlere oder integrierte ermittelte
Zeitschlitzverzögerung
TOIm werden einer Kombinieranordnung 46 zugeführt, die
ein Justiersignal adj zum Justieren des Bezugstaktsignalgenerators 20 auf
die variierenden Zeitschlitzverzögerungen
liefert, so dass keine unakzeptable Datentaktdrift auftritt. Das
Justiersignal adj ist vorzugsweise eine Funktion der ermittelten
Größen TOId und TOIm, z.B.
eine Proportionalitätsfunktion.
Wenn TOIm = 0, ist df = dTOI/dt = –adj, wobei
d/dt ein Differentialoperator ist. Wenn TOIm < > 0 ist, ist adj = –df + k.TOIm, wobei < > Ungleichheit darstellt und
k ein Proportionalitätsfaktor
ist. Mit Hilfe eines Berechnungsblocks 47 wird ein aktueller
Wert eines Steuerwerts ct1 bestimmt, der einem Digital-Analog-Umsetzer 48 zugeführt wird,
welcher den Bezugstaktsignalgenerator 20 steuert, wobei
der aktuelle Wert eine Addition aus einem vorhergehenden Wert des
Steuerwerts ct1 und einem vorhergehenden Wert des Justiersignals
adj ist. Erfindungsgemäß ist zur
Steuerung des Bezugstaktgenerators 20 in einer Situation
mit kontinuierlicher Steuerung, d.h. ohne Diskontinuitäten in der
mittleren Verzögerung
TOIm, keine Steuerung über das Offset-FOI erforderlich, weil
ein Frequenz-Offset zwischen einem Master-Oszillator (nicht abgebildet)
in der primären
Station BS1 und dem Bezugstaktsignalgenerator in der sekundären Station
direkt in die Verzögerung
TOI reflektiert wird. Eine mit der Zeit variierende Verzögerung TOI ent spricht
einem Frequenz-Offset zwischen der primären Station BS 1 und der sekundären Station MS1,
und eine mittlere Verzögerung
TOIm < > 0 weist auf eine Nicht-Sychronität in der
empfangenen Zeitschlitzposition hin. Für eine kurzfristige Mittelwertbildung
sollte der Integrator 45 eine Zeitkonstante < < dt haben.
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3 zeigt eine empfangene
Rahmenstruktur FR in der sekundären
Station MS1 gemäß der vorliegenden
Erfindung, in der die Positionen des Zeitschlitz-Abtasttakts tcl
und des Datentakts dcl in Bezug zueinander dargestellt sind. Abgebildet
ist ein Uplink-GSM-Mehrfachrahmen
von 26 Rahmen, wiederholend mit F0 bis F25 nummeriert, wobei der Mehrfachrahmen
FR eine Dauer von 120 ms hat. Eine derartige Mehrfachrahmenstruktur
ist auf den Seiten 215 – 216
des genannten Handbuchs von Mouly beschrieben. Bei GSM hat jeder
TDMA-Rahmen einer Mehrfachrahmenstruktur 8 Zeitschlitze. Außerdem werden
bei GSM Informationen in Burst mit einer finiten Dauer übertragen,
wobei die Bursts in Zeitschlitzen übertragen werden. Die Rahmennummer
F12 ist auch ein so genannter SACCH (Slow Associated Control Channel)
bei GSM, der Steuerinformationen für eine Reihe von aufeinanderfolgenden
Zeitschlitzen liefert. Die Rahmennummer F25 ist ein Leerlauf-Rahmen.
Es sind mindestens 4 Bursts erforderlich, um 20 ms codierte Sprachinformationen zu übertragen.
Aufgrund der Rahmenverschachtelung, wie sie auf die Funkschnittstelle
bei GSM angewendet wird, werden 20 ms codierte Sprachinformationen
auf 8 Bursts verteilt. Mit den horizontal schraffierten Blöcken wird
eine Rechenzeit CMP für
Kanalcodierer und Sprachcodierer (nicht abgebildet) angegeben, wobei
derartige Sprachcodierer für
Sprachsegmente mit einer Dauer von 20 ms eingesetzt werden. Zwischen
zwei horizontal schraffierten Blöcken wird
ein Zwischenspeicher (nicht abgebildet) mit 160 Abtastwerten für die nachfolgende
Verarbeitung durch einen Sprachcodierer gefüllt. Wie in 3 zu sehen ist, gibt es immer noch eine
Zeitmarge MAR nach der Berechnung, d.h. zu dem Zeitpunkt T1 vor dem Übertragungszeitpunkt
TXR, der unmittelbar auf den Zeitpunkt T1 folgt, aber es ist auch
zu erkennen, dass die beiden Taktsysteme, d.h. der Zeitschlitz-Abtasttakt
und der Datentakt, nur einen kleinen Asynchronismus oder eine kleine
Drift zwischen den beiden Taktsystemen zulassen. Bei der sekundären Station
MS1, wie sie in 2 beschrieben
ist, tritt normalerweise keine unakzeptable Drift, die einen Datenverlust
zur Folge hat, auf, weil alle Takte von dem gleichen Bezugstaktsignalgenerator 20 abgeleitet werden.
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In 4A sind Kennlinien zur Bestimmung eines
Justiersignals für
eine konstante Zeitschlitzverzögerung
gemäß der vorliegenden
Erfindung dargestellt. Abgebildet sind die Achsen adj, df und TOIm, wobei adj = f(TOIm,
df) für
eine konstante mittlere Zeitschlitzverzögerung TOIm.
Dargestellt sind die Kennlinien für TOIm =
0 und für
TOIm = C1, wobei C1 ein gegebener konstanter
Wert ist. In der dargestellten dreidimensionalen Ebene sind die
positiven Justiersignale adj mit einer durchgezogenen Linie angegeben
und die negative Justierwerte adj sind mit einer gestrichelten Linie
dargestellt. Als Anfangszustand wird davon ausgegangen, dass ein
durch die primäre
Station PS1 übertragener
Burst an dem Schalter 36 in der sekundären Station MS1 erwartet wird,
so dass die Zeitschlitzverzögerung
TOI und die Ableitung TOId der Zeitschlitzverzögerung TOI
positiv sind. Bei einem derartigen Anfangszustand sollte die Frequenz
des Bezugstaktsignalgenerators 20 bei einem positiven Wert
des Signals FOI und bei positivem df verringert werden, d.h. adj < 0, und bei einem positiven
Wert der Zeitschlitzverzögerung
TOI sollte die Frequenz des Bezugstaktsignalgenerators 20 gesteigert
werden, d.h. adj > 0.
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In 4B sind die Kennlinien zum
Bestimmen eines Justiersignals gemäß der vorliegenden Erfindung
für eine
konstante Ableitung TOId der Zeitschlitzverzögerung TOI
dargestellt. Abgebildet ist eine Kennlinie für df = 0, d.h. es ist eine
Kennlinie in der Ebene adj-TOIm dargestellt.
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In 4C sind dreidimensionale
Kennlinien zum Bestimmen des Justiersignals adj gemäß der vorliegenden
Erfindung dargestellt, wobei adj = f(TOIm +
df), und- wobei
die Kennlinienschar die Systemeinschränkungen berücksichtigt, z.B. gemäß den GSM
Recommendations.
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5 zeigt ein Blockschaltbild
der Sprachpfade in der sekundären
Station MS1 gemäß der vorliegenden
Erfindung. Ein Sprachpfad von der sekundären Station MS1 in die Richtung
der primären
Station BS1 umfasst ein Mikrofon 50, einen Analog-Digital-Umsetzer 51,
einen Sprachcodierer 52 und einen Kanalcodierer 53,
der mit dem Modulator 32 gekoppelt ist. Ein Sprachpfad
von der primären
Station BS1 in die Richtung der sekundären Station MS1 umfasst einen
Kanaldecodierer 54, der mit dem Entzerrer/Demodulator 40 gekoppelt
ist, einen Sprachdecodierer 55, einen Digital-Analog-Umsetzer 56 und
einen Empfänger 57.
In 5 ist angegeben,
an welchen Teilen der sekundären
Station MS1 der Datentakt dcl und der Zeitschlitz-Abtasttakt tcl
zum Einsatz kommen.
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In 6 ist ein Blockschaltbild
des Sprachcodierers 52 und des Sprachdecodierers 55 in
den Sprachpfaden dargestellt. Der Sprachcodierer 52 umfasst
einen Zwischenspeicher 60, der 160 Sprachabtastwerte (was
20 ms Sprache entspricht) enthalten kann, welche durch den Analog-Digital-Umsetzer 51 erzeugt
werden, und weiterhin einen zwischengeschalteten Zwischenspeicher 61 zum
Zwischenspeichern von 160 Abtastwerten pro 20 ms, sowie einen Sprachcodieralgorithmus,
der in einem digitalen Signalprozessor 62 enthalten ist.
Ein derartiger Algorithmus kann ein bekannter Algorithmus sein,
wie er in einem GSM-System zu Einsatz kommt. Jedes Mal, wenn der
Zwischenspeicher 60 voll ist, wird sein Inhalt in den zwischengeschalteten
Zwischenspeicher 61 kopiert. Der Sprachdecodierer 55 umfasst
einen Sprachsynthesealgorithmus in einem digitalen Signalprozessor 63,
wobei der Algorithmus an sich bekannt ist, und außerdem einen
zwischengeschalteten Zwischenspeicher 64 für 160 Abtastwerte
pro Aufruf des Sprachdecodierers 63 sowie einen Zwischenspeicher 65.
Jedes Mal, wenn der Zwischenspeicher 65 leer ist, wird
eine Kopie des Inhalts des zwischengeschalteten Zwischenspeichers 64 in
den Zwischenspeicher 65 kopiert. In 6 ist angegeben, an welchen Stellen des
Sprach(de)codierers der Datentakt dcl und der Zeitschlitz-Abtasttakt
tcl zum Einsatz kommen.