DE69532713T2

DE69532713T2 - Gleich- und wechselstromsensor mit nebenschleifenstromwandler

Info

Publication number: DE69532713T2
Application number: DE69532713T
Authority: DE
Inventors: Wen-Jian Gu
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1994-12-28
Filing date: 1995-12-21
Publication date: 2005-01-05
Anticipated expiration: 2015-12-22
Also published as: WO1996020408A3; CN1145117A; US5811965A; EP0748451A1; JPH10513549A; DE69532713D1; EP0748451B1; WO1996020408A2; CN1083981C

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
1. Bereich der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Anordnungen und Schaltungsanordnungen zur "kontaktfreien" Messung von Strom, wobei der Ausgang ein elektrisches Signal ist, das gegenüber dem Leiter, dessen Strom gemessen wird, elektrisch isoliert ist; und insbesondere auf einen derartigen Sensor, der keine komplexe Temperaturkompensation oder einen kostspieligen kritischen Halbleiter oder magnetische Elemente braucht.
Eine sehr einfache Anordnung dieser Art ist der sog. Stromtransformator, der einen Transformatorkern mit einer Leitungsstromwicklung und einer Sekundärwicklung aufweist. Die Sekundärwicklung ist mit einem Widerstand geringen Wertes abgeschlossen, so dass die von der Leitung gesehene Impedanz sehr gering ist. Meistens hat die Primärwicklung nur einige Windungen, oder sie kann ganz einfach aus einem isolierten Leitungsabschnitt des Leiters durch eine Kernöffnung bestehen und als eine Wicklung von nur einer Windung funktionieren. Das Schaffen einer ausreichenden Isolierung der Primärspule, so dass die Durchschlagspannung hoch ist und Leckströme zwischen der Primärspule und der Sekundärspule vernachlässigbar klein sind, ist ziemlich einfach; und ein derartiger Transformator wird von Temperaturschwankungen kaum betroffen, ist extrem stabil und hat ein sehr genau bekanntes Stromverhältnis solange der Flusspegel in dem Kern der Sättigung nicht nähert. Aber nach einem Ausgangsübergang werden DC-Komponenten in dem Leitungsstrom nicht durch eine entsprechende Komponente in der Sekundärspule gespiegelt; Messung sehr niedriger Frequenzen erfordert einen großen Kern; und relativ niedrige Werte von Gleichstromkomponenten in dem Leitungsstrom (in der Größenordnung der Spitze eines typischen Anregungsstromes) werden dafür sorgen, dass der Kern wenigstens während eines Teils jedes Wechselstromzyklus genügend gesättigt wird, so dass sogar die AC-Komponenten nicht länger genau von der Spannung an der Sekundärwicklung gespiegelt wird.
Wenn ein Stromsensor als eine Auslösesignalquelle in einem Netzschalter verwendet werden soll, so dass Messungen leicht geändert werden, ist es erwünscht, dass der Sensor bis zu DC arbeitet, sogar wenn die Energiequelle AC ist. Es ist weiterhin erwünscht, dass ein elektronischer Netzschalter für DC-Betrieb ausgelegt sein kann und eine genaue Messung von DC ist dann zwingend. Für solche Applikationen oder für solche, bei denen DC oder sehr niedrige Frequenzen betroffen sind, sind dann andere Typen von kontaktfreien Stromsensoren erforderlich.
2. Beschreibung des Standes der Technik
Ein bekannter Typ eines Stromsensors, der abwärts bis DC arbeiten kann, benutzt Hall Effekt Sensoren. Diese sind aber relativ temperaturempfindlich und Lagenempfindlich und können eine kostspielige Kalibrierung erfordern, wenn eine hohe Genauigkeit erforderlich ist; wie wenn Ströme in zwei verschiedenen Leitern miteinander verglichen werden.
Eine jüngere Entwicklung betrifft eine aktive Strombalance-Schaltung, die einen Transformatorkern benutzt, der von einem HF-Wechselstrom zwischen Sättigungsflusswerten betrieben wird.
US Patent 4.376.510 beschreibt einen Stromsensor, insbesondere anwendbar bei Erdungsfehlerdetektion, wobei eine HF-Umschaltschaltung den beiden Enden einer in der Mitte abgegriffenen Sekundärwicklung auf einem Stromtransformatorkern wechselweise eine DC-Spannung zuführt. Der Spannungswert wird selektiert zum Betreiben des Kerns gerade in dem Knie der B-H-Kurve, nahezu bei Sättigung. Die Anregungsströme durch diese zwei Wickungshälften sind verschieden in der Zeit, aber in ihrer Größe einander gleich, wenn durch Leitungsstrom (oder durch einen Erdungsfehler) es in dem Kern keinen Fluss gibt. Wenn die Anregungsströme einander nicht gleich sind, zeigt dies, dass die Induktivität in der Nähe der zwei Spitzen des Anregungsstromes verschieden ist. Die Stromdifferenz wird durch einen Differenzverstärker detektiert und erzeugt einen Strom, der einer Tertiärwicklung zugeführt wird zum Ausgleichen des Effektes des Leitungsstromes. Der Strom durch die Tertiärwicklung wird ein Maß des Leitungsstromes oder des Erdungsfehlerstromes.
US Patent 4.914.383 beschreibt eine Strommessschaltung, wie die aus dem '510 Patent, liefert aber Strom durch zweite Wicklungen, wechselweise und in entgegengesetzten Richtungen, zum Verlagern des Kerns aus der Sättigung oder weg von der Sättigung. In der einen Richtung wird die zweite Wicklung aus dem Strom in dem zu messenden Leiter gespeist, während in der anderen Richtung Energie aus einer Batterie erhalten wird.
Noch ein anderer kontaktfreier Stromsensor ist in dem US Patent 4.899.103 beschrieben. In abwechselnden Hälften einer Sekundärwicklung wird ein HF-Wechselstrom erzeugt und wird umgekehrt, wenn der Kernfluss der Sättigung nähert. Ein Zähler zählt die Zeiten, die erforderlich sind um diesen Pegel in den zwei Richtungen zu erreichen; die Differenz in der Zählung ist ein Maß des Stromes in der Primärwicklung (dem Leitungsstrom).
Noch ein weiterer Sensor ist von K. Harada und H. Sakamoto in: "Current Sensors with a Small Saturable Core and Mosfets", "IEEE Transactions on Magnetics" Heft 24, Nr. 6 (Nov. 1988) beschrieben worden. Diese Anordnung benutzt den scharfen Anstieg in dem Strom, wenn der Kern sich sättigt, um ein selbst getriggertes Umschalten der Transistoren herbeizuführen. Eine Sekundärspule schafft eine Triggerspannung für die Umschaltschaltung, die ein sog. Transistorkernmultivibrator ist.
Die in diesem Artikel beschriebene Schaltungsanordnung benutzt einen Permalloy 80 Kern, der eine hohe Permeabilität bei einem bestimmten Fluss hat und dann eine sehr scharfe Sättigung hat.
Die Harada/Sakamoto-Schaltungsanordnung hat den Nachteil, dass Leitungsstromanteile bei Frequenzen, die ein wesentlicher Bruchteil der Schaltfrequenz sind, nicht einwandfrei detektiert werden können, und zwar wegen der Filterung, die erforderlich ist zum Reduzieren des Effektes der Stromspitzen. Außerdem sind die Kosten der Schaltungsanordnung unerwünscht hoch wegen der Notwendigkeit eines scharf sättigenden Kerns, der aus Metallband gewickelt werden muss.
Andere Strommessschaltungen sind von Craig Sullender in "Magnetic Current Sensors for Space Station Freedom", "IEEE Transaction on Power electronics" Heft 8, Nr. 1 (Januar 1993) beschrieben. In diesen Schaltungsanordnungen tritt das Umschalten des Ausgleichstromes durch den Kern zu vorbestimmten Intervallen auf, statt in Reaktion auf eine scharfe Sättigungsspitze. Zum reduzieren des Energieverbrauchs in der Abtastschaltung, wird, wenn die Spannung an einem Abtastwiderstand einen vorbestimmten Wert erreicht, ein Spannungsimpuls einer ausreichenden Größe zugeführt um den Kern in der entgegengesetzten Flussrichtung in den gesättigten Zustand zu bringen. Der Spannungsimpuls wird danach entfernt und der Strom durch die Ausgleichwicklung fällt dann schnell ab auf einen Wert, der den Leitungsstrom balanciert (ausgenommen für einen kleinen Magnetisierungsstrom). Ein Muster der Spannung an einem Abtastwiderstand ist dann dem Leitungsstrom proportional.
Zum Messen von bidirektionellen Strömen sind zwei Treiberstufen, die mit je einem Ende der Spule verbunden sind zum Treiben von Strom in entgegengesetzten Ruchtungen, und zwei Abtastwiderstände erforderlich, die mit je einer entsprechenden Vergleichsstufe verbunden sind. Jeder Abtastwiderstand ist mit einer entsprechenden Abtast-und-Halteschaltung verbunden.
Um zu gewährleisten, dass der Strom, der gemessen wird, im Wesentlichen den Leitungsstrom balanciert (d. h. keine Rückfaltung) ist es notwendig, dass jeder Spannungsimpuls eine derartige Größe und Dauer hat, dass Sättigung in wechselnden Richtungen gewährleistet ist, sogar wenn ein wesentlicher Überstrom fließt.
Auf gleiche Weise wie bei der oben beschriebenen Harada/Sakamoto- Schaltung betreffen die Sullenger-Schaltungen scharfe Stromimpulse in jeder Richtung und haben einen wesentlichen Energieverbrauch.
JP 01-124772 beschreibt einen DC-Stromdetektor, wobei ein wechselnder Strom in einer Abtastspule verwendet wird um den Kern zu einem bestimmten Zeitpunkt in einen nicht gesättigten Zustand zu bringen. Eine synchronisierende Verknüpfungsschaltung liefert eine Schaltzeit um zu gewährleisten, dass der DC-Strom gemessen wird, wenn der Kern sich in dem nicht gesättigten Zustand befindet.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Es ist nun u. a. eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung einwandfrei Strom zu messen, und zwar mit einem kontaktfreien elektronischen/magnetischen Sensor von DC zu hohen Frequenzen, und zwar unter Verwendung einer einfachen Schaltungsanordnung.
Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung einen Stromsensor zu schaffen, der einen preisgünstigen magnetischen Kern benutzen kann.
Es ist noch eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung einen Strom-sensor zu schaffen, bei dem es nicht erforderlich ist, dass der Effekt des Leitungsstromes ständig ausgeglichen wird und frei ist von kritischen Timing-Anforderungen. Nach der vorliegenden Erfindung, wie in Anspruch 1 definiert, wird der Leitungsstrom durch eine Schaltungsanordnung abgetastet, die einer abtastenden Wicklung auf einem Stromtransformator eine HF-Umkehrspannung zuführt, ausreichend zum Steuern des Transformators von der Sättigung, durch den Leitungsstrom, in das lineare Gebiet, und zwar wenigstens einmal je HF-Zyklus. Durch Umkehrung der Spannung, die der Abtastspule zugeführt wird, sorgt der Strom für nur eine Polarität der Spannung dafür, dass der Strom derart fließt, dass dadurch dem Fluss geholfen wird durch jeden dann fließenden Strom. Wenn der Leitungsstrom beträchtlich ist befindet sich der Transformatorkern bereits in dem gesättigten Zustand oder er wird in diesen Zustand getrieben. Während des nachfolgenden Teils der zugeführten Spannung mit entgegengesetzter Polarität wird ein Abtaststrom betrieben, und zwar während einer Zeit, die ausreicht um den Transformatorfluss unter den Sättigungspegel zu bringen, wodurch auf diese Weise eine Nebenschleife gebildet wird.
Strom durch die Abtastwicklung wird zu den Zeitpunkten zweier aufeinander folgender Umkehrungen der Spannung abgetastet, die der Abtastwicklung zugeführt wird und der Abtastwert mit dem niedrigeren Absolutwert wird als ein Abtastwert proportional zu dem Leitungsstrom selektiert.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHUNG
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im vorliegenden Fall näher beschrieben. Es zeigen:
1 ein vereinfachtes Schaltbild eines Sensors nach der vorliegenden Erfindung,
2 eine Darstellung der Magnetisierungsstrecke längs der B-H-Kurve für einen Leitungsstrom gleich Null,
3 eine Graphik der Spannungswellenform und der Abtaststromwellenform für einen Leitungsstrom gleich Null,
4 die Magnetisierungsstrecke gemäß der B-H-Kurve für einen Leitungsstrom gleich Null,
5 eine Graphik der Spannungswellenform und der Abtaststromwellenform für einen Leitungsstrom gleich Null,
6 eine schematische Darstellung des Sensors nach 1 in einer größeren detaillierten Darstellung, und
7 eine schematische Darstellung eines Signalselektors, der in der Schaltungsanordnung nach 6 verwendet werden kann.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
Der Stromsensor 10, dargestellt in vereinfachter Form, hat nur vier Elemente: eine Rechteck- oder eine andere Umkehrspannungsquelle 12, einen DC-Sperrkondensator C_b, einen Abtastwiderstand R_s und einen Stromtransformator 15. Der Stromtransformator 15 hat einen Kern 16 aus einem Material, das geeignet ist für einen linearen Stromtransformator, eine Leitungswicklung 17, durch die Leitungsstrom i_L fließt, und eine Abtastwicklung 18, durch die ein Abtaststrom i_s fließt. Die Spannungsquelle 12, der DC-Sperrkondensator C_b, der Abtastwiderstand R_s und die Leitungswicklung 17 des Stromtransformators 15 sind in Reihe geschaltet.
Die Rechteckspannungsquelle wird mit einer Frequenz HF betrieben, die wenigstens der doppelte Wert des höchsten Frequenzanteils des Leitungsstromes ist, der zum Messen erwünscht ist, und hat eine Spitzenspannung, die, wenn der Leitungsstrom Null ist, dafür sorgt, dass der Kernfluss über einen Bereich ΔB variiert, wie in 2 dargestellt. Dieser Bereich wird derart selektiert, dass die Flusswerte zu Zeitpunkten a und c kleiner sind als die Werte B_s, bei denen der Kern zu sättigen anfängt. Zum Schaffen einer hohen Genauigkeit beim Messen von Strom und einer hohen Empfindlichkeit bei kleinen Leitungsströmen, ist es erwünscht, dass die erforderliche Feldintensität H_s zum Erzeugen des Sättigungsflusses B_s möglichst klein ist. Dies erfordert, dass der Kern 16 eine hohe Permeabilität hat. Eine hohe Empfindlichkeit erfordert auch, dass ΔB klein ist. Sollte es aber erwünscht sein, dass man imstande ist, sehr große Leitungsströme zu messen, wie extreme Überströme, die durch einen Stromschalter fließen, dann soll ΔB größer sein, beispielsweise ausreichend um einen Bereich von ± 0,8 B_s zu bedecken, wenn der Leitungsstrom Null ist.
3 zeigt die Spannungsquellen- und Abtaststromwellenformen für einen Leitungsstrom gleich Null. Wie es einem Fachmann einleuchten dürfte, ist die Wellenform i_s des Abtaststroms eine Dreieck-Wellenform, deren Spitzen zu den Schaltzeitpunkten a und c der Rechteckwelle auftreten. In der Situation, wo der Leitungsstrom Null ist, ist der Abtaststrom i_s symmetrisch zu dem Mittelpunkt b.
Die 4 und 5 zeigen das durchlaufene Kernflussgebiet und den Abtaststrom für einen Leitungsstrom i_L mit einem Wert I_DC, der ausreicht um den Kern stark zu sättigen. Während des halben Zyklus der Rechteckwelle, die den Abtaststrom i_s in einer Richtung steuert zum Ausgleichen des Flusses wegen des Leitungsstromes i_L, wird der Abtaststrom in der Ausgleichrichtung gestiegen sein bis die von dem Abtaststrom i_s erzeugte magnetische Intensität der von dem Leitungsstrom i_L erzeugten Intensität nahezu entspricht, so dass der Kern nicht länger gesättigt ist (Zeit a in 4 und 5). Wenn der Magnetisierungsstrom vernachlässigt wird, der sehr gering ist, i_sN_s = i_LN_L.
Wenn die Rechteckwellenspannung schaltet wird der Abtaststrom i_s anfangen mit derselben Neigung wie in 3 zu steigen und der Fluss B in dem Kern wird auch zum Sättigungswert B_s ansteigen und an diesem Wert vorbeigehen. Wie in 5 deutlich dargestellt, wird, wenn der Kernfluss einmal größer wird als der Sättigungswert B_s steigt der Abtastwert i_s schnell zu einer Spitze zu dem Zeitpunkt c, wenn die Spannungsquelle wieder schaltet. Weil die Kerninduktivität klein wird, wenn der Kern stark gesättigt wird, wird dieser Spitzenwert eine absolute Größe haben, viel größer als der Wert zu dem vor hergehenden Schaltzeitpunkt. Nach dem Schalten wird der Abtaststrom i_s schnell und in der umgekehrten Richtung abfallen bis der Kernfluss etwa dem Wert B_s entspricht und wird danach allmählich in der Ausgleichrichtung zu dem Zeitpunkt a zunehmen. Dies vervollständigt einen HF-Zyklus.
Weil das Zeitintegral der Reckteckspannung dasselbe ist für den Fall eines Leitungsstromes gleich Null (2 und 3) und i_L = I_DC, ist der nächste Flusshub ΔB derselbe. Solange der Leitungsstrom nicht zu hoch ist, so dass der Spitzenfluss dem Wert B_s + ΔB nicht übersteigt, hilft zu dem Schaltzeitpunkt, wenn der nächste HF-Halbzyklus der Leitungsstrom dem Abtaststrom i_s = i_L(N_L/N_s). Es dürfte einleuchten, dass dies auch eine Selektion von Kernmaterialien mit einem ausreichend scharfen Knie in der Sättigungskurve bei einem maximalen Strom vorschlägt, der messbar sein soll, B < 3 B_s.
Dem Fachmann dürfte es einleuchten, dass wenn der Leitungsstrom –I_DC wäre, die Kurve des Abtaststromes, wenn gegenüber der Rechteckspannung aufgetragen, dieselbe Form hätte wie in 5 dargestellt, aber mit einer entgegengesetzten Polarität, und um ½ Zykluszeit verschoben. Deswegen wird ungeachtet der Polarität des Leitungsstromes, wenn der Abtaststrom zu den Zeitpunkten der Spannungsschaltung abgetastet wird, der untere (absolute Größe) der beiden Abtaststromabtastwerte ein genaues Maß des Leitungsstromes ist.
Eine bevorzugte praktische Ausführungsform der Schaltungsanordnung 10 ist in 6 dargestellt. Die Funktion der Rechteckspannungsquelle wird geliefert durch Schalttransistoren Q1, Q2, Q3 und Q4, die in voller Brückenkonfiguration mit einer DC-Spannungsquelle V_DC verbunden sind. Die Gate-Elektroden der Schalttransistoren Q1–Q4 sind mit den betreffenden Ausgängen zweier Halbbrückentreiberstufen 21 und 22 verbunden, welche die komplementären Ausgangssignale eines Rechteckimpulsoszillators 24 empfangen. Die Wirkungsweise dieses DC-Schaltkreises ist herkömmlich und wird an dieser Stelle nicht näher beschrieben.
Die Spannung an dem Abtastwiderstand R_s ist als der Eingfang mit einem Differenzverstärker 26 verbunden, dessen Ausgang zwei Abtast-und-Halteschaltungen 31 und 23 zugeführt wird. Die Takteingänge zu den Abtast-und-Halteschaltungen 31 und 32 werden von den monostabilen Multivibratoren 33 und 34 geschaffen, deren Eingänge mit den Gate-Elektroden der Transistoren Q3 bzw. Q2 verbunden sind. Die Ausgänge der zwei Abtast-und-Halteschaltungen sind als Eingänge mit einer Signalselektorschaltung 36 verbunden deren Ausgang ein Signal proportional zu dem Leitungsstrom i_L ist.
Die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung nach 6 entspricht der, die für 1 beschrieben wurde. Der Oszillator 24 sorgt, über die Treiberstufen 21 und 22 dafür, dass abwechselnde Paare Q1, Q3 und Q2, Q4 leitend sind, so dass die Speisespannung V_DC in umgekehrter Weise der Reihenschaltung aus dem Sperrkondensator C_b, der Abtastwicklung 18 und dem Stromtransformator 15 und dem Abtastwiderstand R_s zugeführt wird. Die monostabilen Multivibratoren 33, 34 sorgen dafür, dass die Abtast-und-Halteschaltungen 31, 32 den Ausgang des Differenzverstärkers 26 abtasten, und zwar zu abwechselnden Umkehrungen der Spannung, die der Reihenschaltung zugeführt wird. Der Signalselektor selektiert den Eingangsabtastwert mit dem kleineren Absolutwert, und liefert den Wert von diesem Eingangsabtastwert (unter Beibehaltung des Vorzeichens) als Ausgangs- oder Stromsignal.
Eine Form von Signalselektor ist in 7 dargestellt. Weil Abtastung an nur einer Seite der HF-Spannung V_HF immer ein positives Signal erzeugt, und Abtastung an der anderen Seite immer ein negatives Signal erzeugt, gibt es keine Ungewissheit in Bezug auf Polaritäten für Steuerzwecke. Folglich wird die Abtastung, die positiv ist, als V₊ bezeichnet und die Abtastung, die negativ ist, wird als V_– bezeichnet. Die negative Abtastung V_– wird in dem invertierenden Verstärker 40 invertiert und wird dem negativen Eingang des Differenzverstärkers 42 zugeführt, während die positive Abtastung V₊ unmittelbar dem positiven Eingang zugeführt wird. Wenn |V₊| > |V_–| ist, dann ist der Ausgang V_d des Verstärkers 42 positiv, während ein Leitungsstrom mit einer entgegengesetzten Polarität Folgendes erzeugt: |V₊| < |V_–| und V_d < 0.
Der Ausgang V_d des Verstärkers 42 wird den positiven bzw. negativen Eingängen von Vergleichsschaltungen 44 und 45 zugeführt, dessen andere Eingänge nach Erde geschaltet sind. Dadurch wird für jedes Paar von Abtastwerten der eine Ausgang der Vergleichsschaltung hoch sein und der andere wird niedrig sein. Die Ausgänge V_C2 und V_C1 der Vergleichsschaltungen 44 und 45 werden als Steuersignale den betreffenden Schaltkreisen 46 und 47 zugeführt, deren Ausgänge ihrerseits mit den positiven und negativen Eingängen eines Differenzverstärkers 48 verbunden sind. Der Ausgang des Verstärkers 48 ist der einwandfreie Stromabtastwert.
Zum Implementieren dieser Schaltungsanordnung können Schalt-ICs, wie vom Typ 4016 oder 4066 verwendet werden. Wenn ein positiver Ausgang erwünscht ist, was eine Anzeige des Absolutwertes des Stromes ist, kann statt des Differenzverstärkers 48 ein Summierungsverstärker oder ein analoger Addierer verwendet werden. Auf alternative Weise kann statt der Schalter und des Verstärkers 48 zum Schaffen eines positiven Ausgangs eine analoge Datenselektor-IC vom Typ 4529 verwendet werden. Es dürfte einleuchten, dass auf alternative Weise der invertierende Verstärker 40 einer der Abtast-und-Halteschaltungen in 6 vorgeschaltet sein kann.
Dem Fachmann dürfte es einleuchten, dass viele Abwandlungen der beschriebenen Schaltungsanordnungen nach der vorliegenden Erfindung funktionieren werden. So braucht beispielsweise die Spannungsquelle nicht eine Rechteckspannungsquelle zu sein. Zum Minimieren der Erzeugung von elektromagnetischem Rauschen oder aus anderen Gründen kann es erwünscht sein, eine Wellenform mit runden Kanten zu verwenden, oder sogar eine sinusförmige Wellenform. Bei einem gewissen Verlust beim Folgen der Leitungsstromwellenformen, die ziemlich unregelmäßig sind, kann die Spannungsquelle asymmetrisch sein, solange sie den Fluss einmal pro HF-Zyklus in das nicht gesättigte Gebiet treibt. Das Abtasten braucht nicht genau zu dem Spannungsumkehrzeitpunkt aufzutreten, solange es auftritt indem der Fluss sind in dem nicht gesättigten Gebiet befindet. Der Stromtransformatorkern braucht nicht linear zu sein, solange es ein ausreichendes Gebiet hoher Permeabilität gibt, so dass der Magnetisierungsstrom, gleichwertig zu demjenigen, der in 3 dargestellt ist, kleiner ist als die gewünschte Auflösung in dem messenden Leitungsstrom nachdem die Transformatorwindungen berücksichtigt worden sind. Während bevorzugt, weil er eine Akkumulation eines DC-Stromes in der Abtastschaltung durch Nichtlinearitäten oder durch Ungleichheit in der umkehrenden Spannungstreibung elimi niert, kann bei vielen Applikationen auf den Sperrkondensator verzichtet werden. Auf entsprechende Weise soll die vorliegende Erfindung nur durch die beiliegenden Patentansprüche gemessen werden.

Claims

Stromsensor für eine nicht-kontaktierende Messung von Strom (i_L) in einer Leitung, wobei dieser Sensor die nachfolgenden Elemente umfasst: – einen Kern (16) mit einer hohen Permeabilität, mit einem nicht gesättigten Gebiet in der B-H-Kurve, – eine Leitungsstromspule (17) mit wenigstens einer Windung auf dem genannten Kern (16) zum Tragen des zu messenden Leitungsstromes (i_L), – eine Abtastspule (18) auf dem genannten Kern (16), – Mittel (12) zum Zuführen einer sich wiederholt umkehrenden Spannung zu der genannten Abtastspule (18), wobei die genannte sich wiederholt umkehrende Spannung eine Reihe von Überganszeitpunkten (a, c) definiert, wenn die Polarität der Spannung sich umkehrt, wobei die genannte Spannung dafür sorgt, dass ein Abtaststrom (i_s) durch die genannte Abtastspule (18) fließt, wenigstens einmal während jedes Zyklus der genannten Spannung, wobei der genannte Abtaststrom (i_s) einen derartigen Wert hat, dass der Kern (16) sich in dem genannten nicht gesättigten Gebiet befindet, gekennzeichnet durch – Mittel (C_b, R_s, 26, 31, 32, 33, 34) zum messen des genannten Abtaststroms (i_s) zu zwei aufeinander folgenden Zeitpunkten (a, c) zum Schaffen zweier Pegel, und – Mittel (36), die darauf reagieren, wenn die genannten zwei Strompegel zwei verschiedene absolute Werte haben, zum Selektieren desjenigen Strompegels, der den niedrigeren Absolutwert hat, und zum Schaffen eines Stromsignals in Bezug auf den selektierten Strompegel.
Sensor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die genannten Mittel (12) zum Zuführen, eine als Rechteckwelle wechselnde Spannung zuführen, mit einer Frequenz, die derart selektiert wird, dass sie wenigstens der doppelten Frequenz des höchsten Frequenzanteils des genannten zu messenden Leitungsstroms (i_L) entspricht, und eine Spitzenspannung kleiner als ein Wert, der dafür sorgt, dass der Kern (16) gesättigt wird, wenn der Leitungsstrom (i_L) Null ist.
Sensor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die genannten Mittel zum Messen einen DC-Sperrkondensator (C_b) enthalten und einen Messwiderstand (R_s), die mit der genannten Abtastspule (18) in Reihe geschaltet sind.
Sensor nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die genannten Mittel (12) zum Zuführen Folgendes enthalten: eine DC-Quelle (V_DC), Schaltmittel (Q₁, Q₂, Q₃, Q₄) zum abwechselnden Verbinden der DC-Quelle mit der Reihenschaltung aus der Abtastspule (18), dem Kondensator (C_b) und dem Widerstand (R_s) mit der einen oder der entgegengesetzten Polarität, und wenigstens eine Treiberschaltung (21, 22) zur Steuerung der Schaltmittel (Q₁, Q₂, Q₃, Q₄), und dass die genannten Mittel zum Messen weiterhin zwei Abtast-und-Halteschaltungen (31, 32) aufweisen, die betreffende Ausgangsspannungssignale haben, einen Signalselektor (36) zum Selektieren den niedrigeren Ausgang aus den zwei Antast-und-Halteschaltungen (31, 32) und Triggermittel (33, 34), die auf die genannte wenigstens eine Treiberschaltung (21, 22) zur Steuerung der Abtastzeitpunkte durch die Abtast-und-Halteschaltungen (31, 32) reagieren.
Sensor nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die genannten Mittel zum Messen weiterhin Mittel (26) aufweisen zum Erhalten von Abtastwerten des Abtaststromes proportional zu der Spannung an dem Messwiderstand (R_s) zu den genannten zwei aufeinander folgenden Zeitpunkten.
Sensor nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die genannten Mittel zum Messen weiterhin einen Differenzverstärker (26) enthalten, von dem Eingänge mit den betreffenden Enden des Messwiderstandes (R_s) verbunden sind, wobei der Differenzverstärker einen Ausgang hat, an dem das genannte Stromsignal erhalten wird.