JP6106909B2

JP6106909B2 - 電流センサ

Info

Publication number: JP6106909B2
Application number: JP2013007839A
Authority: JP
Inventors: 上田　修; 修上田
Original assignee: タケモトデンキ株式会社
Priority date: 2013-01-18
Filing date: 2013-01-18
Publication date: 2017-04-05
Anticipated expiration: 2033-01-18
Also published as: JP2014137359A

Description

本発明は、直流電流の測定を行う電流センサに関する。

近年、太陽光発電の需要が高まっている。このような太陽光発電に利用される太陽電池パネルにあっては、出力電圧は一定であるが、発電電流（供給可能な出力電流）は日照率や発電能力の劣化等の発電状況により変動する。このため、太陽電池パネルの出力電流を測定することは、発電効率及び設備保全の観点から重要である。また、近年、蓄電池も広く利用されている。このような蓄電池にあっては使用状況に応じて充放電が繰り返し行われる。蓄電池を適切に利用する上で、このような充放電における充電電流及び放電電流を同じ精度で、且つ、正確に測定する必要がある。このような太陽電池パネルの出力電流や蓄電池の充電電流及び放電電流を測定する技術として、ギャップを有する環状の磁性体コアを用いた電流センサがある（例えば特許文献１）。

特許文献１に記載の電流センサ（直流電流センサ）は、ギャップを有する略円環形状の磁性材料からなり、径方向内側に被測定電流が流れる電線を貫通させたコアと、コアのギャップに挿入され、被測定電流により発生した磁束に応じた電圧を出力する磁電変換手段と、を備えて構成される。このような磁電変換手段としてホール素子が用いられる。このようなホール素子は高価であるので、電流センサのコストアップの要因となる。また、ホール素子の電気的特性は温度依存性が大きいので、温度変動がある使用環境においては精度良く電流を検出することが容易ではない。そこで、ホール素子を用いない電流センサが検討されてきた（例えば特許文献２）。

特許文献２に記載の電流センサは、閉磁路コアに、電流の被測定対象物となる電線を貫通させて配置し、当該電線に流れる被測定電流による閉磁路コアに生じる発生磁界を、閉磁路コアに巻かれた巻線コイルにフィードバック電流を流すことによって打ち消すように作用させて、被測定電流を計測する。特に、この電流センサは、巻線コイルと直列に検知抵抗が接続される。巻線コイル及び検知抵抗の直列接続に対して交流励磁電圧を印加し、これにより発生した交流励磁電流を検知抵抗によって電圧信号に変換し、電圧信号が印加される正ピークホールド回路及び負ピークホールド回路によってそれぞれ正信号及び負信号のピークホールドを行い、正ピークホールド回路及び負ピークホールド回路のそれぞれの出力信号を合成和の電圧として取得する。この合成和の電圧を増幅回路で増幅して巻線コイル及び検知抵抗に直流励磁電圧としてフィードバックする。

特開２０００−９７９７３号公報特開２００７−３３２２２号公報

特許文献２に記載の電流センサにおいては、ホール素子を有しないので特許文献１に記載の電流センサに対してコストダウンが可能である。また、ホール素子を用いていないので温度特性も改善されている。しかしながら、正ピークホールド回路と負ピークホールド回路とを備えているので、更なるコストダウンの余地がある。

本発明の目的は、上記問題に鑑み、低コストで、温度特性の優れた電流センサを提供することにある。

上記目的を達成するための本発明に係る電流センサの特徴構成は、
絶対値の等しい正電圧と負電圧との間で振幅する矩形波信号を生成する矩形波信号生成部と、
内側に被測定電流を流す導電体が挿通される環状のコアと、当該コアに巻き回され前記矩形波信号に応じた電流が流れる導線とを有するトロイダルコイルと、
前記トロイダルコイルの出力端子と接地端子との間に配置される抵抗器と、
前記導電体に被測定電流が流れていない場合で、且つ、前記導線に前記矩形波信号に基づく電流を流した場合に前記矩形波信号が反転されてから前記コアが磁束飽和されるまでの期間に相当する第１期間毎に、前記被測定電流の大きさにかかわらず、前記第１期間内に当該第１期間よりも短い予め設定された第２期間に亘ってパルス信号を出力するパルス信号出力部と、
前記パルス信号に基づいて前記抵抗器の端子間電圧をサンプルホールドするサンプルホールド部と、
を備えている点にある。

このような特徴構成とすれば、抵抗器の端子間に被測定電流に対応した電圧を生じさせ、当該電圧を所定の期間に亘って維持することができる。したがって、被測定電流の符号に拘らずサンプルホールド回路は１つ備えておくだけで良いので、電流センサを低コストで実現できる。また、トロイダルコイルに入力する矩形波信号はＧＮＤを基準に振幅するものであるので、コアの特性が良くなくても、その影響を正負で互いに打ち消しあうことができる。したがって、コアも安価なものを用いることができるので低コストで実現できる。また、上記のように、トロイダルコイルに入力する矩形波信号はＧＮＤを基準に振幅するものであるので、コアの特性上生じるヒステリシスについても、互いに打ち消しあうことができる。したがって、精度良く被測定電流を測定することが可能となる。更には、ホール素子を用いないので温度特性の優れた電流センサを実現できる。

本発明に係る電流センサの回路図である。矩形波信号及びコアの磁束の変化を模式的に示した図である。計測原理を示す図である。コイルの磁気特性より各要素の波形を示した図である。図１の各部の波形を示した図である。その他の実施形態に係る電流センサの回路図を示した図である。

本発明に係る電流センサ１００は、導電体に流れる直流電流を公知の変流器を利用して測定することが可能に構成されている。以下、本実施形態の電流センサ１００について、詳細に説明する。

図１には本実施形態に係る電流センサ１００を模式的に示した回路図が示される。図１に示されるように、電流センサ１００は、矩形波信号生成部１０、トロイダルコイル２０、抵抗器３０、パルス信号出力部４０、サンプルホールド部５０を備えて構成される。矩形波信号生成部１０は、絶対値の等しい正電圧と負電圧との間で振幅する矩形波信号を生成する。絶対値の等しい正電圧と負電圧とは、０Ｖを基準に正負が同じ電圧であることを意味する。したがって、絶対値の等しい正電圧と負電圧との間で振幅する矩形波信号とは、０Ｖを基準として＋Ｖと−Ｖとで振幅する矩形波信号を意味する。

本実施形態に係る矩形波信号生成部１０は、発振回路部１及び電流増幅部２を有して構成される。発振回路部１は、図１に示されるように例えばインバータ回路（特にシュミットトリガで構成すると好適である）を用いて構成することが可能である。もちろん、その他の公知の回路（例えばＯＰ−ＡＭＰによる発振回路）により構成することも可能である。本実施形態では、発振回路部１により±Ｖで振幅する矩形波信号が生成される。このような矩形波信号が図２の（ａ）に示される。発振回路部１は、このような矩形波信号を継続して電流増幅部２に出力する。

電流増幅部２は、本実施形態では２つのバイポーラトランジスタを用いて構成される。ハイサイドにはｐｎｐ型トランジスタ２Ａが用いられ、ローサイドにはｎｐｎ型トランジスタ２Ｂが用いられる。ｐｎｐ型トランジスタ２Ａのエミッタ端子は、「＋Ｖ」の電源ラインに接続される。ベース端子は抵抗器を介して発振回路部１の出力端子に接続される。また、コレクタ端子はｎｐｎ型トランジスタ２Ｂのコレクタ端子に接続される。ｎｐｎ型トランジスタ２Ｂのエミッタ端子は、「−Ｖ」の電源ラインに接続される。ベース端子は抵抗器を介して発振回路部１の出力端子に接続される。また、コレクタ端子はｐｎｐ型トランジスタ２Ａのコレクタ端子に接続される。

このように矩形波信号生成部１０を構成することにより、発振回路部１の出力がＬｏｗの時にｐｎｐ型トランジスタ２Ａのコレクタ端子から「＋Ｖ」に応じた電流を出力することが可能となり、発振回路部１の出力がＨｉｇｈの時にｎｐｎ型トランジスタ２Ｂのコレクタ端子から「−Ｖ」に応じた電流を引き込むことが可能となる。

トロイダルコイル２０は、コア２０Ａと導線２０Ｂとを有する。コア２０Ａは、内側に被測定電流Ｉ０を流す導電体２０Ｃが挿通される環状コアからなる。内側とは環状コアの径方向内側の空間である。被測定電流Ｉ０とは本電流センサ１００の測定対象としての直流電流である。導電体２０Ｃとは、金属片であっても良いし電線であっても良い。このような導電体２０Ｃはコア２０Ａの径方向内側の空間を貫通するように設けられる。導線２０Ｂは、コア２０Ａに巻き回され駆矩形波信号に応じた電流が流される。導線２０Ｂは絶縁物で被膜され、コア２０Ａが軸心となるように予め設定された巻き数だけ巻き回される。

抵抗器３０は、トロイダルコイル２０の出力端子と接地端子との間に配置される。トロイダルコイル２０の出力端子とは、コア２０Ａに巻き回された導線２０Ｂの一方の端部である。抵抗器３０は所定の抵抗値Ｒを有する。したがって、抵抗器３０の端子間には導線２０Ｂを流れた電流ｉに応じて電位差が生じる。

ここで、本実施形態では、導電体２０Ｃに被測定電流Ｉ０が流れていない場合で、且つ、導線２０Ｂに矩形波信号に基づく電流を流した場合に、図２の（ｂ）に示されるように矩形波信号が反転されてからコア２０Ａが磁束飽和されるまでの第１期間Ｔ内に当該第１期間Ｔよりも短い第２期間Ｔ１が予め設定されている。導電体２０Ｃに被測定電流Ｉ０が流れていない場合とは、被測定電流Ｉ０が０Ａであることをいう。導線２０Ｂに矩形波信号に基づく電流を流した場合とは、矩形波信号生成部１０の出力電流を導線２０Ｂに流した場合をいう。「矩形波信号が反転されてから」とは、「矩形波信号の符号が変化してから」を意味する。

具体的には、「矩形波信号が「−Ｖ」から「＋Ｖ」に切り替わってから」、及び「矩形波信号が「＋Ｖ」から「−Ｖ」に切り替わってから」を意味する。本実施形態では、コア２０Ａは、被測定電流Ｉ０が０Ａの状態で、矩形波信号に係る電流を導線２０Ｂに流した場合に、矩形波信号の符号が反転するまでの間に磁束飽和するように構成される。したがって、第１期間Ｔは、矩形波信号の符号が切り替わってからコア２０Ａが磁束飽和するまでの期間が相当する。第２期間Ｔ１は、このような第１期間Ｔ内において、当該第１期間Ｔよりも短い時間で設定される。

パルス信号出力部４０は、このような第１期間Ｔ毎に第２期間Ｔ１に亘ってパルス信号を出力する。このようなパルス信号出力部４０は、発振回路部１の出力が入力されるインバータとエクスクルーシブＯＲとにより構成すると好適である。より具体的には、パルス信号出力部４０が出力するパルス信号は発振回路部１により出力される矩形波信号に対して予め設定された所定の時間遅れＴ０を持って出力され、またパルス信号は予め設定された時間Ｔ１だけＨＩＧＨとなる。

サンプルホールド部５０は、パルス信号に基づいて、抵抗器３０の端子間電圧をサンプルホールドする。パルス信号とは、上述のパルス信号出力部４０から出力される信号である。ここで本実施形態に係るサンプルホールド部５０は、スイッチＳＷとコンデンサＣとを有して構成される。スイッチＳＷの一端は抵抗器９０を介してトロイダルコイル２０の出力端子に接続される。コンデンサＣはスイッチＳＷの他端と接地端子との間に配置される。

スイッチＳＷは、パルス信号により開閉状態が変更される。本実施形態では、パルス信号がＨＩＧＨの時にスイッチＳＷが閉状態となり、パルス信号がＬＯＷの時にスイッチＳＷが開状態となるように構成されている。例えば、パルス信号がＨＩＧＨとなりスイッチＳＷが閉状態となった場合には、コンデンサＣは抵抗器９０を介して充電される。その後、パルス信号がＬＯＷとなりスイッチＳＷが開状態となると、コンデンサＣへの充電が停止され、コンデンサＣの端子間電圧が維持される。この端子間電圧は導線２０Ｂに流れる電流に基づく電圧である。このようにして、導線２０Ｂの流れる電流に基づく電圧を取得される。例えば、この電圧を所定の定数で除することに被測定電流Ｉ０を算出する構成とすることも可能であるし、端子間電圧と被測定電流Ｉ０との関係を規定するマップを予め記憶しておき、このマップに基づき被測定電流Ｉ０を演算する構成とすることが可能である。

次に、測定原理について説明する。図３は、本発明に係る電流センサ１００の測定系について模式的に示した回路図である。この回路図は、直流電源Ｅ、スイッチＳＷ、変流器Ｌ、抵抗器Ｒが直列接続して構成される。変流器Ｌは、一次巻線の巻き数がＮ１、二次巻線の巻き数がＮ２で構成される。このような回路において、電圧Ｅは、以下の（１）式で表される。

この（１）式をラプラス変換し、（２）式が得られる。

ここで、ｉ（０）は初期電流であり、Ｉ（０）×Ｎ１／Ｎ２である。（２）式をＩ（ｓ）について解いて（３）式が得られる。

（３）式を逆ラプラス変換し、（４）式が得られる。

ここで、直流電源Ｅを励磁電源±Ｅとし、正極性でｔ１後の電流ｉ（t）をコイル電流ｉ＋とすると共に、負極性でｔ２後の電流ｉ（ｔ）をコイル電流ｉ−とすると、夫々、以下の（５）式及び（６）式となる。

（５）式と（６）式との平均を計算すると、（７）式が得られる。

ここで、ｔ＝ｔ１＝ｔ２とすると、（８）式が得られる。

ここで、環状コイルのインダクタンスＬの値は、（9）式で計算できる。

ここで、Ｎはコイルの巻き数、φは環状鉄心内の磁束、κは磁路の磁気抵抗である。また、磁気抵抗κは、以下の（１０）式で計算できる。

ここで、μは鉄心透磁率、lは鉄心磁路長、Ａは鉄心断面積である。例えば、鉄心材料がパーマロイやナノ結晶の場合を想定して比透磁率５００００、磁路長０．０４７ｍ、断面積を５．５×４ｍｍ²とすると、

となる。これを用いて（９）式によりＬ値を計算すると、

となる。ただし、コイルの巻き数Ｎは２５００回である。
ここで、例えば抵抗器Ｒの抵抗値が５００Ωである場合の１ｍｓ後の電流ｉは、（８）式より（１３）式のように計算できる。

（１３）式に示されるように、ｔ＝０時のｉに対して０．２６％減少する。しかしながら、矩形波信号が切り替わってから一定の時間で検出するようにすれば、この誤差は排除できる。ここで、ｔ＝１ｍｓの場合にはｉ≒１となり、（１４）式が成立する。

図４は、被測定電流Ｉ０に応じてトロイダルコイル２０のコア２０Ａに生じる磁束φとコイル電流ｉとの関係を模式的に示した図である。（Ａ）は被測定電流Ｉ０が０であって励磁電圧Ｅを印可した場合の電流波形であり、（Ｂ）は被測定電流Ｉ０がＩ１であって励磁電圧Ｅを印可した場合の電流波形であり、（Ｃ）は被測定電流Ｉ０がＩ２であって励磁電圧Ｅを印可した場合の電流波形である。ここで、０＜Ｉ１＜Ｉ２である。係る場合に励磁電圧Ｅを印加した時にコイル内に発生する磁束φは、

である。

（１５）式に示されるように、磁束φは、励磁電圧Ｅの時間積分とコイルを貫通する直流電流、すなわち被測定電流Ｉ０により発生する磁束φ０との加算となる。時間が経過すると共に磁束φは大きくなる。コイルの飽和磁束φＳに達するとコイル両端に発生する逆起電力Ｖは０となりコイルに流れる電流ｉはＥ／Ｒの一定値となる。コイルの飽和磁束φＳに達するまでは（１４）式で表される電流Ｉ０が流れる。図４の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、夫々（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）の場合における磁束φ、コイル両端の逆起電力Ｖ、コイル電流ｉの波形が示される。

図５は、図１の各部の波形を示したものである。図５の（ａ）は電流増幅部２の出力であり、トロイダルコイル２０と抵抗器３０とに±Ｖの矩形波信号が印加される。これは、励磁電圧に相当する。図５の（ｂ）は発振回路部１の出力信号をＴ０だけ遅らせてＴ１期間のみアクティブになるようにパルス信号出力部４０により生成されたサンプルホールド部５０のスイッチＳＷの開閉を制御する信号である。図５の（Ｃ−１）は被測定電流Ｉ０が０Ａの時のコイル電流ｉである。図５の（Ｃ−２）は被測定電流Ｉ０が例えば＋２５Ａの時のコイル電流ｉである。図５の（Ｃ−３）は被測定電流Ｉ０が例えば−２５Ａの時のコイル電流ｉである。図５の（ｄ）はサンプルホールド部５０によりＴ１期間のみコンデンサＣの端子間電圧を保持した場合の電圧波形（例えば＋２５Ａの場合）である。

図５の（ｄ）に示されるように、励磁電圧が＋Ｖの時のホールド電圧の保持値をＡとし、励磁電圧が−Ｖの時のホールド電圧の保持値をＢとした場合、サンプルホールド部５０により電圧波形は平滑化され、出力電圧Ｅ０は被測定電流Ｉ０に比例する（（１６）式参照）。すなわち、サンプルホールド部５０により保持された電圧（出力電圧Ｅ０）は、被測定電流Ｉ０に応じたものとなるので、この電圧（出力電圧Ｅ０）を測定することにより、被測定電流Ｉ０を測定することが可能となる。

ここで、出力電圧Ｅ０は抵抗器Ｒに比例し、コイルの巻き数Ｎに反比例するのみでコイルのインダクタンスや鉄心透磁率に影響が受け難いため個々のコイルにおいて、ばらつきが発生しない。また残留磁束の影響に対しては励磁電圧が交流を印加しているために消磁されてしまうためゼロ変動も発生しない。

また、被測定電流Ｉ０により誘起する逆起電力は、還流ダイオード６０を通じて本電流センサ１００の電源に還流することにより電流センサ１００で消費する電力を補填し省電力化に寄与することができる。

以上のように本電流センサ１００によれば、公知の変流器を利用して、抵抗器の端子間に被測定電流に対応した電圧を生じさせ、当該電圧を所定の期間に亘って維持することができる。したがって、被測定電流の符号に拘らずサンプルホールド回路は１つ備えておくだけで良いので、電流センサを低コストで実現できる。また、トロイダルコイル２０に入力する矩形波信号はＧＮＤを基準に振幅するものであるので、コア２０Ａの特性が良くなくても正負で互いに打ち消しあうことができるため何ら問題が生じることもない。したがって、コア２０Ａも安価なものを用いることができるので低コストで実現できる。更には、ホール素子を用いないので、温度特性も優れている。

〔その他の実施形態〕
上記実施形態では、矩形波信号生成部１０の発振回路部１、パルス信号出力部４０、サンプルホールド部５０が、夫々素子により独立して構成されている例を挙げて説明した。しかしながら、本発明の適用範囲はこれに限定されるものではない。例えば、図６に示されるように、発振回路部１、パルス信号出力部４０、サンプルホールド部５０を演算処理装置７０により構成することも当然に可能である。係る場合、矩形波信号を出力するＤＯ、抵抗器Ｒの端子間電圧を測定するためにトロイダルコイル２０の出力をＡＤコンパータ入力端子Ａ／Ｄに接続すると好適である。また、演算処理装置７０では、プログラムにて動作させることも当然に可能である。

上記実施形態では、電流増幅部２は、本実施形態では２つのバイポーラトランジスタを用いて構成されるとして説明した。しかしながら、本発明の適用範囲はこれに限定されるものではない。ＦＥＴ（Field effect transistor）を用いて構成することも当然に可能である。

また、上記実施形態では、電流増幅部２はハイサイドにはｐｎｐ型トランジスタ２Ａが用いられ、ローサイドにはｎｐｎ型トランジスタ２Ｂが用いられるとして説明した。しかしながら、本発明の適用範囲はこれに限定されるものではない。ハイサイドにｎｐｎ型トランジスタを用い、ローサイドにｐｎｐ型トランジスタを用いて構成することも当然に可能である。

本発明は、直流電流の測定を行う電流センサに用いることが可能である。

１０：矩形波信号生成部
２０：トロイダルコイル
２０Ａ：コア
２０Ｂ：導線
２０Ｃ：導電体
３０：抵抗器
４０：パルス信号出力部
５０：サンプルホールド部
１００：電流センサ
Ｉ０：被測定電流
Ｔ：第１期間
Ｔ１：第２期間

Claims

絶対値の等しい正電圧と負電圧との間で振幅する矩形波信号を生成する矩形波信号生成部と、
内側に被測定電流を流す導電体が挿通される環状のコアと、当該コアに巻き回され前記矩形波信号に応じた電流が流れる導線とを有するトロイダルコイルと、
前記トロイダルコイルの出力端子と接地端子との間に配置される抵抗器と、
前記導電体に被測定電流が流れていない場合で、且つ、前記導線に前記矩形波信号に基づく電流を流した場合に前記矩形波信号が反転されてから前記コアが磁束飽和されるまでの期間に相当する第１期間毎に、前記被測定電流の大きさにかかわらず、前記第１期間内に当該第１期間よりも短い予め設定された第２期間に亘ってパルス信号を出力するパルス信号出力部と、
前記パルス信号に基づいて前記抵抗器の端子間電圧をサンプルホールドするサンプルホールド部と、
を備える電流センサ。