DE69532209T2

DE69532209T2 - Übertragung und empfang von kontinuierlichen,phasenmodulierten spreizbandsignalen

Info

Publication number: DE69532209T2
Application number: DE69532209T
Authority: DE
Inventors: L. Randolph DURRANT; T. Mark BURBACH; P. Eugene HOYT
Original assignee: Xircom Wireless Inc
Current assignee: Xircom Wireless Inc
Priority date: 1994-09-09
Filing date: 1995-08-25
Publication date: 2004-09-09
Anticipated expiration: 2015-08-26
Also published as: DE69532209D1

Description

Gebiet der Erfindung
Die Gebiet der Erfindung bezieht sich auf Spreizspektrum-Kommunikation, insbesondere auf das Senden und Empfangen von kontinuierlichen phasenmodulierten (CPM-)Signalen, beispielsweise Spreizspektrum-Signalen.
Beschreibung des Standes der Technik
Spreizspektrum (spread spectrum) ist eine Art der Signalmodulation, die ein zu sendendes Signal über eine Bandbreite hinweg spreizt, die die Datenübertragungsrate weit überschreitet, woher der Begriff "Spreizspektrum" stammt. Bei dem Direktfolgen-Spreizspektrum wird ein Datensignal mit einer Pseudozufalls-Chipsequenz moduliert. Das kodierte Spreizspektrum-Signal wird zu dem Empfänger gesendet, der das Signal entspreizt. Es stehen mehrere Methoden für den Sender zur Verfügung, um das Datensignal zu modulieren, darunter die Zweiphasen-Umtastung (BPSK) und die kontinuierliche Phasenmodulation (CPM-Verfahren). Eine Variante des CPM ist das sogenannte Minimum Shift Keying (MSK).
Beim Entspreizen eines Spreizspektrum-Signals erzeugt der Empfänger einen Korrelationsimpuls ansprechend auf das empfangene Spreizspektrum-Signal, wenn dieses mit der Chipsequenz bis zu einem vorbestimmten Maß übereinstimmt. Es stehen verschiedene Methoden zum Korrelieren des empfangenen Signals mit der Chipsequenz zur Verfügung, darunter solche, die von SAW-Korrelatoren (Korrelatoren, die auf akustischen Oberflächenwellen basieren), Korrelatoren mit angezapfter Verzögerungsleitung (TDL), seriellen Korrelatoren und anderen Gebrauch machen.
Bei den CPM-Methoden der Spreizspektrum-Kommunikation werden häufig solche gewählt, welche Signalbandbreite des Spreizspektrum-Signals erhalten, wenn dieses verstärkt und gesendet wird. Die Verwendung von CPM-Verfahren hat außerdem den Vorteil, daß Verstärker der "Klasse C" zum Senden des Spreizspektrum-Signals verwendet werden können. Allerdings sind mit Hilfe der CPM gesendete Spreizspektrum-Signale mit zahlreichen Typen von Spreizspektrum-Korrelatoren nur schwer zu decodieren, darunter auch verschiedene SAW-Korrelatoren und serielle Korrelatoren. Diese Arten von Korrelatoren erfordern üblicherweise ein BPSK-Spreizspektrum-Signal für die effektive Korrelation, nicht aber ein MSK- oder ein anderes CPM-Spreizspektrum-Signal, weil ein BPSK-Signal bei jeder Chip-Zeit entweder eine Phasenverschiebung von Null Grad oder von 180 Grad besitzt. Damit läßt sich jedes Chip eines empfangenen BPSK-Signals mit jedem Chip des Spreizspektrum-Codes vergleichen, und es läßt sich ein Maximum-Korrelationsimpuls dann erzeugen, wenn eine vorbestimmte Anzahl von Übereinstimmungen vorhanden ist. Wenn allerdings ein CPM-Signal mit dem gleichen Datensignal und gleicher Chiprate an denselben Korrelator gelegt wird, ist der Korrelationsimpuls im allgemeinen sehr schwach und läßt sich ziemlich schwer nachweisen.
Ein weiteres Problem, welches häufig bei dem Versuch angetroffen wird, Spreizspektrum-Signale zu korrelieren, die mittels CPM-Methoden gesendet werden, ist das Fehlen eines kohärenten Referenzsignals im Empfänger. Ein kohärentes Referenzsignal in diesem Zusammenhang läßt sich definieren als ein logisch generiertes Signal, welches mit dem senderseitigen Trägersignal in der Frequenz und in der Phase übereinstimmt. Der Empfänger kann das lokal generierte Referenzsignal dazu einsetzen, das empfangene Signal zu demodulieren. In der Praxis ist es allerdings schwierig, ein örtliches Referenzsignal un abhängig in dem Empfänger so zu generieren, daß es in Frequenz und Phase zu dem gesendeten Trägersignal paßt. Statt dessen wird das in dem Empfänger erzeugte lokale Referenzsignal üblicherweise eine nicht-kohärente Schwankung aufweisen, das heißt, es wird kleine Abweichungen in Frequenz und Phase gegenüber dem Trägersignal des Senders geben. Diese Frequenz- und Phasenabweichungen sind nicht konstant, sondern ändern sich zeitlich. Wenn ein Versuch unternommen wird, daß empfangene Signale mit Hilfe eines nicht-kohärenten Referenzsignals zu demodulieren, kann es zu Fehlern bei der Korrelation kommen aufgrund von Nicht-Übereinstimmungen im zeitlichen Ablauf und aufgrund von Schwankungen der erfaßten Amplitude, bedingt durch Frequenz- und Phasenabweichungen.
Es gibt verschiedene Verfahren, um das obige Problem anzugehen, bei denen ein kohärentes Referenzsignal in dem Empfänger dadurch erzeugt wird, daß Frequenz- und Phasenabweichungen zwischen dem Empfangssignal und einem lokal erzeugten, nicht-kohärenten Referenzsignal kontinuierlich gemessen werden und dann das nicht-kohärente Referenzsignal solange einjustiert wird, bis es in Frequenz und Phase mit dem empfangenen Signal übereinstimmt. Allerdings erfordern solche Verfahren im allgemeinen den Einsatz relativ komplexer Rückkopplungsmethoden und beinhalten zusätzliche Hardware. Darüber hinaus kann das Verrasten mit der empfangenen Frequenz und der empfangenen Phase eine nicht akzeptierbare lange Zeit in Anspruch nehmen, speziell in Systemen, in denen Zeit wesentlich ist, so zum Beispiel in gewissen Zeitmultiplexsystemen mit Mehrfachzugriff (TDMA), in denen lediglich nur ein relativ kurzer Zeitschlitz für eine periodische Kommunikation zwischen Sender und Empfänger zugewiesen wird.
Ein spezielles nicht-kohärentes digitales angepaßtes Filter ist beschrieben in A. Baier und P. W. Baier, "Digital Matched Filtering of Arbitrary Spread-Spectrum Waveforms Using Correlators with Binary Quantization", 2 Proceedings, 1983, IEEE Military Communications Conference, Vol. 2, Seiten 418–423 (1983). Das dort beschriebene digitale Filter verwendet vier reale Filterkanäle zur Durchführung einer Vier-Phasen-Quantisierung in der komplexen Ebene, wobei die vier Quadranten die Qantisierungszonen sind, wobei das Ergebnis die vier komplexen Werte ±1±j annimmt. In dem dort beschriebenen Vier-Phasen-Filter wird ein Eingangssignal aufgeteilt in ein Gleichphasensignal und ein Quadratursignal. Das Gleichphasensignal und das Quadratursignal werden getrennt gefiltert, abgetastet und digitalisiert mit Hilfe einer 1-Bit-Quantisierung. Das quantisierte Gleichphasensignal und das quantisierte Quadratursignal werden jeweils in zwei Binär-Korrelatoren eingespeist, die jeweils mit einer aus N Chips bestehenden Referenzsequenz programmiert sind, ein Chip für jede Probe. Die Ausgangssignale der vier Binär-Korrelatoren werden kombiniert, um ein resultierendes Ausgangssignal zu bilden. Das angepaßte digitale Vier-Phasen-Filter von Baier ist außerdem beschrieben in A. Baier, "A Low-Cost Digital Matched Filter for Arbitrary Constant-Envelope Spread Spectrum Waveforms", IEEE Transactions on Communications, Vol. Com-32, Nr. 4, April 1984, Seiten 354–361.
Diese Schrift schlägt vor, daß zum Demodulieren nicht-kohärenter CPM-Signale, wie zum Beispiel von QPSK-, MSK-, OQPSK- und GMSK-Signalen, vier reale Kanäle benötigt werden, um das gesendete Signal vollständig wiederherzustellen. Außerdem zeigt das beschriebene Vier-Phasen-Filter nur ein System mit einer 1-Bit-Quantisierung, nicht beschrieben ist eine Methode zur seriellen Korrelation.
Es wäre also von Vorteil, ein Verfahren zur Modulation und zur Demodulation anzugeben, welches sich speziell für CPM-Signale eignet. Von Vorteil wäre ein Verfahren der CPM-Modulation und -Demodulation, welches nicht angewiesen ist auf die Erzeugung eines kohärenten Referenzsignals, welches sich für eine rasche Korrelation eignet, und welches mit Analog-Korrelatoren und mit Digital-Korrelatoren in effizienter Weise einsetzen läßt. Von Vorteil wäre es außerdem, ein flexibles und effektives System zur CPM-Modulation und -Demodulation anzugeben, welches kein kohärentes Referenzsignal erfordert, und welches sich zur Verwendung in einer Umgebung zellularer Nachrichtenübermittlung einsetzen läßt.
Die in den beigefügten Ansprüchen definierte Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Empfangen von CPM-Spreizspektrum-Signalen unter Verwendung der Phasenkodierung, um den Durchsatz zu steigern. Gemäß einem Aspekt der Erfindung empfängt ein bevorzugter Empfänger ein überlagertes Spreizspektrum-Signal, versucht gleichzeitig eine Korrelation für mehrere Chip-Sequenzen (beispielsweise I- und Q-Chip-Sequenzen) und verschachtelt die korrelierten Datenströme zu einem vereinten Signaldatenstrom.
Gemäß einem zweiten Aspekt der Erfindung enthält der Empfänger ein Trägersignal, welches weder in der Frequenz noch in der Phase an das gesendete Signal angepaßt ist. Bei diesem Aspekt separiert der Empfänger das empfangene Spreizspektrum-Signal in Real- und Imaginärteile, macht den Versuch, sowohl Real- als auch Imaginärteile für mehrere Chipsequenzen (beispielsweise I- und Q-Chipsequenzen) zu korrelieren und kombiniert die Real- und Imaginärteilsignale zu einem vereinten Signaldatenstrom. Eine bevorzugte Ausführungsform dieses Aspekts der Erfindung macht von einer Einzelbit-Digitalisierung des empfangenen Spreizspektrum-Signals Gebrauch, um lediglich Phaseninformation zu erhalten, was eine billige digitale Verarbeitung ermöglicht. Eine weitere bevorzugte Ausführungsform dieses Aspekts der Erfindung verwendet eine Zwei-Bit-Digitalisierung des empfangenen Spreizspektrum-Signals. Bei einer alternativen Ausführungsform der Erfindung macht der Empfänger Gebrauch von Selbstsynchronisiermethoden zum Entspreizen und Korrelieren.
Diese Aspekte der Erfindung werden unter Bezugnahme auf eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung beschrieben, bei der ein einzelner Parallel-Korrelator und mehrere 32-Serien-Korrelatoren so kombiniert sind, daß eine Korrelation und ein Wiedererkennen jedes von 32 unterschiedlichen Symbolen für eine 32 Chips umfassende Spreizspektrum-Codesequenz möglich ist. Jedem der 32 verschiedenen Symbole ist ein eindeutiges 5-Bit-Muster zugeordnet. Ein sechstes Informationsbit wird für jedes Symbol durch Differenzphasen-Codierung auf der Seite des Senders übertragen und wird im Empfänger einer Phasendecodierung unterzogen.
Ein für Phasencodierung geeigneter Sender unterteilt einen Datenstrom in einen Datensymbolteil und einen Phasenauswahlteil. Der Datensymbolteil dient zum Auswählen eines aus mehreren Symbolcoden zur Übertragung. Der Phasenauswahlteil dient zur Differenzphasencodierung des ausgewählten Symbolcodes vor dem Sendevorgang. Der Sender kann von einer CPM- oder ähnlichen Methode Gebrauch machen, um die phasencodierten Symbolcodes zu senden.
Ein bevorzugter Empfänger empfängt das überlagerte Spreizspektrum-Signal und versucht gleichzeitig eine Korrelation für mehrere Chipsequenzen (beispielsweise I- und Q-Chipsequenzen), und er leitet ein reales Korrelationssignal und ein imaginäres Korrelationssignal ab. Für jedes empfangene Symbol ermittelt der Empfänger, in welchem von mehreren Phasensektoren der Phasenwinkel liegt. Der Empfänger vergleicht die Differenz zwischen dem Phasensektor des laufenden Symbols und dem Phasensektor eines vorausgehenden Symbols. Bei der Zwei-Phasen-Codierung gibt, wenn die Differenz näher bei 0° liegt, der Empfänger ein erstes Bit aus, liegt die Differenz näher bei 180°, gibt der Empfänger ein zweites Bit aus. Höhere Grade der Phasencodierung (beispielsweise Vierfachphasen oder Achtfachphasen) können ebenfalls verwendet werden.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 ist ein Blockdiagramm eines Spreizspektrum-Kommunikationssenders und -empfängers gemäß Stand der Technik.
2 zeigt ein Muster von Zellen zur Verwendung bei der Spreizspektrum-Kommunikation.
3 ist eine graphische Darstellung von zeitlichen Phasenänderungen bei einem MSK-Signal.
4A bis 4C bilden eine Menge von graphischen Darstellungen, die die Beziehung unter Phasenkomponenten veranschaulichen.
5A ist ein Blockdiagramm einer Einrichtung zum Erzeugen eines CPM-Spreizspektrum-Signals.
5B ist eine graphische Darstellung von I- und Q-Werten.
6 ist ein Blockdiagramm eines Spreizspektrum-Senders.
7 ist ein Blockdiagramm eines Spreizspektrum-Empfängers.
8 ist ein Blockdiagramm eines Spreizspektrum-Empfängers zur Bezugnahme.
9 ist ein Punktediagramm, welches gesendete und empfangene I- und Q-Signale vergleicht.
10 ist ein Blockdiagramm einer Ausführungsform eines Spreizspektrum-Empfängers unter Verwendung separierbarer Real- und Imaginärteile eines empfangenen Spreizspektrum-Signals.
11A bis 11F sind Diagramme einer Darstellung gesendeter und empfangener Wellenformen unterschiedlicher Phasenwerte.
12 ist ein Blockdiagramm einer Ausführungsform eines Spreizspektrum-Empfängers unter Verwendung serieller Korrelation für separierbare Real- und Imaginärteile des empfangenen Spreizspektrum-Signals;
13 ist ein Blockdiagramm einer Ausführungsform eines Spreizspektrum-Empfängers unter Verwendung von selbstsynchronisierter Korrelation für separierbare Real- und Imaginärteile des empfangenen Spreizspektrum-Signals.
14A ist ein Diagramm eines alternativen Sendeprotokolls.
14B ist eine beispielhafte SQAM-Wellenform, die von einem Sender unter Verwendung separierter I- und Q-Komponenten erzeugt wird.
14C ist ein Blockdiagramm eines bevorzugten Sendeprotokolls.
15 ist ein Blockdiagramm eines auf eine spezifische Codesequenz angepaßten Korrelators.
16A und 16B bis 16C sind Blockdiagramme zwei verschiedener Ausführungsformen eines Empfängers zum Durchführen einer Phasendecodierung, um aus dem empfangenen Signal Extrainformation zu ziehen.
17 ist ein Blockdiagramm eines bevorzugten Empfängers zum Durchführen einer Phasendecodierung bei einer 32 Symbole umfassenden Übertragungsmethode gemäß der Ausführungsform des Empfängers nach 16B und 16C.
18A und 18B sind Phasenübersichtskarten für eine 8-Sektor-Phasenkarte bzw. eine 16-Sektor-Phasenkarte, und 18C ist ein bevorzugtes 16-Sektor-Phasendiagramm mit einer gegenüber Null versetzten Phasenreferenz.
1 ist ein Blockdiagramm eines Spreizspektrum-Kommunikationssenders 101 und -empfängers 108 gemäß Stand der Technik.
Der in 1 gezeigte Spreizspektrum-Sender 101 enthält einen Eingangsanschluß 102 für Eingangsdaten 103, einen Sender-Chipsequenz-Generator 104 und einen Modulator 105. Damit sendet der Sender 101 ein Spreizspektrum-Signal 106 über einen Übertragungskanal 107. Der Übertragungskanal 107 kann ein HF-Signal sein, kann aber auch ein anderes Übertragungsmedium beinhalten, beispielsweise einen modulierten Laser, ein Ultraschall oder ein Fluid-System. Der Spreizspektrum-Empfänger 108 nach 1 enthält einen Empfänger-Chipsequenz-Generator 110, einen Demodulator 111 und einen Ausgangsanschluß 112 zum Abgeben von Ausgangsdaten 113. In dem in 1 gezeigten System kann eine einzelne Chipsequenz, die anderen, die den Spreizcode, auf dem die Sequenz basiert, nicht kennen, im wesentlichen zufällig erscheint, identisch sein mit der Sequenz, die sowohl von dem Sender-Generator 104 als auch von dem Empfänger-Generator 110 erzeugt wird. Eine ausführliche Diskussion der Spreizspektrum-Kommunikation, von Spreizcodes und Chipsequenzen findet sich in R. Dixon "Spread Spectrum Systems with Commercial Applications (J. Wiley & Sons, 3. Ausgabe 1994)".
2 zeigt ein Muster von Zellen zur Verwendung bei der Spreizspektrum-Kommunikation.
In der bevorzugten zellularen Umgebung gemäß 2 läßt sich eine Zone 151 für die Kommunikation aufteilen in eine Menge von Zellen 152, von denen jeder Zelle eine Frequenz und eine Menge von Spreizspektrum-Codes zur Kommunikation zugeordnet sind. Eine erste Zelle 153 befindet sich im allgemeinen benachbart zu einer Gruppe nächst-beabstandeter Nachbarn 154 und einer Gruppe zweitnächst-beabstandeter Nachbarn 155. Bei einer bevorzugten Ausführungsform kann eine Mehrzahl von Frequenzen f1, f2 und f3 sowie eine Mehrzahl von Codemengen c1, c2 und c3 in einem Muster von Zellen 152 derart konfiguriert werden, daß keiner der nächsten Nachbarn 154 oder der zweitnächsten Nachbarn 155 einer speziellen Zelle 153 dieselbe Kombination aus Frequenz und Codemenge besitzt wie die Zelle 153.
Andere und zusätzliche Information über eine bevorzugte zellulare Umgebung, in der die Erfindung betrieben werden kann, findet sich in dem US-Patent 5 402 413 der Anmelderin der vorliegenden Anmeldung.
Bekannte CPM-Spreizspektrum-Signale enthalten verschiedene Variationen, darunter das Minimum Shift Keying (MSK) und dessen Abwandlungen, beispielsweise die Gauss-vorgefilterte MSK (GMSK), die überlagerte Quadratur-Amplitudenmodulation (SQAM) und die versetzte Quadratur-Offset-Raised-Cosinusmodulation (SQORC). Diese Abwandlungen sind aus dem Stand der Technik bekannt. Erläuterungen der unterschiedlichen Arten von CPM-Methoden finden sich in: Frank Amoroso und James A. Kivett, "Simplified MSK Signaling Technique", IEEE Transactions on Communications, April 1977, Seiten 433 bis 441; Mark C. Austin und Ming U. Chang, "Quadrature Overlapped Raised-Cosine Modulation", IEEE Transactions on Communications, Vol. Com-29, Nr. 3, März 1981, Seiten 237 bis 249; Kazuaki Murota und Kenkichi Hirade, "GMSK Modulation for Digital Mobile Radio Telephony", IEEE Transactions on Communications, Vol. Com-29, Nr. 7, Juli 1981, Seiten 1044 bis 1050; und J. S. Seo und K. Feher, "SQAM: A New Superposed QAM Modem Technique", IEEE Transactions on Communications, Vol. Com-33, März 1985, Seiten 296 bis 300. Die Erfindung wird allgemein in Verbindung mit MSK-Signalen beschrieben. Allerdings liegen andere Abwandlungen von MSK oder weiteren CPM-Signalen im Schutzumfang der Erfindung.
Ein MSK-Signal wird im allgemeinen durch den Umstand gekennzeichnet, daß sich die Phase innerhalb jeder Chip-Zeit linear ändert, und daß die Phasenänderung innerhalb einer einzelnen Chip-Zeit ±π/2 Radian (±90 Grad) beträgt. Die Phasen-Änderungsrate für eine einzelne Chip-Zeit beträgt ±k für einen geeigneten Wert von k und ist mit Ausnahme der Chip-Begrenzungen überall linear und stetig.
Die oben beschriebenen Charakteristika von MSK-Signalen lassen sich zusätzlich unter Bezugnahme auf 3 erläutern, bei der es sich um eine graphische Darstellung handelt, die mögliche Phasenänderungen eines MSK-Signals im Verlauf der Zeit darstellt. In 3 ist auf der x-Achse die Zeit und auf der y-Achse eine Signalphase aufgetragen. In einer ersten, von Null bis Tc reichenden Chip-Zeit ändert sich die Phase θ(t) von 0 auf π/2 oder –π/2. In einer zweiten, von Tc bis 2 Tc reichenden Chip-Zeit ändert sich die Phase θ(t) von +π/2 bis 0 oder +π/2 auf +π, oder von –π/2 auf 0 oder –π/2 auf –π usw.
Ein MSK-Signal s(t) läßt sich auffassen als zwei versetzte Signale i(t) und q(t), welche die Phase des Trägersignals darstellen. In jedem Zeitpunkt läßt sich die Phase des Trägersignals ausdrücken in der Form: θ(t) = –Tan–1[q(t)/i(t)]
Damit gilt i(t) = cosθ(t) und q(t) = sinθ(t).
Da sich die Phase des MSK-Signals linear von der einen Chip-Zeit zur nächsten ändert, können i(t) und q(t) aus halben Sinuswellen bestehen, wie dies aus den 4A bis 4C gezeigt ist. In den 4A bis 4C ist die x-Achse die Zeitachse, die y-Achse die Signalphase. 4A zeigt graphisch ein Beispiel dafür, wie die Phase θ(t) sich möglicherweise bei einem speziellen MSK-Signal in jeder Chip-Zeit von 0, Tc, 2Tc, 3Tc, 4Tc, 5Tc usw. bei der Chipsequenz "11101001 ..." ändert. Wie angemerkt, ändert sich während jeder Chip-Zeit die Phase eines MSK-Signals um π/2 entweder in positiver oder negativer Richtung. 4B und 4C sind graphische Darstellungen von Wellenformen für i(t) und q(t) entsprechend der sich ändernden Phase θ(t). Wegen der Beschaffenheit der Phase θ(t) des MSK-Signals (zum Beispiel die Linearität und die Änderung von lediglich π/2 innerhalb jeder Chip-Zeitspanne), enthält das Signal i(t) eine Folge von Teil-Cosinuswellen, und q(t) enthält eine Folge von Teil-Sinuswellen. Jedes Signal i(t) und q(t) enthält eine Halb-Wellenform über der Zeitspanne 2Tc, das heißt i(t) und q(t) treten mit der halben Chiprate auf.
Eine Wellenform i(t) und eine Wellenform q(t) läßt sich aus einem Chip-Strom c(t) generieren und so kombinieren, daß ein MSK-Signal entsteht, das heißt ein Signal mit einer Phase, die sich in gewünschter Weise in positiver oder negativer Richtung bei jeder Chipzeit um den Betrag π/2 linear ändert. Um i(t) und q(t) zu generieren, läßt sich der ursprüngliche Chip-Strom c(t) demultiplexen in zwei getrennte Chip-Ströme C_even(t) und C_odd(t), die jeweils die halbe Chiprate des ursprünglichen Chip-Stroms c(t) haben. Bei der beschriebenen Ausführungsform wird das Signal i(t) den ungeradzahligen Chips zugewiesen, q(t) wird den geradzahligen Chips zugewiesen.
Damit umfaßt das Signal i(t) eine Folge von Halb-Sinuswellen, eine für jedes ungeradzahlige Chip. Jede Halb-Sinuswelle kann positiv für ein "1"-Chip und negativ für ein "0"-Chip sein: i(t) = Codd(t)cosθ(t) (203)wobei C_odd(t) die ungeradzahligen Chips des zu sendenden Chip-Stroms umfaßt. In ähnlicher Weise enthält das Signal q(t) eine Folge von Halb-Sinuswellen, eine für jedes Chip: q(t) = Ceven(t)sinθ(t) (204)wobei C_even(t) die geradzahligen Chips aus dem zu sendenden Chip-Strom enthält.
Die Signale i(t) und q(t) können dazu benutzt werden, ein Trägersignal der Frequenz wo zu modulieren, indem i(t) und q(t) in Phasenquadratur summiert werden, um ein MSK-Signal s(t) zu erzeugen, welches eine sich linear ändernde Phase θ(t) besitzt. 5A zeigt ein Blockdiagramm, welches eine Einrichtung zum Erzeugen eines CPM-Spreizspektrum-Signals veranschaulicht. Das Signal i(t) wird von einem Multiplizierer 250 mit einem Signal A cosω₀t multipliziert, das Ausgangssignal wird einem Summierglied 252 zugeleitet. Das Signal q(t) wird von einem Multiplizierer 251 mit einem Signal A sinω₀t multipliziert, das Ausgangssignal wird dem Summierglied 252 zugeleitet. Das Summierglied 252 addiert die Eingangsgrößen und erzeugt ein Ausgangssignal s(t).
Die Beziehung zwischen dem gesendeten Signal s(t), das eine sich ändernde Phase θ(t) besitzt, und den Signalen i(t) und q(t) ist durch folgende Gleichungen zusammengefaßt:
wobei A ein Verstärkungsfaktor, Re {} den Realteil eines komplexen Wertes bedeutet und j die Quadratwurzel aus –1 ist. Man beachte, daß u(t) = i(t) + jq(t) die komplexe Hüllkurve von s(t) darstellt.
Wie angemerkt, enthalten i(t) und q(t) das jeweils übernächste Chip aus dem Chip-Strom c(t); i(t) umfaßt die ungeraden Chips 1, 3, 5, ...; q(t) umfaßt die geradzahligen Chips 2, 4, 6, ... Das gesendete Signal s(t), gebildet aus den Signalen i(t) und q(t) umfaßt deshalb sämtliche Chips. Weil q(t) von den geradzahligen und i(t) von den ungeradzahligen Chips abgeleitet ist, ist q(t) gegenüber i(t) um eine Chip-Zeit verzögert, so daß q(t) und i(t) versetzte Signale sind.
Wichtig ist, daß, weil i(t) und q(t) versetzt sind, wenn i(t) sein Maximum (oder Minimum) erreicht, der Wert q(t) Null ist, und umgekehrt. Diese Beziehung zwischen i(t) und q(t) ermöglicht Phasenänderungsfolgen von ±π/2 innerhalb einer Chip-Zeit Tc (im Gegensatz beispielsweise zu QPSK oder OQPSK). 5B ist eine graphische Darstellung von I- und Q-Werten, wobei die x-Achse Werte von i(t) und die y-Achse Werte von q(t) zeigt. Jedes Paar <i(t), q(t)> fällt zu einem gegebenen Zeitpunkt auf den Kreis 260. Maximum- und Minimumwerte für i(t) und q(t) sind dort gezeigt, wo der Kreis 260 die x-Achse und die y-Achse an den Punkten 265 bis 268 schneidet. Diese Punkte 265 bis 268 stellen auch mögliche Wertepaare <i(t), q(t)> an den Chip-Grenzzeiten dar.
Alternative Codierverfahren wie beispielsweise das GMSK, das SQAM oder das SQORC, unterscheiden sich dadurch von dem MSK, daß Phasenänderungen von weniger als ±π/2 zulässig sind. Im allgemeinen verwenden GMSK, SQAM und SQORC sämtlich eine Art der Vorfilterung der MSK-Signale i(t) und q(t), um die Übertragungsbandbreite zu verringern. Dieses Vorfiltern hat den allgemeinen Effekt der Verringerung der hochfrequenten Komponenten, die durch scharfe Phasenumkehrungen in den MSK-Signalen i(t) und q(t) hervorgerufen werden. Bei der GMSK kann die Vorfilterung auch zu einer Zwischensymbol-Störung über mehrere Chip-Zeiten führen, deren Auswirkung sich durch einen Trellis-Decodierer mildern lassen. Bei der SQAM oder der SQORC ist die abschließende Frequenzhüllkurve nicht mehr konstant, allerdings noch nahezu konstant.
6 ist ein Blockdiagramm eines Spreizspektrum-Senders, der zur Bezugnahme erläutert wird.
Bei dem Sender nach 6 wird ein Chip-Strom c(t) 301 auf einen Demultiplexer 302 gegeben, der den Chip-Strom 301 in eine Menge ungeradzahliger Chips C_odd(t) 303 für das Signal i(t) und eine Menge geradzahliger Chips C_even(t) 304 für das Signal q(t) aufteilt. Der Chip-Strom c(t) 301 kann das Ergebnis eines mit einem Datenstrom modulierten Pseudozufallscode (PN-Code) (so wie bei der direkten Spreizspektrum-Kommunikation) sein, oder kann eine Sequenz von Chipcodes enthalten, die vorbestimmten Symbolen entsprechen, so wie dies zum Beispiel bei den Codeumtastverfahren (CSK) der Fall ist.
Die ungeradzahligen Chips 303 und die geradzahligen Chips 304 werden auf einen ersten Wellenformgenerator P(t) 305 bzw. einen zweiten Wellenformgenerator P(t) 306 gegeben. Die Wellenformgeneratoren P(t) können eine Halb-Sinusform positiver oder negativer Richtung erzeugen, wie es hier beschrieben wird.
Das Ausgangssignal des ersten Wellenformgenerators 305 (das heißt des Generators, der die ungeradzahligen Chips 303 empfängt) entspricht dem Signal i(t) und wird auf einen ersten Multiplizierer 307 gegeben, der ein Trägersignal cosω₀t moduliert, um ein Signal s₁(t) 308 zu bilden, welches i(t) cosω₀t entspricht. Das Ausgangssignal des zweiten Wellenformgenerators 306 (das heißt des Generators, der die geradzahligen Chips 304 empfängt) entspricht dem Signal q(t), welches, wie erwähnt, gegenüber dem Signal i(t) um eine Chip-Zeit Tc verzögert ist. Das Ausgangssignal des zweiten Wellenformgenerators 306 wird an einen zweiten Multiplizierer 310 gekoppelt, der ein Trägersignal sinω₀t moduliert, um ein Signal s₂(t) 311 entsprechend q(t) sinω₀t zu erzeugen.
Die Signale s₁(t) 308 und s₂(t) 311 werden auf einen Summierer 312 gegeben, der die Eingangsgrößen kombiniert und ein Überlagerungssignal s(t) 313 erzeugt, welches von einem Übertragungssystem verstärkt und gesendet werden kann, beispielsweise von einem Funkübertragungssystem, welches mit dem Übertragungskanal 107 gekoppelt ist.
Der Chip-Strom c(t) läßt sich dadurch erzeugen, daß ein Pseudorauschcode mit zu übertragenden Daten moduliert wird, so, wie es bei der Direktfolgen-Spreizspektrum-Modulation bekannt ist. Bei einer bevorzugten Ausführungsform umfaßt der Chip-Strom c(t) eine Mehrzahl von Symbolcodes, wobei jeder Code ein Symbol repräsentiert, welches kennzeichnend für ein oder mehrere Datenbits einer Information ist. Anstatt Eingangsdaten direkt mit einem Pseudorauschcode zu modulieren, werden Folgen von Datenbits in Symbole umgesetzt, die dann dazu benutzt werden, aus mehreren Symbolcodes einer Tabelle eine Auswahl zu treffen. Beispielsweise können fünf Datenbits ein Symbol darstellen, so daß es 52 mögliche Symbole gibt, welche sämtliche möglichen Kombinationen von fünf Datenbits sind. Jedem Symbol wird ein einzigartiger Symbolcode zugeordnet, so daß 32 Symbolcodes (oder 16 Symbolcodes und deren invertierte Formen) sämtliche möglichen Symbole repräsentieren. Für jedes zu sendende Symbol wird aus den 32 verfügbaren Codes der passende Symbolcode ausgewählt. Damit umfaßt der Chip-Strom c(t) eine Sequenz von Symbolcodes.
Jeder Symbolcode kann beispielsweise 32 Chips in der Länge umfassen, oder aber auch irgendeine andere passende Anzahl von Chips in der Länge (vorzugsweise eine gerade Anzahl von Chips).
In ähnlicher Weise kann der Demultiplexer 302 eine Tabelle von halben Symbolcodes beinhalten. Insbesondere kann der Demultiplexer 302 eine Q-Nachschlagetabelle und eine I-Nachschlagetabelle enthalten. Für jeweils fünf zu übertragende Datenbits (gemäß obigem Beispiel) können anstelle des Nachschauens nach einem Symbolcode aus einer Tabelle und einer Demultiplexierung mit dem Demultiplexer 302 zwei halbe Symbolcodes ausgelesen werden, einer aus der I-Tabelle, der andere aus der Q-Tabelle. Jeder halbe Symbolcode kann seriell zur weiteren Verarbeitung in die Wellenformgeneratoren 305, 306 getaktet werden. Das System kann eine Taktgeberlogik enthalten, die eine Verzögerung um eine Chip-Zeit Tc für den halben Symbolcode aus der Q-Tabelle veranlaßt.
Nachdem eine Menge aus 32 einzigartigen Symbolcodes ausgewählt ist, lassen sich die Inhalte der I-Nachschlagetabelle und der Q-Nachschlagetabelle dadurch generieren, daß man jeden Symbolcode in gerade und ungerade Chips unterteilt, die geraden Chips für die halben Symbolcodes der Q-Tabelle verwendet und die ungeraden Chips für die halben Symbolcodes der I-Tabelle verwendet.
7 ist ein Blockdiagramm eines Spreizspektrum-Empfängers.
Das übertragene Signal s(t) 313 unterliegt möglicherweise einer Dämpfung, zusätzlich zu Rauschen und einer Mehrwege-Überlagerung sowie anderen bekannten und unbekannten Effekten des Übertragungskanals 107. Folglich unterscheidet sich das empfangene Signal s*(t) 401 möglicherweise von dem gesendeten Signal s(t) 313 in bekannter und in unbekannter Weise.
Das empfangene Signal s*(t) läßt sich mit Hilfe von Mehrfach-Korrelatoren entspreizen, die an den I- und Q-Chip-Strömen ansetzen. Da man sich CPM-Spreizspektrum-Signale denken kann als die Überlagerung von zeitlich versetzten Signalen, die aus I- und Q-Chip-Strömen erzeugt sind (jeweils mit einer halben Chiprate), verwendet ein Empfänger gemäß einer Ausführungsform der Erfindung zwei Korrelatoren, einer für die I-Chipsequenz und der andere für die Q-Chipsequenz programmiert, und beide mit der halben Chiprate arbeitend, um das empfangene Signal zu decodieren und dann die Ausgangssignale der beiden Korrelatoren zu kombinieren.
In dem Empfänger nach 7 wird das empfangene Signal s*(t) 401 auf einen CPM-Korrelator 402 gekoppelt, um eine Chipsequenz in dem empfangenen Signal s*(t) 401 wiederzuerkennen. Der CPM-Korrelator 402 enthält einen Leistungsteiler 403 zum Erzeugen von Duplizierungssignalen, nämlich einem Signal i*(t) 404 mit einer Phasenverzögerung von 0 Grad, in Verbindung mit einem Signal q*(t) 405 mit einer Phasenverschiebung von 90 Grad.
Das Signal i*(t) 404 wird auf eine Verzögerungseinheit 406 gegeben, die das Signal um eine Chip-Zeit Tc verzögert, um die gleichzeitige Erzeugung von Korrelationsimpulsen mit dem I-Korrelator 407 und dem Q-Korrelator 409 zu ermöglichen. Damit wird das verzögerte Signal i*(t) auf einen I-Korrelator 407 gegeben, und das Signal q*(t) 405 wird direkt auf einen Q-Korrelator 409 gegeben.
Der I-Korrelator 407 arbeitet mit einer Chiprate von Rc/2, wobei Rc die Chiprate (das heißt 1/Tc) des empfangenen Signals s*(t) 401 ist. Der I-Korrelator 407 kann einen von mehreren Typen von Korrelatoren aufweisen, beispielsweise einen SAW-Korrelator, einen Korrelator mit angezapfter Verzögerungsleitung (TDL) oder einen seriellen Korrelator. Beispiele für geeignete Korrelatoren finden sich in dem US-Patent 5 016 255 mit dem Titel "Asymmetric Spread Spectrum Correlator" oder in dem US-Patent 5 022 047 mit dem Titel "Spread Spectrum Correlator", beide erteilt im Namen der Erfinder Robert C. Dixon und Jeffrey S. Vanderpool. Der I-Korrelator 407 erzeugt ein I-Korrelationsausgangssignal 408, welches den Grad der Übereinstimmung zwischen dem verzögerten Signal i*(t) und einer vorbestimmten I-Chipsequenz angibt.
In ähnlicher Weise arbeitet der Q-Korrelator 409 bei einer Chiprate von Rc/2 und kann in ähnlicher Weise irgendeinen geeigneten Korrelator enthalten, wie er in den im vorhergehenden Absatz angegebenen Patenten entnehmbar ist. Der Q-Korrelator 409 erzeugt ein Q-Korrelationsausgangssignal 410, welches den Grad der Übereinstimmung zwischen dem Signal q*(t) und einer vorbestimmten Q-Chipsequenz angibt.
Das I-Korrelationssignal 408 und das Q-Korrelationssignal 410 werden auf einen Summieren 411 gegeben, der seine Eingangsgrößen summiert und ein vereintes Korrelationssignal 412 ausgibt. Weil das Signal i*(t) von der Verzögerungseinheit 406 verzögert wird, treten das I-Korrelationssignal 408 und das Q-Korrelationssignal 410 gleichzeitig auf. Das vereinte Korrelationssignal 412 dient zum Bestimmen eines Datenstroms d(t), aus dem die Chipsequenz c(t) erzeugt wurde.
Der I-Korrelator 407 und der Q-Korrelator 409 kennzeichnen damit gemeinsam die Chipfolge in dem empfangenen Signal s*(t) 401. Der I-Korrelator 407 ist so konfiguriert, daß er die ungeradzahligen Chips der Chipsequenz erkennt, während der Q-Korrelator 409 so aufgebaut ist, daß er die geradzahligen Chips innerhalb der Chipfolge erkennt. Wenn die gesamte Korrelationssequenz in dem empfangenen Signal s*(t) auftritt, hat die Summe des I-Korrelationssignals 408 und des Q-Korrelationssignals 410 ein Maximum und kann mit einem vorbestimmten Schwellenwert verglichen werden, um ein Erkennen der Chipsequenz zu ermöglichen. Wenn eine Chipsequenz wiedererkannt wird, wird ein vereintes Korrelationssignal 412 gebildet.
Anstatt das vereinte Korrelationssignal 412 mit einem vorbestimmten Schwellenwert zu vergleichen, kann man ein System so konfigurieren, daß mehrere (beispielsweise 32) CPM-Korrelatoren 402 parallel arbeiten, jeder Korrelator abgestimmt auf das Erkennen einer anderen Codesequenz. Die Ausgangssignale sämtlicher 32 CPM-Korrelatoren können aufsummiert werden, und wenn die Summe einem vorbestimmten maximalen Pegel entspricht, kann derjenige CPM-Korrelator 402, der das Ausgangssignal mit dem höchsten Wert liefert, durch einen Bester-Aus-M-Detektor oder einer ähnlichen Einrichtung als kennzeichnend für den Datenstrom d(t) ausgewählt werden. In einem CSK-System beispielsweise kann jeder von 32 CPM-Korrelatoren parallel versuchen, eine Codesequenz zu erkennen, und der eine mit dem größten Korrelationssignal kann als den empfangenen Chip-Strom kennzeichnend ausgewählt werden. Der erkannte Chip-Strom kann einem Datensymbol entsprechen, aus welchem ein Teil des Datenstroms d(t) wiedergewonnen werden kann.
Der CPM-Korrelator 402 kann in Verbindung mit Methoden eingesetzt werden, die in den US-Patenten 5 016 255 oder 5 022 047 beschrieben sind, die beide der Anmelderin der vorliegenden Erfindung gehören. Bei diesen Methoden kann jedes Datenbit oder Datensymbol des Datenstroms d(t) durch Modulation mit der gesamten Länge einer Pseudozufalls-Chipsequenz codiert werden, die aus einem Chipsequenz-Code generiert wird. Wenn zum Beispiel ein Chipsequenz-Code eine Pseudozufalls-Chipsequenz kennzeichnet, die sich nach 32 Chips wiederholt, läßt sich jedes Datenbit des Datenstroms d(t) mit sämtlichen 32 dieser Chips modulieren.
Allerdings gibt es kein Erfordernis, daß der CPM-Korrelator 402 mit jenen speziellen Methoden eingesetzt wird. Beispielsweise kann der CPM-Korrelator mit anderen Spreizspektrum-Methoden dazu benutzt werden, ein Korrelationssignal zu erkennen, welches dazu benutzt wird, den Sender 101 mit dem Empfänger 108 zu synchronisieren. Außerdem kann der CPM-Korrelator 402 in Verbindung mit einer selbst-synchronisierenden oder eigensynchronisierenden Spreizspektrum-Methode eingesetzt werden, die an anderer Stelle näher erläutert ist.
Die I- und Q-Chipsequenzen haben vorzugsweise gleiche Länge, beispielsweise hat jeder CSK-Symbolcode vorzugsweise eine gerade Anzahl von Chips in der Länge, um eine 90 Grad betragende Phasenungewißheit zwischen Symbolcodes zu vermeiden, wenn eine Entspreizung versucht wird.
8 ist ein Blockdiagramm eines kohärenten Spreizspektrum-Empfängers, der zur Bezugnahme erläutert wird.
Das empfangene Signal s*(t) 401 in dem Empfänger nach 8 wird auf einen CPM-Korrelator 502 gegeben, um eine Chipsequenz in dem empfangenen Signal s*(t) 401 wiederzuerkennen. Der CPM-Korrelator 502 enthält einen Leistungsteiler 503, der Duplizierungssignale 504 und 505 erzeugt, jeweils mit einer Null Grad betragenden Phasenverzögerung. Derartige Leistungsteiler sind im Stand der Technik bekannt und werden im allgemeinen als CPM-Korrelatoren 502 gegenüber dem in 7 gezeigten Leistungsteiler 403 bevorzugt. Während eine Phasenverzögerung von 90 Grad mit dem Leistungsteiler 403 nach 7 zwischen i*(t) und q*(t) zustande kam, erfolgt bei dem Empfänger nach 8 eine 90 Grad betragende Phasenverzögerung durch getrenntes Multiplizieren der Signale 504 und 505 mit einem Cosinus- bzw. einem Sinussignal.
Das Signal 504 wird von einem I-Multiplizierer 530 mit einem Signal cosω₀t multipliziert und zur Bildung eines Signals i*(t) mit einem I-Tiefpaßfilter 506 gefiltert. Das Signal 505 wird von einem Q-Multiplizierer 531 mit einem Signal sin ω₀t multipliziert und von einem Q-Tiefpaßfilter 512 zur Bildung eines q*(t)-Signals gefiltert.
Die Ausgangssignale des I-Tiefpaßfilters 506 und des Q-Tiefpaßfilters 512 erscheinen bei der MSK als halbe Sinuswellen entsprechend jenen, die von den Generatoren 305, 306 in dem Sender aus P(t) generiert wurden.
Das von dem I-Tiefpaßfilter 506 ausgegebene Signal i*(t) wird auf einen I-Korrelator 507 gegeben. Der I-Korrelator 507 enthält ein Register 508 mit einer Folge von Chips 509. Das Register 508 kann ein analoges Schieberegister, eine angezapfte Verzögerungsleitung mit mehreren Anzapfstellen oder irgendeine anderen geeignete Speichereinrichtung sein. Die ungeraden Chips werden von mehreren Multiplizierern auf einen I-Summierer 510 gegeben, der seine Eingangsgrößen kombiniert und ein I-Korrelationsausgangssignal 511 bildet.
Ein Beispiel für den Pfad des I-Korrelators 507 ist in 15 gezeigt. Wie in Verbindung mit 8 beschrieben wurde, wird das gefilterte Signal i*(t) auf ein Register 508 gegeben, welches eine Folge von Chips 509 enthält, entlang denen sich das gefilterte Signal i*(t) ausbreitet. Das Register 508 ist an eine spezielle Codefolge angepaßt. Damit wird bei dem in 15 gezeigten Beispiel die Folge ungeradzahliger Chips, die zu einer Übereinstimmung führt, zu C_odd(t) = 11001000. Zur Zeit t = 16Tc wird das erste Chip C, mit dem ersten Chip in der Folge von C_odd(t) verglichen, und es wird eine "1" erzeugt, wenn die Chips gleich sind. Jedes der übrigen ungeraden Chips in dem Register 508 wird in ähnlicher Weise mit der programmierten Folge abgeglichen. Ein Vergleich zwischen irgendwelchen zwei Chips läßt sich durchführen unter Verwendung eines Multiplizierers oder eines Exklusiv-Oder-Gatters. Die Vergleichswerte werden auf einen Summierer 510 gegeben, der einen maximalen Impuls erzeugt, wenn die Chipfolge, für die der Korrelator 507 programmiert wurde, mit der empfangenen Chipfolge übereinstimmt. In 15 entsprechen die Zweige mit einem "–1" den Chips, für die eine "0" in der empfangenen Chipfolge eine Übereinstimmung liefert, während die übrigen Zweige Chips entsprechen, für die eine "1" in der empfangenen Chipfolge eine Übereinstimmung liefert.
Zurückkehrend zu der 8 wird das von dem Q-Tiefpaßfilter 512 ausgegebene Signal q*(t) auf einen Q-Korrelator 513 gegeben, der in ähnlicher Weise ein Register 514 mit einer Folge von Chips 515 aufweist. Wie bei den ungeraden Chips in dem I-Korrelator 507 werden die geradzahligen Chips auf den Q-Summierer 516 gegeben, der seine Eingangsgrößen summiert und ein Q-Korrelationsausgangssignal 517 erzeugt.
Das I-Korrelationssignal 511 und das Q-Korrelationssignal 517 werden auf einen Summierer 518 gegeben, der seine Eingangsgrößen kombiniert und ein vereintes Korrelationssignal 519 bildet. Weil das I-Korrelationssignal 511 von den ungeradzahligen Chips und das Q-Korrelationssignal 517 von den geradzahligen Chips (die den ungeradzahligen Chips um eine Chip-Zeit Tc vorauseilen) abgeleitet ist, treten die Korrelationssignale 511 und 517 gleichzeitig auf, und es besteht kein Erfordernis für ein getrenntes Verzögerungselement wie zum Beispiel das in 7 gezeigte Verzögerungsglied 406. Das vereinte Korrelationssignal 519 dient zum Bestimmen eines Datenstroms d(t), aus welchem die Chipsequenz c(t) in ähnlicher Weise erzeugt wurde, wie es oben in Verbindung mit 7 erläutert wurde.
Der Empfänger nach 8 arbeitet am besten mit einer kohärenten Trägerreferenz mit der Frequenz ω₀. Es kann von Verfahren aus dem Stand der Technik Gebrauch gemacht werden, um eine kohärente Trägerreferenz zu erhalten, beispielsweise kann von der Phasenabschätzschaltung Gebrauch gemacht werden. Sind äußerst rasche Erfassungszeiten notwendig, wie es der Fall bei Systemen mit Hochgeschwindigkeits-Zeitmultiplex der Fall ist (TDMA), die von CPM-Spreizspektrum-Methoden Gebrauch machen, lassen sich andere Ausgestaltungen bevorzugen, beispielsweise nicht-kohärente Empfänger-Ausführungsformen, die an dieser Stelle beschrieben sind.
In einem nicht-kohärenten CPM-System kann der Empfänger 108 aus 1 möglicherweise keine exakte Kopie des Trägersignals der Frequenz ω₀ zur Verfügung haben, welches von dem Sender 101 verwendet wird. Vielmehr erzeugt der Empfänger 108 ein lokales Trägersignal mit der Frequenz ω₁, die in der Praxis in Frequenz und in der Phase vom Sender-Trägersignal abweichen kann: cosω2t = cos(ω0 → Δω)t + θ (603)wobei Δω = Frequenzabweichung und θ = Phasenabweichung.
10 ist ein Blockdiagramm eines nicht-kohärenten Spreizspektrum-Empfängers zum Empfangen und zum Entspreizen eines CPM-Spreizspektrum-Signals ohne das Erfordernis eines lokal erzeugten kohärenten Referenzsignals ω₀. Der Empfänger nach 10 kann dazu eingesetzt werden, ein empfangenes CPM-Signal dadurch zu verarbeiten, daß das empfangene Spreizspektrum-Signal aufgetrennt wird in separierbare Real- und Imaginärteile, Auftrennen von Realteil und Imaginärteil in I- und Q-Anteile, Mischen der realen I- und Q-Anteile und der imaginären I- und Q-Anteile mit einem nichtkohärenten Referenzsignal einer Frequenz in der Nähe der erwarteten Frequenz des Empfangssignals, um reale I- und Q-Ströme sowie imaginäre I- und Q- Ströme zu erhalten, Filtern der multiplizierten Signale, separates Korrelieren der I- und Q-Ströme für jeden der realen und imaginären Teile, um einen realen I- und Q-Korrelationsimpuls und einen imaginären I- und Q-Korrelationsimpuls zu gewinnen, Kombinieren der I- und Q-Korrelationsimpulse getrennt für Real- und Imaginärteile, um ein kombiniertes reales und ein kombiniertes imaginäres Korrelationssignal zu erhalten, Quadrieren der kombinierten realen und imaginären Korrelationssignale, um einen quadrierten realen und einen quadrierten imaginären Korrelationsimpuls zu bilden, und Kombinieren der quadrierten realen und imaginären Korrelationssignale zu einem vereinten Korrelationssignal.
Die Arbeitsweise des Empfängers nach 10 läßt sich graphisch anhand der 9 erläutern, bei dem es sich um ein Punktediagramm handelt, welches reale und imaginäre Werte vergleicht, wie sie gesendet und in einem nichtkohärenten Empfänger empfangen werden. Aus Gründen der Vereinfachung wird bei der folgenden Erläuterung angenommen, daß ein störungsfreier Übertragungskanal und eine unbegrenzte Bandbreite gegeben sind. Das Koordinatensystem des Senders 601 wird gebildet durch eine x-Achse und eine y-Achse, wobei die x-Achse Werte von i(t) und die y-Achse Werte von q(t) darstellt. Eine Menge von vier Punkten 610 bis 613 bedeutet gesendete abgetastete Wertepaare für <i(t_n), q(t_n)>. Die Paare 610 bis 613 bedeuten Koordinaten <1, 0>, <0, 1>, <–1, 0> und <0, –1>.
Ein Koordinatensystem 604 des Empfängers wird durch in 9 gestrichelt dargestellte x*- und y*-Achsen gebildet. Das Koordinatensystem 604 des Empfängers unterscheide sich von dem Koordinatensystem 601 des Senders durch Unterschiede in der Frequenz und der Phase. Das Empfänger-Koordinatensystem 604 ist gegenüber dem Sender-Koordinatensystem 601 mit einer Geschwindigkeit proportional Δω gedreht, das heißt mit der Frequenzdifferenz ("Schwebungsfrequenz") zwischen Sender- und Empfänger-Referenzsignalen.
Für ein ausreichend kleinen Wert Δω (wie er für die interessierende Zeitspanne zu erwarten ist, in der es zu einer Korrelation für ein Datensymbol, zum Beispiel bei 32 Chip-Perioden kommt), gleicht das Empfänger-Koordinatensystem 604 etwa dem Sender-Koordinatensystem 601 mit der Ausnahme einer Phasendifferenz θ, die für kurze Zeitspannen relativ konstant bleibt. Um einen solchen Zustand aufrecht zu erhalten, sollte die Schwebungsfrequenz Δω vorzugsweise kleiner als etwa 1/4 der Symbolrate betragen. Bei einer Symbolrate von beispielsweise 156,25 k Symbolen/Sekunde (5 Mchips/Sekunde) sollte beispielsweise die Schwebungsfrequenz Δω weniger als etwa 39 kHz für optimalen Betrieb betragen.
Weil das Empfänger-Koordinatensystem 604 zu einem gegebenen Zeitpunkt gegenüber dem Sender-Koordinatensystem 601 in Drehrichtung verschoben erscheint, ist das von dem Empfänger 108 erkannte Abtastpaar <i*(t_n), q*(t_n)> an einem Punkt auf einem Kreis 607 gelegen, der einem abgetasteten Paar <i(t_n), q(t_n)> des Sender-Koordinatensystems 601 entspricht, allerdings um den Kreis 607 um einen Betrag verschoben, welcher der Phasendifferenz θ entspricht. Folglich unterscheidet sich der wahrgenommene reale Wert oder i*(t) von dem gesendeten Wert i(t) um einen Betrag, der abhängt vom cosθ aufgrund der Drehabweichung zwischen den Koordinatensystemen 601 und 604, während der wahrgenommene Imaginärwert oder q*(t) ebenfalls von dem gesendeten Wert q(t) um einen Betrag abweicht, der aus dem gleichen Grund von sinθ abhängt. Wenn die gesendeten abgetasteten Werte <i(n), q(n)> <1, 0> sind und der Phasenversatz θ den Wert ±30° hat, lauten die empfangenen Abtastwerte <i*(t_n), q*(t_n)> <cos+30°, sin+30°> oder <0,866; 0,5>. In ähnlicher Weise sind bei einem Phasenversatz θ von +90° bei gleichen gesendeten Werten die empfangenen Abtastwerte <i*(t_n), q*(t_n)> <0, 1>.
Aus der obigen Erläuterung ist ersichtlich, daß ein Korrelator, der versucht, für I- und Q-Anteile eine Korrelation zu bewirken, mit einem kleiner werdenden Wert i*(t) konfrontiert wäre, während θ von 0 auf 90 Grad geändert wird, gleichzeitig jedoch ein größer werdender Wert q*(t) gegeben ist. Mit wachsendem Wert θ werden schließlich die Differenzen zwischen <i(t), q(t)> und <i*(t), q*(t)> so groß, daß eine exakte Korrelation mühsam wird. Wegen der Phasendifferenz θ ist es im allgemeinen nicht möglich, vorab zu wissen, in welchem Quadranten nach 9 das Empfangssignal s*(t) in Bezug auf das Sender-Koordinatensystem 601 liegt. Die vorliegende Erfindung befaßt sich gemäß einem Aspekt mit diesem Problem unter Nutzung sowohl des Real- als auch des Imaginärteils der I- und Q-Anteile, um das empfangene Signal s*(t) zu entspreizen.
Man kann sehen, daß, wenn der Realteil von i*(t) abnimmt, während θ sich von 0 auf 90 Grad ändert, der Imaginärteil von i*(t) zunimmt. Ähnlich gilt: wenn der Realteil von i*(t) (im Betrag) zunimmt, während θ sich von 90 auf 180 Grad ändert, nimmt der Imaginärteil von i*(t) ab. Ein ähnliches Phänomen tritt mit dem Real- und dem Imaginärteil von q*(t) in Erscheinung. Der Empfänger nach 10 zieht Vorteile aus den komplementären Aspekten der Real- und Imaginärteile der empfangenen Signalanteile i*(t) und q*(t) und analysiert folglich sowohl Real- als auch Imaginärteile der I- und Q-Signale, um eine effektive Korrelation vorzunehmen.
Bei der Ausführungsform nach 10 wird das empfangene Signal s*(t) 401 auf einen nicht-kohärenten CPM-Korrelator 702 gegeben, um in dem empfangenen Signal eine Korrelationssequenz zu erkennen. Der nicht-kohärente CPM-Korrelator 702 enthält einen Leistungsteiler 703, der duplizierte Signale Real*(t) 704 mit einer Phasenverzögerung von 0 Grad und Imag*(t) 705 mit einer Phasenverzögerung von 90 Grad bildet. Real*(t) 704 und Imag*(t) 705 kön nen als Real- und Imaginärteile des empfangenen Signals s*(t) 401 betrachtet werden.
Das Signal Real*(t) 704 wird auf einen CPM-Korrelator 715 ähnlich dem in 8 gezeigten CPM-Korrelator 502 gegeben, nur daß jetzt das lokale Referenzsignal anders ist, wie im folgenden erläutert werden soll. Der CPM-Korrelator 715 erzeugt ein reales Korrelationssignal 706. Das Signal Imaga*(t) wird auf einen zweiten CPM-Korrelator 715 gegeben, der ein imaginäres Korrelationssignal 707 bildet. Das reale Korrelationssignal 706 wird auf eine Quadriereinrichtung 708 gegeben, die das Quadrat ihrer Eingangsgröße berechnet. Das imaginäre Korrelationssignal 707 wird in ähnlicher Weise auf eine Quadriereinrichtung 709 gegeben, die das Quadrat ihrer Eingangsgröße berechnet. Die Ausgangssignale der Quadrierer 709 und 708 werden auf einen Summierer 710 gegeben, der seine Ausgangssignale kombiniert und ein vereintes Korrelationssignal 711 bildet, bei dem es sich um die Summe der Quadrate des realen Korrelationssignals 706 und des imaginären Korrelationssignals 707 handelt. Das vereinte Korrelationssignal 711 wird auf eine Quadratwurzeleinrichtung 712 gegeben, die die Quadratwurzel ihrer Eingangsgröße bildet und ein endgültiges Korrelationssignal 713 aus Korrelationsimpulsen 714 bildet. Die Zeit zwischen den Korrelationsimpulsen 714 kann eine Symbolcode-Zeitspanne Ts sein, wenn von CSK Gebrauch gemacht wird.
Ein Hauptunterschied zwischen den CPM-Korrelatoren 715 nach 10 und dem CPM-Korrelator 502 nach 8 besteht darin, daß die CPM-Korrelatoren 715 nach 10 nicht-kohärente Referenzsignale cosω₁t = cos(ω₀ + Δω)t + θ und sinω₁t = sin(ω₀ + Δω)t + θ für die I- und Q-Teile verwenden anstelle von cosω₀t und sinω₀t, die in dem kohärenten Empfänger nach 8 gebildet werden. Die Referenzsignale cosω₁t und sinω₁t können von dem gleichen Oszillator gebildet werden, der an einen Leistungsteiler gekoppelt ist, damit der Phasenversatz θ für beide Signale cosω₁t und sinω₁t der gleiche ist. Die Verwendung von nicht-kohärenten Referenzsignalen bewirkt, daß das von jedem CPM-Korrelator 715 erzeugte Korrelationssignal einen Betrag hat, der teilweise von der Phasendifferenz θ abhängt.
Die Wirkungsweise bei der Verwendung von nicht-kohärenten Referenzsignalen bezüglich der Fähigkeit zum Erreichen einer Korrelation läßt sich zunächst unter Bezugnahme auf den I-Anteil des Signals 704 Real*(t) erläutern. Das Signal 704 Real*(t) läßt sich darstellen in folgender Form: Real*(t) = Re{Au(t)exp(–jω0t)}wobei, wie bereits erwähnt, u(t) = i(t) + jq(t), wobei es sich um die komplexe Hüllkurve von s(t) handelt, und Re {} den Realteil eines komplexen Wertes bezeichnet. Das Signal 704 Real*(t) wird von dem Multiplizierer 720 mit einem lokal generierten Referenzsignal cosω₁t = cos(ω₀ + Δω)t + θ, so daß das Ausgangssignal des Multiplizierers 720 lautet: Re{Au(t)exp(–jω0t)}cosω1(t)
Das Ausgangssignal des Multiplizierers 720 wird auf ein Tiefpaßfilter 721 gegeben, welches den Basisbandanteil des an seinem Eingang anstehenden Signals beibehält. Angenommen, daß nicht-kohärente Referenzsignal cosω₁(t) unterscheide sich von der Sender-Referenzfrequenz ω₀ durch lediglich eine Phasendifferenz (das heißt die Frequenzänderung ist über die interessierende Zeitspanne hinweg vernachlässigbar). In diesem Fall läßt sich das Empfänger-Referenzsignal folgendermaßen ausdrücken: cosω1t = cos(ω0t + θ)
Die Ausgangsgröße y(t) des Tiefpaßfilters 721 hat also folgende Form:
wobei "LPF" die Funktion des Tiefpaßfilters (TPF oder LPF; Low Pass Filter) 721 bezeichnet.
Durch eine ähnliche Herleitung lautet das Ausgangssignal z(t) des Tiefpaßfilters 731 des Q-Anteils des Signals Real*(t):
Wegen der 90 Grad betragenden Phasenverschiebung im Signal 705 ist das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 741 des I-Teils des Signals Imag*(t) gleich z(t), wie oben hergeleitet wurde, während das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 743 des Q-Teils des Signals Imag*(t) dem Inversen von y(t) entspricht, wie oben hergeleitet wurde.
Im Betrieb kann jeder der vier Korrelatoren 722 bis 725 zum Korrelieren des empfangenen CPM-Signals s*(t) beitragen. Der Betrieb des nicht-kohärenten CPM-Korrelators 702 kann in mehreren Beispielen veranschaulicht werden. Für das erste Beispiel sei angenommen, daß der Phasenversatz θ = 0°. Aus diesem Grund reduzieren sich die Ausgangssignale y(t) und z(t) für die Tiefpaßfilter 721 und 731 auf folgendes: y(t) = (A/2)i(t)und z(t) = (A/2)q(t).
Durch Auswahl eines Verstärkungsfaktors A = 2 werden die Filter-Ausgangssignale der Filter 721 und 731 zu y(t) = i(t) und z(t) = q(t). Aus Zweckmäßigkeitsgründen sei angenommen, eine Codesequenz habe die Länge von 16 Chips. Nach 16 Chip-Zeiten (das heißt 16Tc) ist also die gesamte Sequenz in den Korrelationsregistern 726, 727, 728 und 729 in jedem CPM-Korrelator 705 enthalten. Ein beispielhafter Chip-Strom c(t) = 1111010110010000 läßt sich aufspalten in Teilsequenzen C_odd(t) = 11001000 und C_even(t) = 11110100. Weiterhin sei aus Gründen der Veranschaulichung angenommen, daß der Wellenformgenerator P(t) des Senders eine Return-To-Zero-(RZ-)Rechteckwellenform mit einer Dauer von zwei Chipperioden erzeugt, so daß die gesendeten Signale i(t) und q(t) sich gemäß den 11A und 11B darstellen lassen. Die Arbeitsweise des in 10 gezeigten Korrelators mit Hilfe von CPM-Basisbandsignalen anstatt von RZ-Signalen läßt sich verstehen, wenn man beachtet, daß zum Zeitpunkt t = 16Tc die Spitzenwerte der Sinus-Wellenformen in den Korrelationsregistern 726, 727, 728 und 729 auftreten und der Impulshöhe der RZ-Wellenform entsprechen.
Am Empfangsende lassen sich die Inhalte der Korrelationsregister 726 und 727 darstellen, wie es in den 11C bzw. 11D gezeigt ist. Man erkennt, daß die Wellenform nach 11C beim Lesen von rechts nach links die gleiche ist wie die in 11A, wenn sie von links nach rechts gelesen wird. In ähnlicher Weise haben die Wellenformen in den 11B und 11D eine ähnliche Beziehung. Ein Ausgangssignal für jeden der vier Korrelatoren 722, 723, 724 und 725 läßt sich erhalten durch punktweises Multiplizieren der Chipwerte mit den Chip-Gewichtungsfaktoren 716 für jedes Chip und durch Summieren der Chip-Produkte mit Hilfe von Summierern 717, um ein Korrelationssignal zu bilden. Die Chip-Gewichtungsfaktoren 716 für den Korrelator 725 haben das entgegengesetzte Vorzeichen wie die Werte für den Korrelator 723. Die Chip- Wichtungsfaktoren 716 für die Korrelatoren 722 und 724 haben gleiches Vorzeichen.
Fortfahrend mit dem vorliegenden Beispiel mit θ = 0° beträgt die Ausgangsgröße zur Zeit t = 16Tc für jeden der Korrelatoren 722 und 723 entsprechend dem I-Teil ("ReI") und dem Q-Teil ("ReQ") des Signals Real*(t) acht, während das Ausgangssignal jedes der Korrelatoren 724 und 725 entsprechend dem I-Teil ("ImI") und des Q-Teils ("ImQ") des Signals Imag*(t) 0 beträgt. Das endgültige Korrelationssignal 713 im Zeitpunkt 16Tc lautet: Corr(t = 16Tc) = {(ReI + ReQ)2 + (ImI + IMQ)2}1/2 = {(8 + 8)2}1/2 = 16
Der Wert 16 ist ein Maximalwert, welcher die Korrelation für die spezielle Chipsequenz angibt. Wenn Mehrfachcodes zu erkennen sind, können mehrere nicht-kohärente CPM-Korrelatoren 702 parallel arbeiten, von denen jeder so programmiert ist, daß er einen anderen Code erkennt. Die dem höchsten Korrelationssignal entsprechende Chipsequenz kann als die empfangene Chipsequenz ausgewählt werden.
Als ein zweites Beispiel wird θ = 30° angenommen. Der Inhalt der Korrelationsregister 726 und 727 entspricht der Darstellung in den 11E bzw. 11F. Die Auswahl des Verstärkungsfaktors A = 2 liefert folgende Ausgangssignale y(t) und z(t) der Tiefpaßfilter 721 bzw. 731: y(t) = (A/2)i(t)cos(30°) – (A/2)q(t)sin(30°) = i(t)(0,866) – q(t)(0,5)und z(t) = (–A/2)i(t)cos(30°) + (A/2)q(t)sin(30°) = –i(t)(0,5) – q(t)(0,866)
Eine punktweise Vektormultiplikation jedes der Chipwerte in den Korrelationsregistern 726 bis 729 mit entsprechenden Chipgewichten 716 liefert folgende Ausgangssignale der Summierer 717: ReI = (1)(0,866) + (1)(0,866) + (–1)(–0,866) + (–1)(–0,866) ... = (8)(0,866) = 6,928 ReQ = (1)(0,866) + (1)(0,866) + (1)(0,866) ... = (8)(0,866) = 6,928 ImI = (1)(–0,5) + (1)(–0,5) + (–1)(0,5) + (–1)(0,5) ... = –(8)(0,5) = –4,0 ImQ = (1)(–0,5) + (1)(–0,5) + (1)(–0,5) + (1)(–0,5) ... = –(8)(0,5) = –4,0
Ein endgültiges Korrektursignal 713 wird folgendermaßen erzeugt: Corr(t = 16Tc) = {(6,928 + 6,928)2 + (–4 + –4)2}1/2 = 16
Für einen Phasenversatz von θ = 30° bleibt also der Wert des endgültigen Korrelationssignals 713 auf dem maximalen Pegel von 16.
Als weiteres Beispiel sei für den Phasenversatz θ = 45° angenommen. Dann werden die Ausgangssignale y(t) und z(t) für die Tiefpaßfilter 721 bzw. 731: y(t) = i(t)(0,707) – q(t)(0,707)und z(t)) = –i(t)(0,707) + q(t)(0,707)
Auflösen der Zwischenwerte ReI, ReQ, ImI und ImQ liefert: ReI = (1)(0,707) + (1)(0,707) ... = (8)(0,707) = 5,657 ReQ = (1)(0,707) + (1)(0,707) ... = (8)(0,707) = 5,657 ImI = (1)(–0,707) + (1)(–0,707) ... = –(8)(0,707) = –5,657 ImQ = (1)(–0,707) + (1)(–0,707) ... = –(8)(0,707) = –5,657
Es wird ein endgültiges Korrelatorsignal 713 gebildet: Corr(t = 16Tc) = {(2 × 5,657)2 + (2 × –5,657)2}1/2 = 16
Auch hier wird eine maximale Korrelation mit dem Wert 16 auch dann gebildet, wenn der Phasenversatz θ von 0 verschieden ist.
Man kann eine Tabelle für (ReI + ReQ), (ImI + ImQ) und Korrelationswerte in Verbindung mit dem Phasenversatz θ für den in 10 gezeigten Korrelator aufstellen:
Wenn der Phasenversatz θ über 45° hinaus ansteigt, beginnt ein höherer Prozentsatz des Korrelationswerts von dem Signalweg 705 des Signals Imag*(t) als von dem Signalweg 704 des Signals Real*(t) des nicht-kohärenten CPM-Korrelators 702 zu kommen. Bei einem Phasenversatz von θ = 90° beispielsweise kommt die gesamte Korrelation aus dem Signalpfad 705 des Signals Imag*(t) und nichts aus dem Signalpfad 704 des Signals Real*(t). Der Ausgang 706 des realen CPM-Korrelators 715 und der Ausgang 707 des imaginären CPM-Korrelators 715 verlaufen sinusförmig als Funktion des Phasenversatzes θ und werden ausgedrückt in der Form: Real*(t)correlation = 16cosθ Imag*(t)correlation = –16sinθ Corr = {(16cosθ)2 + (–16sinθ)2}1/2 = 16
Damit wird eine Maximum-Korrelation unabhängig von dem Phasenversatz θ mit dem Wert 16 erreicht. Der Einsatz von Mehrfach-Korrelatoren in der in 10 dargestellten Konfiguration ermöglicht ein erfolgreiches Korrelieren unabhängig davon, in welchem Quadranten der 9 der Empfänger in Bezug auf den Sender arbeitet.
Es sei angemerkt, daß zu anderen Chipzeiten als Vielfachen von 16Tc (zum Beispiel die Chipsequenz von 16 Chips) die ausgegebene Korrelation eine Funktion des Kreuzkorrelationswerts zwischen den i(t_n)- und q(t_n)-Subcodes ist. Der nicht-kohärente CPM-Korrelator nach 10 sollte mit der Kreuzkorrelation nicht schlechter arbeiten als ein zweiphasiger Korrelator mit gleichem Code. In anderen Worten: wenn ein gegebener Code durch Zweiphasen-Korrelation einen maximalen Zeit-Nebenkeulenwert von 4/16 liefert, so sollte auch die schlechteste zeitliche Nebenkeule, die von dem Korrelator nach 10 zu erwarten ist, 4/16 betragen.
12 ist ein Blockdiagramm eines nicht-kohärenten Spreizspektrumempfängers unter Verwendung von serieller Korrelation für trennbare Real- und Imaginärteile des empfangenen Spreizspektrumsignals.
Vom Konzept her arbeitet der nicht-kohärente serielle CPM-Korrelator nach 12 ähnlich wie der nicht-kohärente CPM-Korrelator 702 nach 10. Das empfangene Signal s*(t) 401 wird auf einen nicht-kohärenten seriellen CPM-Korrelator 1002 gegeben, um in dem empfangenen Signal eine Chipsequenz zu erkennen. Der nicht-kohärente serielle CPM-Korrelator 1002 enthält einen Leistungsteiler 1003, der duplizierte Signale bildet, nämlich das Signal Real*(t) 1004 mit einer Phasenverzögerung von 0 Grad und das Signal Imag*(t) 1005 mit einer Phasenverzögerung von 90 Grad. Real*(t) 1004 und Imag*(t) 1005 sind die Real- und Imaginärteile des empfangenen Signals s*(t) 401.
Das Signal Real*(t) 1004 wird auf einen seriellen CPM-Korrelator 1020 gegeben, der ein reales Korrelationssignal 1006 bildet. Das Signal Imag*(t) 1005 wird in ähnlicher Weise auf einen zweiten seriellen CPM-Korrelator 1020 gegeben, der ein imaginäres Korrelationssignal 1007 bildet.
Jeder serielle CPM-Korrelator 1020 enthält einen (nicht gezeigten) Leistungsteiler, der ein Eingangssignal empfängt und es in duplizierte Signale 1021 und 1022 mit einer Phasenverzögerung von 0 Grad auftrennt. Das Signal 1021 wird auf einen ersten I-Multiplizierer 1023 gegeben, dessen anderem Eingang ein lokal erzeugtes, nicht-kohärentes Referenzsignal cosω₁ = cos(ω₀ + Δω)t + θ zugeführt wird, wie es oben in Verbindung mit 10 erläutert wurde. Der Ausgang des ersten I-Multiplizierers 1023 ist an ein I-Tiefpaßfilter 1027 gekoppelt, dessen Ausgang wiederum an einem zweiten I-Multiplizierer 1029 angeschlossen ist, dessen anderem Eingang das Signal i(t) zugeführt wird, bei dem es sich um die Wellenform der I-Chipsequenz handelt.
Das Signal 1022 wird auf einen ersten Q-Multiplizierer 1024 gegeben, dessen anderem Eingang das lokal erzeugte, nicht-kohärente Referensignal sinω₁t = sin(ω₀ + Δω)t + θ zugeführt wird, wie es oben in Verbindung mit 10 erläutert wurde. Der Ausgang des ersten Q-Multiplizierers 1024 ist mit einem, Q-Tiefpaßfilter 1028 verbunden, dessen Ausgang mit einem zweiten Q-Multiplizierer 1030 gekoppelt ist. Dessen anderer Eingang erhält ein Signal q(t) 1032, bei dem es sich um die Wellenform der Q-Chipsequenz handelt (siehe 13A und 13B).
Der Ausgang des zweiten I-Multiplizierers 1029 ist mit einem I-Integrator 1033 verbunden, der das Signal an seinem Eingang integriert und bei Steuerung durch einen Steuereingang 1035 die Summe ablegt. Der Q-Integrator 1034 erzeugt ein Q-Korrelationssignal 1038.
Das Signal i(t), bei dem es sich um die Wellenform der I-Chipsequenz handelt, und das Signal q(t) als Wellenform der Q-Chipsequenz enthalten jeweils dreiwertige Return-To-Zero-(RZ-)Wellenformen, das heißt sie nehmen die Werte +1 für eine logische "1", –1 für eine logische "0" und 0 für keinen Wert an, wie in 13B gezeigt ist. Das Signal i(t) und das Signal q(t) sind um eine Chipzeit gegeneinander in der Weise versetzt, daß das Signal i(t) bei jeder ungeradzahligen Chipzeit einen Wert +1 oder –1 hat, bei geraden Chipzeiten jedoch den Wert 0 hat, während das Signal q(t) bei jeder geraden Chipzeit einen Wert von +1 oder –1 und bei den ungeraden Chipzeiten einen Wert von 0 hat. Weil das Signal i(t) und das signal q(t) dreiwertige Return-To-Zero-Wellenformen sind, ändert nur einer der Integratoren 1033 und 1034 zu gegebener Zeit seinen Wert. Der I- und der Q-Integrator 1033 bzw. 1034 halten ihre Werte so lange, bis sie zum Ablegen veranlaßt werden.
Zum Steuern des Integrierens und Ablegens der I- und Q-Integratoren 1035, 1036 benötigte Synchronisationsinformation kann erhalten werden durch einen parallelen Korrelator, der Zeitsteuerinformation von einem gesendeten Vorläufersignal empfängt, um einen Korrelationsimpuls zu generieren. Dieser Korrelationsimpuls kann dazu eingesetzt werden, die zeitliche Steuerung des seriellen Korrelators oder der Korrelatoren zu übernehmen. Andere geeignete Verfahren zum Steuern sind ebenfalls möglich.
Das I-Korrelationssignal 1037 und das Q-Korrelationssignal 1038 werden auf einen Summierer 1039 gegeben, der seine Eingangssignale summiert und ein vereintes Korrelationssignal 1006 bildet. Das vereinte Korrelationssignal 1006 nimmt progressiv und stufenweise zu, um ein Maximum zu erreichen, wenn volle Korrelation erzielt ist. Wie bereits angemerkt, erzeugt der das Signal Real*(t) 1004 empfangende CPM-Korrelator 1020 ein reales Korrelationssignal 1006, und der das Signal Imag*(t) 1005 empfangende zweite CPM-Korrelator 1020 erzeugt ein imaginäres Korrelationssignal 1007.
Das reale Korrelationssignal 1006 wird an eine Quadriereinrichtung 1008 gegeben, die das Quadrat ihrer Eingangsgröße bildet. Das imaginäre Korrelationssignal 1007 wird auf eine Quadriereinrichtung 1009 gegeben, die ihr Eingangssignal quadriert. Die beiden quadrierten Werte werden auf einen Summierer 1010 gegeben, der seine Eingangsgrößen kombiniert und ein vereintes Korrelationssignal 1011 bildet, bei dem es sich um die Summe der Quadrate des realen Korrelationssignals 1006 und des imaginären Korrelationssignals 1007 handelt. Das vereinte Korrelationssignal 1011 wird einer Quadratwurzeleinrichtung 1012 zugeleitet, die die Quadratwurzel aus ihrer Eingangsgröße bildet und ein endgültiges Korrelationssignal 1013 erzeugt. Bei Verwendung von CSK kann ein maximaler Korrelationsimpuls 1014 einmal pro Symbolcodezeit Ts erzielt werden. Das Quadrieren der Korrelationsimpulse führt zu einem Verlust der Polaritätsinformation in dem endgültigen Korrelationssignal 1013.
13 zeigt ein Blockdiagramm eines ersten Spreizspektrumempfängers mit selbstsynchronisierter Korrelation für separierbare Real- und Imaginärteile des empfangenen Spreizspektrumsignals.
Das empfangene Signal s*(t) 401 wird auf einen selbstsynchronisierter CPM-Korrelator 1202 gegeben, um eine Korrelationssequenz in dem empfangenen Signal s*(t) 401 zu erkennen. Der selbstsynchronisierte CPM-Korrelator 1202 enthält einen Leistungsteiler 1203, der duplizierte Signale erzeugt, nämlich das Signal Real*(t) 1204 mit einer Phasenverzögerung von 0 Grad und das Signal Imag*(t) 1205 mit einer Phasenverzögerung von 90 Grad. Real*(t) 1204 und Imag*(t) 1205 sind die Real- und Imaginärteile des empfangenen Signals s*(t) 401.
Das Signal Real*(t) 1204 wird auf einen Real-Korrelator 1206 gegeben, der sein Eingangssignal durch einen (nicht gezeigten) Leistungsteiler oder andere geeignete Mittel aufteilt. Der Real-Korrelator 1206 enthält einen realen I-Multiplizierer 1207, der ebenfalls mit einem lokalen Trägersignal cosω₁t gespeist wird. Der reale I-Multiplizierer kombiniert seine Eingangssignale und erzeugt ein reales I-Produkt 1208, welches auf ein reales I-Tiefpaßfilter 1209 gegeben wird, das sein Eingangssignal filtert und ein gefiltertes reales I-Signal 1210 ausgibt.
Das gefilterte reale I-Signal 1210 wird auf einen realen selbstsynchronisierenden I-Korrelator 1211 gegeben, der mittels Selbstsynchronisierverfahren arbeitet, wie es in dem US-Patent 5 761 239 beschrieben ist.
Der selbstsynchronisierende Real-I-Korrelator 1211 enthält ein Schieberegister 1212 mit mehreren Chips 1213 und mehreren Anzapfpunkten 1214, die an ausgewählte Chips 1213 angeschlossen sind. Die Anzapfstellen 1214 sind mit einem ersten Anzapf-Multiplizierer 1215 verbunden, der seine Eingangsgrößen kombiniert und ein Produkt bildet, welches anschließend auf einen zweiten Anzapfpunkt-Multiplizierer 1216 gegeben wird, dem außerdem das gefilterte reale I-Signal 1210 zugeführt wird, um die Eingangssignale zu kombinieren und ein reales I-Korrelationssignal 1217 zu bilden.
Der reale Korrelator 1206 enthält außerdem einen realen Q-Multiplizierer 1218, der an ein lokales Trägersignal sinω₁t gekoppelt ist. Der reale Q-Multiplizierer 1218 kombiniert seine Eingangssignale und erzeugt ein reales Q-Produkt 1219, welches auf ein reales Q-Tiefpaßfilter 1220 gegeben wird, welches das Eingangssignal filtert und ein gefiltertes reales Q-Signal 1221 liefert.
Das gefilterte reale Q-Signal 1221 wird auf einen realen selbstsynchronisierenden Q-Korrelator 1222 gegeben, der ein reales Q-Korrelationssignal 1223 bildet.
Das Signal Imag*(t) 1205 wird auf einen imaginären Korrelator 1224 gegeben, der sein Eingangssignal mit einem (nicht gezeigten) Leistungsteiler oder mit anderen Mitteln teilt. Der Imaginär-Korrelator 1224 enthält einen imaginären I-Multiplizierer 1244, der außerdem ein lokales Trägersignal cosω₁t empfängt und seine Eingangsgrößen kombiniert und ein imaginäres I-Produkt 1225 bildet. Das imaginäre I-Produkt 1225 wird auf ein imaginäres I-Tiefpaßfilter 1226 gegeben, welches die Eingangsgröße filtert und ein gefiltertes imaginäres I-Signal 1227 erzeugt.
Das gefilterte imaginäre I-Signal 1227 wird auf einen imaginären selbstsynchronisierenden I-Korrelator 1228 gegeben, der ein imaginäres I-Korrelationssignal 1229 bildet. Der imaginäre Korrelator 1224 enthält einen imaginären Q-Multiplizierer 1230, der außerdem ein lokales Trägersignal sinω₁t empfängt, seine Eingangsgröße kombiniert und ein imaginäres Q-Produkt 1231 erzeugt, welches auf ein imaginäres Q-Tiefpaßfilter 1232 gegeben wird, welches die Eingangsgröße filtert und ein gefiltertes imaginäres Q-Signal 1233 erzeugt.
Das gefilterte imaginäre Q-Signal 1233 wird auf einen imaginären selbstsynchronisierenden Q-Korrelator 1234 gegeben, der ein imaginäres Q-Korrelationssignal 1235 bildet.
Das reale I-Korrelationssignal 1217 und das imaginäre I-Korrelationssignal 1229 werden auf Quadriereinrichtungen 1236 und 1237 gegeben, deren Ausgänge an einen Summierer 1238 gelegt sind, um ein vereintes I-Korrelationssignal 1239 zu bilden, das in eine Quadratwurzeleinrichtung 1250 eingegeben wird, die die Quadratwurzel ihres Eingangssignals bildet und ein endgültiges I-Korrelationssignal 1251 erzeugt.
Das reale Q-Korrelationssignal 1223 und das imaginäre Q-Korrelationssignal 1235 werden auf Quadriereinrichtungen 1240 und 1241 gegeben, deren Ausgangssignale auf einen Summierer 1242 gegeben werden, um ein vereintes Q-Korrelationssignal 1243 zu bilden. Das vereinte Q-Korrelationssignal 1243 wird auf eine Quadratwurzeleinrichtung 1252 gegeben, die die Quadratwurzel ihrer Eingangsgröße bildet und ein endgültiges Q-Korrelationssignal 1253 erzeugt.
Ausführungsformen und andere Aspekte der hier beschriebenen Erfindung einschließlich der im folgenden beschriebenen System-Ausführungsformen können in Verbindung mit Erfindungen ausgeführt oder eingesetzt werden, die ganz oder teilweise in den Patenten, Veröffentlichungen und anhängigen Anmeldungen beschrieben sind, die hier angegeben sind sowie in dem US-Patent 5 455 822 und dem US-Patent 6 088 590 beschrieben sind.
14C zeigt ein bevorzugtes Kommunikationsprotokoll. Nach 14C enthält eine Abfrageschleife 1380 ("Hauptrahmen") mehrere Zeitschlitze 1381 ("Ne benrahmen"). Jeder Nebenrahmen 1381 enthält vorzugsweise den Inhalt der Nachrichtenübertragung zwischen einer Basisstation (beispielsweise einer zellulären Station) und einer Benutzerstation (zum Beispiel einem mobilen Teilnehmer), und zwar im Zeitduplexbetrieb, das heißt, die Basisstation sendet an eine Benutzerstation und die Benutzerstation sendet zur Basisstation innerhalb desselben Nebenrahmens 1381 zurück.
Wie in der auseinandergezogenen Darstellung in 14C gezeigt ist, umfaßt ein Nebenrahmen 1381 vorzugsweise eine Mobil- oder Benutzerübertragung 1382, die einer Basisübertragung 1383 vorausgeht (in der Figur steht Tx für Übertragung). Der Nebenrahmen 1381 umfaßt außerdem eine variable Funkverzögerungslücke 1384, die der Benutzerübertragung 1382 vorausgeht, gefolgt von einer Umlauflücke 1388 und einer Schutzzeitlücke 1389. Nach der Lücke 1389 folgt die Basisübertragung 1383, an die sich eine weitere Umlauflücke 1393 anschließt. Die Benutzerübertragung 1382 umfaßt eine Präambel 1385, eine Präambel-Tonlücke 1391 und ein Basis-Nachrichtenintervall 1392.
Ein weiteres Kommunikationsprotokoll ist in 14A dargestellt. In dem speziellen Protokoll nach 14A umfaßt eine Abfrageschleife 1301 ("Hauptrahmen") mehrere Zeitschlitze 1302 ("Nebenrahmen"). Jeder Nebenrahmen 1302 umfaßt den Kommunikationsinhalt zwischen einer Basisstation (zum Beispiel einer zellularen Station) und einer Benutzerstation (zum Beispiel einem Mobilteilnehmer) im Zeitduplex. Das heißt: die Basisstation sendet zu einer Benutzerstation und die Benutzerstation sendet innerhalb des gleichen Nebenrahmens 1202 zu der Basisstation zurück.
Wie speziell in der auseinandergezogenen Darstellung der 14A gezeigt ist, umfaßt ein Nebenrahmen 1302 eine Leistungs-Steuerimpulsübertragung 1304 seitens der Benutzerstation hin zu der Basisstation, eine Basisstationsübertragung 1305 und eine Benutzerstationsübertragung 1306, jeweils eingefaßt von Schutzbändern 1303. Einzelheiten bezüglich der Leistungs-Steuerimpulsübertragung 1304 finden sich in dem US-Patent 6 088 590 vom 1. August 1994.
Die Basisstationübertragung 1305 und die Benutzerstationübertragung 1306 haben ähnlichen Aufbau, so daß die folgende Beschreibung der Basisstationsübertragung 1305 gleichermaßen Anwendung findet bei der Benutzerstationsübertragung 1306.
Die Basisstationsübertragung 1305 umfaßt eine Zwischenrahmen-Lücke 1351, einen angepaßten Filtercode 1352, einen ersten Füllcode 1353, eine Datensequenz 1354 und einen zweiten Füllcode 1355, der dem ersten Füllcode 1353 ähnelt. Die Zwischenrahmen-Lücke 1351 kann eine Dauer von vier Chips umfassen. Der angepaßte Filtercode 1352 kann eine Dauer von 48 Chips haben. Der erste Füllcode 1353 kann eine Dauer von 16 Chips haben. Die Datensequenz 1354 kann ein oder mehrere Symbolcodes mit jeweils 32 Chips, 2048 Chips oder irgendeiner anderen Anzahl von Chips aufweisen, wobei die Dauer von der Datenrate der Übertragung zwischen Basisstation und Benutzerstation abhängt. Der zweite Füllcode 1355 kann eine ausreichende Anzahl von Chips mit einer Dauer haben, welche den Nebenrahmen 1302 vervollständigt. Mehrere Nebenrahmen 1302 können einen Kanal ausmachen.
Die Füllcodes 1353, 1355 enthalten vorzugsweise jeweils einen Code, der eine geringe Kreuzkorrelation mit jedem der Symbolcodes besitzt, sie können ein wiederholtes Muster aufweisen, beispielsweise in der Form "0 1 0 1 ..." oder "0 0 1 1 ... ". Die Zwischenrahmen-Lücke 1351 kann den gleichen Code haben wie einer der Füllcodes oder wie beide Füllcodes 1353, 1355. Letztere werden hauptsächlich zu dem Zweck des Startens des Modulators in einem bekannten Zustand zu Beginn einer Übertragung erzeugt, um zu vermeiden, daß der Sender für eine Zeitspanne aus- und eingeschaltet wird, in welcher der Füllcode 1305 übertragen wird. Die Füllcodes 1353 und 1355 können zusätzlich so ge wählt werden, daß die spektrale Charakteristik der Gesamtübertragung verbessert wird. Ein Beispiel für eine SQAM-Ausgangswellenform 1370 ist in 14B dargestellt. Die Wellenform 1370 enthält einen 0/0-Übergang 1372, einen 0/1-Übergang 1373 und einen 1/1-Übergang 1374. Jeder der Übergänge 1372, 1373 und 1374 umfaßt acht diskrete Punkte 1371 entsprechend den Werten, die von der 4-15-I-Nachschlagetabelle 1332 (oder der Q-Nachschlagetabelle 1334) ausgewählt wurden. Der Effekt des (nicht gezeigten) Tiefpaßfilters auf die Ausgangssignale eines Wellenformgenerators besteht in der Glättung der Wellenform 1370 zwischen diskreten Punkten 1371.
16A und 16B–16C sind Blockdiagramme zweier unterschiedlicher Ausgestaltungen eines Empfängers zum Erkennen von Phaseninformation in einem empfangenen, differentiell phasencodierten CPM-Signal. Nach 16A enthält ein Empfänger 2501 einen CPM-Korrelator 2502, der ein reales Korrelationssignal 2511 und ein imaginäres Korrelationssignal 2512 ansprechend auf den Empfang eines phasencodierten CPM-Signals erzeugt. Der CPM-Korrelator 2502 nach 16A kann ausgeführt werden als einer der CPM-Korrelatoren gemäß 10 oder 12 entsprechend der Erfindung, die reale und imaginäre Korrelationssignale erzeugen. Bei der speziellen Ausführungsform nach 16A wird ein anderer Korrelator verwendet.
Das reale Korrelationssignal 2511 und das imaginäre Korrelationssignal 2512 werden auf einen Phasendiskriminator 2510 gegeben, der ansprechend darauf den Phasenwinkel des empfangenen Signals ermittelt. In einer bevorzugten Ausführungsform bestimmt der Phasendiskriminator 2510 nicht den exakten Phasenwinkel des Empfangssignals, sondern nur einen Sektor, in welchem der Phasenwinkel liegt. Die Arbeitsweise des Phasendiskriminators 2510 läßt sich anhand der 18A erläutern. 18A ist eine Phasenwinkel-Graphik in Form eines Kreises 2701, der in mehrere Sektoren 2702 unterteilt ist. Die X-Achse des Graphen nach 18A entspricht einem realen, die Y-Achse des Graphen nach 18A entspricht einem imaginären Korrelationswert. Einen verlustlosen Übertragungskanal und die Möglichkeit einer perfekten Korrelation vorausgesetzt, kann man den realen Korrelationswert und den imaginären Korrelationswert betrachten, als bildeten sie Koordinaten <Re, Im> für jedes Symbol, das sich irgendwo auf dem Kreis 2701 befindet. In anderen Worten: der Gesamt-Korrelationsbetrag C für ein korreliertes Symbol wäre immer der gleiche (Re² + Im² = C²), allerdings würde sich der Phasenwinkel abhängig von der relativen Phasendifferenz zwischen senderseitigen und empfängerseitigen Takten entlang dem Kreis 2701 ändern.
Weil man davon ausgehen kann, daß der Übertragungskanal verlustbehaftet ist und Rauschstörungen ausgesetzt ist, und daß außerdem die Korrelator-Hardware praktische Beschränkungen aufweist, kann der Gesamt-Korrelationsbetrag C für ein korreliertes Symbol anders sein als der Gesamt-Korrelationswert, wie er durch den Kreis 2701 dargestellt wird. Damit können der reale und der imaginäre Korrelationswert <Re, Im> grundsätzlich irgendwo innerhalb oder sogar außerhalb des Kreises 2701 liegen.
Der Phasendiskriminator 2510 ermittelt die Phase des empfangenen CPM-Signals dadurch, daß er das Vorzeichen des realen Korrelationssignals 2511 und dasjenige des imaginären Korrelationssignals 2512 ermittelt und die relativen Beträge dieser beiden Signale 2511 und 2512 miteinander vergleicht. Basierend auf der so hergeleiteten Information stellt der Phasendiskriminator 2510 den Sektor 2702 fest, in den der Phasenwinkel fällt.
Im einzelnen: das reale Korrelationssignal 2511 wird von dem Komparator 2517 mit Null verglichen, um ein reales Vorzeichensignal 2523 auszugeben. Das imaginäre Korrelationssignal 2512 wird von einem Komparator 2515 mit Null verglichen, um ein imaginäres Vorzeichensignal 2521 auszugeben. Die relativen Beträge der realen und imaginären Korrelationssignale 2511 bzw. 2510 werden von einem Betragskomparator 2516 miteinander verglichen, der ein Größenvergleichssignal 2522 ausgibt. Der Größenkomparator 2516 und die Komparatoren 2515 und 2517 können entweder analog oder digital arbeiten, abhängig davon, ob das reale Korrelationssignal 2511 und das imaginäre Korrelationssignal 2512 analoge oder digitale Signale sind.
Das reale Vorzeichensignal 2523, das imaginäre Vorzeichensignal 2521 und das Größenvergleichssignal 2522 werden auf einen Sektorlogikblock 2530 gekoppelt, der ein Phasensektorsignal 2531 ausgibt, welches den Sektor 2702 des empfangenen Phasenwinkels gemäß 18A kennzeichnet. Die Sektoren 2702 in 18A sind folgendermaßen angeordnet: jeder Sektor 2702 deckt eine Zone von 45° des Kreises 2701 ab, wobei jedes Paar einander benachbarter Sektoren 2702 einen Quadranten definiert. Auf diese Weise definieren die Sektoren 0 und 1 den ersten Quadranten, die Sektoren 2 und 3 einen zweiten Quadranten, Sektoren 4 und 5 einen dritten Quadranten und Sektoren 6 und 7 einen vierten Quadranten. Das reale Vorzeichensignal 2523 und das imaginäre Vorzeichensignal 2521 legen gemeinsam den Quadranten des Phasenwinkels fest, während das Größenvergleichssignal 2522 festlegt, in welchem Sektor 2702 des Quadranten der Phasenwinkel liegt.
Wenn zum Beispiel das Vorzeichen des realen Korrelationssignals 2511 und das Vorzeichen des imaginären Korrelationssignals 2512 beide positiv sind, läßt sich daraus folgern, daß der Phasenwinkel in dem durch die Sektoren 0 und 1 definierten Quadranten liegt. Das Größenvergleichssignal 2522 legt dann fest, in welchem Sektor 0 und 1 der Phasenwinkel liegt. Wenn das reale Korrelationssignal 2511 (das heißt die erste Koordinate Re des Paares <Re, Im>) im Betrag nach dem imaginären Korrelationssignal 2512 (das heißt der zweiten Korrdinate Im des Paares <Re, Im>) gleicht, liegt der Phasenwinkel an der 45°-Grenze zwischen den Sektoren 0 und 1. Ist das reale Korrelationssignal 2511 vom Betrag her größer als das imaginäre Korrelationssignal 2512, so liegt der Phasen winkel unterhalb der 45°-Grenze zwischen den Sektoren 0 und 1, liegt also in dem Sektor 0. Ähnlich gilt: wenn das reale Korrelationssignal 2512 im Betrag kleiner als das imaginäre Korrelationssignal 2512 ist, liegt der Phasenwinkel oberhalb der 45°-Grenze zwischen den Sektoren 0 und 1, also im Sektor 1.
Die Tabelle 25-1 veranschaulicht die acht möglichen Kombinationen des Vorzeichens des realen Korrelationssignals, des Vorzeichens des imaginären Korrelationssignals und des relativen Betrags der realen und imaginären Korrelationssignale für die in 18A gezeigte Sektoranordnung.
Tabelle 25-1
Der Phasenlogikblock 2530 implementiert die Tabelle 25-1, und ansprechend auf seine Eingangssignale gibt er ein drei Bits umfassendes Phasensektorsignal 2531 aus, welches den Sektor kennzeichnet, in welchem der Phasenwinkel liegt.
Nachdem der Sektor des Phasenwinkels bestimmt ist, läßt sich die Phaseninformation des empfangenen Signals decodieren, indem der laufende Phasensektor mit dem vorhergehenden Phasensektor verglichen wird. Unterscheidet sich der laufende Phasensektor vom vorhergehenden Phasensektor um einen Betrag, der näher bei 0° als bei 180° liegt, läßt sich daraus schließen, daß es im empfangenen Signal keine Phasenänderung gegeben hat und daß daher die in dem empfangenen Signal codierte Phaseninformation ein 0-Bit ist. Wenn hin gegen der laufende Phasensektor vom vorhergehenden Phasensektor um einen Betrag abweicht, der näher bei 180° als bei 100° liegt, so läßt sich hieraus schließen, daß in dem empfangenen Signal eine Phasenumkehr stattgefunden hat, so daß die in dem empfangenen Signal codierte Phaseninformation ein 1-Bit ist.
Der Phasensektorvergleich läßt sich weiter anhand der 18A erläutern. Als Beispiel sei angenommen, daß der vorhergehende Phasensektor der Sektor 0 war. Wenn in diesem Fall der laufende Phasensektor einer der Sektoren 0, 1 oder 7 ist, läßt sich hieraus schließen, daß es in dem empfangenen Signal keine Phasenänderung gegeben hat und daß daher die in dem empfangenen Signal enthaltene Phaseninformation ein 0-Bit ist. Wenn andererseits der laufende Phasensektor einer der Sektoren 3, 4 oder 5 ist, läßt sich daraus schließen, daß es im empfangenen Signal eine Phasenumkehr gegeben hat und daß daher die in dem empfangenen Signal enthaltene Phaseninformation einem 1-Bit entspricht. Wenn allerdings der laufende Phasensektor entweder der Sektor 2 oder 6 ist, so läßt sich hieraus nicht zwingend schließen, ob in dem empfangenen Signal eine Phasenumkehr stattgefunden hat oder nicht. Der Grund für diese Nicht-Eindeutigkeit ist der, daß der Phasenwinkel für jede Symbolperiode bezüglich eines 45°-Sektors approximiert wird und nicht in einer feineren Unterteilung gemessen wird. Versuche haben gezeigt, daß, wenn der laufende Phasensektor in irgendeinen Sektor bei einer 90°-Orientierung bezüglich des vorausgehenden Phasensektors fällt, die bevorzugte Behandlung dieser Situation bedeutet, daß keine Phasenumkehr stattgefunden hat. Beim vorliegenden Beispiel wird also, wenn der laufende Phasensektor entweder der Sektor 2 oder der Sektor 6 ist, die Phasenänderung wie 0° behandelt, und die Phaseninformation ist angenommenerweise ein 0-Bit.
Allgemeiner gesprochen: wenn der laufende Phasensektor sich in zwei Sektoren 2702 des vorausgehenden Phasensektors befindet, läßt sich daraus schlie ßen, daß im empfangenen Signal keine Phasenänderung erfolgt ist. Befindet sich hingegen der laufende Phasensektor um mehr als zwei Sektoren 2702 vom vorhergehenden Phasensektor entfernt, so kann gefolgert werden, daß im empfangenen Signal eine Phasenumkehr stattgefunden hat.
16B und 16C sind Blockdiagramme einer alternativen Ausführungsform eines Empfängers mit Phasendecodierfähigkeit, beispielsweise der Fähigkeit zum Codieren einer Phaseninformation in einem empfangenen, differentiell phasencodierten CPM-Signal. Nach 16B enthält ein Empfänger 2551 einen CPM-Korrelator 2552, der ein reales Korrelationssignal 2561 und ein imaginäres Korrelationssignal 2562 ansprechend auf den Empfang eines phasencodierten CPM-Signals erzeugt. Der CPM-Korrelator 2552 nach 25B kann ausgeführt werden wie einer der CPM-Korrelatoren der 10 oder 12 gemäß der Erfindung, die reale und imaginäre Korrelationssignale erzeugen. Bei der speziellen Ausführungsform nach 16 wird ein anderer Korrelator verwendet.
Das reale Korrelationssignal 2561 und das imaginäre Korrelationssignal 2562 werden auf einen Phasendiskriminator 2560 gegeben, der ansprechend darauf den Phasenwinkel des empfangenen Signals ermittelt. In einer bevorzugten Ausführungsform bestimmt der Phasendiskriminator 2560 den exakten Phasenwinkel des empfangenen Signals, sondern nur den Sektor, in welchem der Phasenwinkel liegt. Die Arbeitsweise des Phasendiskriminators 2560 läßt siceh anhand der 18B erläutern, bei der es sich um eine Phasenkarte handelt, die einen in mehrere Sektoren 2722 aufgeteilten Kreis 2721 darstellt, ähnlich wie 18A. Der Phasendiskriminator 2560 ermittelt, in welchem Sektor 2722 der Phasenwinkel des empfangenen Signals liegt, von der Funktion her ist er also ähnlich dem Phasendiskriminator 2510 aus 16A.
In einer bevorzugten Ausführungsform werden das reale Korrelationssignal 2561 und das imaginäre Korrelationssignal 2562 mit Hilfe von Integratoren 2553 und 2554 hergeleitet, wobei die Integratoren jeweils einen digitalen Zähler enthalten. Damit geben die Integratoren 2553 und 2554 jeweils ein binäres Zählsignal aus, welches einem Korrekturwert entspricht, beispielsweise ein fünf Bits umfassendes Binärsignal. Das reale Korrelationssignal 2561 und das imaginäre Korrelationssignal 2562 werden jeweils auf einen Tronkierungsblock 2565 gegeben, der vorzugsweise eine vorbestimmte Anzahl der höchstwertigen Bits am Eingang auswählt.
In einer speziellen Ausgestaltung enthalten die Integratoren 2553 und 2554 jeweils digitale Aufwärtszähler, und das reale Korrelationssignal 2561 und das imaginäre Korrelationssignal 2562 enthalten jeweils ein erstes Vorzeichenbit, gefolgt von vier Betragsbits. Bei dieser Ausführungsform bedeutet ein Korrelationswert von 32 (binär 11111) eine maximale positive Korrelation, ein Korrelationswert von 15 (binär 01111) oder 16 (binär 10000) bedeutet eine minimale Korrelation, und ein Korrelationswert von 0 (binär 00000) bedeutet eine maximale negative Korrelation. In einer bevorzugten Ausführungsform sind die Integratoren 2553 und 2554 als sechs Bits umfassende Digitalzähler ausgebildet, so daß ein maximaler positiver Korrelationswert von 32 (binär 100000) anstelle von 31 erreicht wird.
Bei dem Empfänger nach 16B wählt der Tronkierungsblock 2565 die drei höchstwertigen Bits des realen Korrelationssignals 2561 und die drei höchstwertigen Bits des imaginären Korrelationssignals 2562 aus. Der Phasendiskriminator 2560 verwendet diese trunkierten Korrelationswerte zur Abschätzung des Phasenwinkels gemäß der allgemeinen Gleichung ϕ = Arctan(Im/Re). Weil der trunkierte Korrelationswert einen Bereich von Korrelationswerte repräsentiert, wird ein Mittelwert für jeden trunkierten Wert gewählt, der bei der Arctan-Berechnung verwendet wird. In einer bevorzugten Ausführungsform wird der für jeden trunkierten Wert gewählte Mittelwert gemäß folgender Tabelle 25-2 ausgewählt.
Tabelle 25-2
Durch Verwendung von drei Bits aus dem realen Korrelationssignal 2561 und drei Bits aus dem imaginären Korrelationssignal 2562 zur Abschätzung des Phasenwinkels wird der Phasenwinkel in eine von 64 möglichen Stellen innerhalb der Phasenkarte nach 27B quantisiert. Die anderen möglichen Phasenwinkel und die resultierende Sektorlage lassen sich aus der nachstehenden Tabelle 25-3 ermitteln, in der "real" für den trunkierten realen Korrelationswert steht, "imag" für den trunkierten imaginären Korrelationswert steht, "realer Vektorwert" ein mittlerer realer Korrelationswert ist, der basierend auf dem trunkierten realen Korrelationswert nach Tabelle 25-2 ausgewählt wurde, "Imag Vektorwert" der mittlere imaginäre Korrelationswert ist, der basierend auf dem imaginären Korrelationswert gemäß Tabelle 25-2 ausgewählt wurde, "Phase" der basierend auf dem Arctan des realen Vektorwerts und dem Imag-Vektorwert berechnete Phasenwinkel ist und "Sektor" sich auf den Sektor bezieht, in welchem der Phasenwinkel liegt, entsprechend einer bevorzugten Sektorkarte, wie sie in 18C gezeigt ist.
Tabelle 25-3
18C ist ein Diagramm einer bevorzugten Sektorkarte. 18C zeigt einen Kreis 2741 (ähnlich dem Kreis 2721 in 27B) mit mehreren Sektoren 2742. Der Kreis 2741 ist in Sektoren 2742 unterteilt, die mit Sektor 0, 1, 2, ... F bezeichnet sind, entsprechend der folgenden Tabelle 25-4.
Tabelle 25-4
In einer bevorzugten Ausgestaltung wird der Sektor für den laufenden Phasen winkel unter Verwendung eines sechs Bits umfassenden Signals 2566 bestimmt, welches das trunkierte reale und das trunkierte imaginäre Korrelationssignal als eine Adresse 2570 für eine Sektor-Nachschlagetabelle 2571 enthält. Die Sektor-Nachschlagetabelle 2571 kann zum Beispiel die Form eines ROM oder eines anderen nicht-flüchtigen Speichers haben, und sie gibt ein vier Bits umfassendes binäres Sektorsignal 2573 aus, welches angibt, in welchem der 16 Sektoren 2742 der Phasenwinkel liegt. In einer bevorzugten Ausgestaltung werden die Inhalte der Sektor-Nachschlagetabelle 2571 gemäß der Tabelle 25-5 ausgewählt.
Tabelle 25-5
Nachdem der laufende Dektor bestimmt ist, läßt sich die Phaseninformation des empfangenen Signals in ähnlicher Weise erkennen, wie es in Verbindung mit 16A erläutert wurde. Eine bevorzugte Ausführungsform einer Phasendecodierschaltung ist in 16C gezeigt. In 16B und in größerer Einzelheit noch in 16C sind Adressenleitungen 2570 gezeigt, die an eine Sektor-Nachschlagetabelle 2571 angeschlossen ist, die ein Sektorsignal 2573 abgibt. 16C zeigt außerdem das Sektorsignal 2573, das an einem Register 2580 anliegt, welches den vorausgehenden Sektorwert speichert. Das vorausgehende Sektorsignal 2581 wird von dem Register 2580 ausgegeben und gelangt an eine Gruppe von Eingängen eines Subtrahierers 2585, und das Sektorsignal 2573 wird an einen weiteren Satz von Eingängen des Subtrahierers 2585 gelegt. Der Subtrahierer 2585 subtrahiert seine Eingangsgrößen und erzeugt ein Sektor-Differenzsignal 2586.
Das Sektor-Differenzsignal 2586 dient zum Herleiten codierter Phaseninformation. Befindet sich der laufende Phasensektor innerhalb von vier Sektoren 2742 des vorausgehenden Phasensektors, so läßt sich hieraus schließen, daß in dem empfangenen Signal keine Phasenänderung stattgefunden hat und daher die in dem empfangenen Signal enthaltene Phaseninformation ein 0-Bit ist. Befindet sich hingegen der laufende Phasensektor in einer Entfernung von mehr als vier Sektoren 2742 von dem vorausgehenden Phasensektor, so läßt sich hieraus schließen, daß in dem empfangenen Signal eine Phasenumkehr erfolgt ist und die in dem Signal enthaltene Phaseninformation folglich einem 1-Bit entspricht. Dementsprechend wird das Sektor-Differenzsignal 2586 als eine Adresse an eine Phasenbit-Nachschlagetabelle 2590 gelegt, die ein Phasen-Bit-Signal 2591 ausgibt, welches ein 0-Bit oder ein 1-Bit enthält, abhängig vom Wert des Sektor-Differenzsignals 2586. In einer bevorzugten Ausführungsform enthält die Phasen-Bit-Nachschlagetabelle 2590 einen ROM oder einen anderen nicht-flüchtigen Speicher, dessen Inhalt in Tabelle 25-6 angegeben ist.
Tabelle 25-6
Man kann sehen, daß der 16-Sektor-Empfänger nach 18C ähnlich wie der 8-Sektor-Empfänger nach 18A zwei Sektoren 2742 mit Nicht-Eindeutigkeit besitzt, die bezüglich des vorausgehenden Phasensektors um 90° ausgerichtet sind. Weil hier aber mehr Sektoren 2742 in dem Empfänger nach 18C vorhanden sind als in dem Empfänger nach 18A, und folglich eine geringere Sektorgröße gegeben ist, werden die nicht-eindeutigen Zonen in dem Empfänger nach 18C verkleinert. Durch Erhöhen der Anzahl von Sektoren (was beispielsweise durch Erhöhen der Anzahl von Bits für die Korrelationssignale 2561 und 2562 zur Berechnung des Phasenwinkels geschehen kann) läßt sich die Sektorgröße weiter verkleinern, um auf diese Weise die Gesamtzone für Nicht-Eindeutigkeit zu verkleinern. Wie bei dem Empfänger nach 18A gilt für eine Phasendifferenz, die in eine nicht-eindeutige Zone fällt, daß diese als kennzeichnend für keine Phasenumkehr behandelt wird, das heißt die Phaseninformation wird als 0-Bit behandelt.
17 ist ein Blockdiagramm eines bevorzugten Empfängers zum Durchführen einer Phasendecodierung einer 32-Symbol-Übertragungsmethode für den in den 16B und 16C gezeigten Empfänger. In 17 wird ein empfangenes Signal 2605 auf mehrere CPM-Korrelatoren 2610 (zum Beispiel 32 unterschiedliche Korrelatoren) gegeben. Jeder der CPM-Korrelatoren 2610 kann ausgeführt werden wie einer der CPM-Korrelatoren, die in 10 oder 12 gezeigt sind. Jeder CPM-Korrelator 2610 gibt gleichzeitig ein reales Korre lationssignal 2612, ein imaginäres Korrelationssignal 2613 und ein vereintes Korrelationssignal 2611 ansprechend auf den Empfang eines ankommenden Signals 2605 aus.
Das Korrelationssignal 2611 von jedem der CPM-Korrelatoren 2610 wird auf einen Bester-von-M-Detektor 2620 gegeben, der die relativen Beträge jedes der vereinten Korrelationssignale 2611 vergleicht und dasjenige auswählt, das das höchste Maß an Korrelation aufweist. Der Bester-aus-M-Detektor 2620 gibt ein Signal 2621 aus, welches angibt, welches der 32 Symbole das höchste Korrelationsmaß besitzt. Das Signal 2621 wird als Auswahl-Steuersignal auf einen Real-Korrelationssignal-Multiplexer 2625 gegeben, außerdem auf einen Imaginär-Korrelationssignal-Multiplexer 2626. Die Real-Korrelationssignale 2612 von jedem der CPM-Korrelatoren 2610 werden als Eingangsgrößen auf den Real-Korrelationssignal-Multiplexer 2625 gegeben, und die Imaginär-Korrelationssignale 2613 von den CPM-Korrelatoren 2610 werden als Eingangsgrößen auf den Imaginär-Korrelationssignal-Multiplexer 2620 gegeben. Ansprechend auf das Signal 2621 werden das Real-Korrelationssignal 2612 und das Imaginär-Korrelationssignal 2613 entsprechend dem Symbol mit der höchsten Korrelation von dem Multiplexer 2612 bzw. dem Multiplexer 2626 ausgegeben als ausgewähltes Real-Korrelationssignal 2627 bzw. ausgewähltes Imaginär-Korrelationssignal 2628.
Das ausgewählte Real-Korrelationssignal 2627 und das ausgewählte Imaginär-Korrelationssignal 2628 werden auf einen Phasenberechnungsblock 2630 gegeben, der ein Phasenabschätzsignal 2631 ausgibt, welches auf einen Vorphasen-Abschätzspeicher 2635 und einen Subtrahierer 2640 gegeben wird. Der Subtrahierer 2640 berechnet die Differenz zwischen dem Phasenabschätzsignal 2631 und dem Vorphasen-Abschätzsignal 2636 im Vorphasen-Abschätzspeicher 2635, um hierdurch ein Phasendifferenzsignal 2641 zu bilden, welches auf einen Betragsvergleicher 2642 gegeben wird, der die phasenco dierte Information ermittelt. Der Phasenberechnungsblock 2630, der Vorphasen-Abschätzspeicher 2635, der Subtrahierer 2640 und der Größenvergleicher 2624 können grundsätzlich als Sektor-Nachschlagetabelle 2571, Register 2580, Subtrahierer 2585 und Phasen-Bit-Nachschlagetabelle 2590 gemäß 16C ausgeführt sein.
Die oben beschriebenen Methoden für eine Einzelbit- oder Zweiphasen-Codierung lassen sich auch auf andere Niveaus der Codierung anwenden, beispielsweise auf dreiphasige, vierphasige oder achtphasige Codierung. Bei der vierphasigen Codierung beispielsweise werden zwei Bits des Datensignals in dem Sender für die Phasencodierung verwendet. Für jedes Symbol läßt sich die Phase in einen von vier relativen Zuständen bringen, jeweils 90° gegenüber der vorhergehenden Phase. Der Phasenwinkel läßt sich vorab bezüglich der 16A bis 16C ermitteln. Abhängig von der relativen Phasendifferenz, wie sie durch den laufenden und den vorhergehenden Sektorwert zum Ausdruck kommt, läßt sich einer der vier Phasenzuständen ableiten, und zwei Bits der Phaseninformationsdaten können ansprechend auf den ausgewählten einen Zustand von vier Phasenzuständen wiedergewonnen werden.
Alternative Ausführungsformen
Während hier bevorzugte Ausführungsformen offenbart sind, sind zahlreiche Abwandlungen möglich, die im Schutzumfang der Erfindung liegen, und diese Abweichungen sind für den Fachmann nach Studium der Beschreibung, der Zeichnungen und der Ansprüche ersichtlich.
Während die von dem Sender zu dem Empfänger übertragene Information hier allgemein als "Daten" bezeichnet wird, so beinhaltet dieser Begriff "Daten" sowohl Daten als auch Fehlerkorrekturcodes, Steuerinformation, Protokollinfor mation und andere Signale, die folglich sämtlich im Schutzumfang der Erfindung liegen.
Während die Erfindung hier anhand von Ausführungsformen für CPM-Codiermethoden erläutert wurde, erkennt der Fachmann nach dem Studium der Anmeldungsunterlagen, daß die Anzahl der Codierverfahren, beispielsweise MSK, GMSK, SQAM, SQORC und andere bekannte Spreizspektrummethoden anwendbar sind und in den Schutzumfang der Erfindung fallen. Deshalb ist die Erfindung ausschließlich durch die beigefügten Ansprüche in ihrem Schutzumfang beschränkt.

Claims

Verfahren zum Entspreizen eines stetigen, phasenmodulierten Spreizspektrumsignals, welches aus einer Folge von ungeraden und geraden Chips besteht, umfassend die Schritte: Empfangen des Spreizspektrumsignals (401); Separieren (703; 1003) des Spreizspektrumsignals in ein Realteilsignal (704; 1004) und ein Imaginärteilsignal (705; 1005); Demodulieren (720; 1023) des Realteilsignals zu einer I-Folge von Elementen entsprechend den ungeraden Chips; Demodulieren (730; 1024) des Realteilsignals in eine Q-Folge von Elementen entsprechend den geraden Chips; Demodulieren (740; 1023) des Imaginärteilsignals in eine I-Folge von Elementen entsprechend den ungeraden Chips; Demodulieren (742; 1024) des Imaginärteilsignals in eine Q-Folge von Elementen entsprechend den geraden Chips; Korrelieren (722; 1029, 1033) der realen I-Folge mit den ungeraden Chips, um ein reales I-Korrelationssignal zu erzeugen; Korrelieren (723; 1030, 1034) der realen Q-Folge mit den geraden Chips, um ein reales Q-Korrelationssignal zu erzeugen; Korrelieren (724; 1029, 1033) der imaginären I-Folge mit den ungeraden Chips, um ein imaginäres I-Korrelationssignal zu erzeugen; Korrelieren (725; 1030, 1034) der imaginären Q-Folge mit geraden Chips, um ein imaginäres Q-Korrelationssignal zu erzeugen; und Kombinieren (710; 1010) des realen I-, des realen Q-, des imaginären I- und des imaginären Q-Korrelationssignals zu einem vereinigten Korrelationssignal (711; 1011).
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem das Demodulieren der Realteil- und Imaginärteilsignale in I-Folgen das Demodulieren der Realteil- und Imaginärteilsignale mit einem ersten lokalen Referenzsignal (cosω₁t) zum Generieren der jeweiligen I-Folgen umfaßt; und das Modulieren der Real- und Imaginärteilsignale zu Q-Folgen das Demodulieren der Realteil- und Imaginärteilsignale mit einem zweiten lokalen Referenzsignal (sinω₁t) zum Erzeugen der jeweiligen Q-Folgen umfaßt.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, beidem das Kombinieren das Kombinieren des realen I-Korrelationssignals und des realen Q-Korrelationssignals zur Bildung eines realen Korrelationssignals (706), das Kombinieren des imaginären I-Korrelationssignals und des imaginären Q-Korrelationssignals zum Bilden eines imaginären Korrelationssignals (707) und das Kombinieren (710) des realen Korrelationssignals und des imaginären Korrelationssignals zu einem endgültigen Korrelationssignal umfaßt.
Verfahren nach mindestens einem der Ansprüche 1, 2 und 3, bei dem das Demodulieren der Realteil- und Imaginärteilsignale zu I-Folgen das Demodulieren unter Verwendung eines ersten nicht-kohärenten lokalen Referenzsignals beinhaltet, und bei dem das Demodulieren der Realteil- und Imaginärteilsignale zu Q-Folgen das Demodulieren unter Verwenden eines zweiten, nicht-kohärenten lokalen Referenzsignals beinhaltet, wobei das zweite, nicht-kohärente lokale Referenzsignal die gleiche Frequenz wie das erste nicht-kohärente lokale Referenzsignal besitzt, gegenüber diesem aber in der Phase um 90 Grad verschoben ist.
Verfahren nach mindestens einem der obigen Ansprüche, bei dem das Modulieren des Realteilsignals und des Imaginärteilsignals weiterhin das Erzeugen einer lokalen Cosinuswellenform und einer lokalen Sinuswellenform beinhaltet, von denen jede Wellenform im wesentlichen die gleiche Frequenz (ω₁t) aufweist.
Verfahren nach mindestens einem der obigen Ansprüche, bei dem das Korrelieren der realen und imaginären I-Folgen das Integrieren (1033) der jeweiligen I-Folgen zum Erzeugen zugehöriger I-Korrelationssignale (1037) umfaßt, und das Korrelieren der realen und imaginären Q-Folgen das Integrieren (1033) der jeweiligen Q-Folgen zum Erzeugen zugehöriger Q-Korrelationssignale (1038) umfaßt.
Verfahren nach mindestens einem der obigen Ansprüche: bei dem das Korrelieren der realen I-Folge das Multiplizieren (1029) des realen I-Signals mit einem ungeraden Chip-Signal I(t), welches die ungeraden Chips einer Chipfolge repräsentiert, umfaßt, um ein reales I-Produktsignal zu erzeugen, außerdem das Integrieren (1033) des realen I-Produktsignals, um ein reales I-Korrelationssignal (1037) zu bilden; bei dem das Korrelieren der imaginären I-Folge das Multiplizieren (1029) des imaginären I-Signals mit dem ungeraden Chip-Signal I(t) zum Erzeugen eines imaginären I-Produktsignals und das Integrieren (1033) des imaginären I-Produktsignals zum Erzeugen eines imaginären I-Korrelationssignal (1037) umfaßt; bei dem das Korrelieren der realen Q-Folge das Multiplizieren (1030) des realen Q-Signals (1022) mit einem geraden Chip-Signal Q(t), welches die geraden Chips der Chipfolge repräsentiert, umfaßt, um ein reales Q-Produktsignal zu erzeugen, außerdem das Integrieren (1034) des realen Q-Produktsignals, um ein reales Q-Korrelationssignal (1038) zu erzeugen; bei dem das Korrelieren der imaginären Q-Folge das Multiplizieren (1030) des imaginären Q-Signals mit einem Inversen des geraden Chip-Signals zum Erzeugen eines imaginären Q-Produktsignals und das Integrieren (1034) des imaginären Q-Produktsignals zum Erzeugen eines imaginären Q-Korrelationssignals (1038) umfaßt; und bei dem das Kombinieren das Summieren (1039) des realen I-Korrelationssignals und des realen Q-Korrelationssignals zu dem realen Korrelationssignal (1006), das Summieren (1039) des imaginären I-Korrelationssignals und des imaginären Q-Korrelationssignals zu dem imaginären Korrelationssignal (1007) und das Kombinieren (1010) des realen Korrelationssignals und des imaginären Korrelationssignals zu einem endgültigen Korrelationssignal (1011) umfaßt.
Vorrichtung zum Entspreizen eines empfangenen stetigen, phasenmodulierten Spreizspektrumsignals (704), umfassend: einen Leistungsteiler (703; 1003) zum Teilen eines empfangenen Spreizspektrumsignals (401) in ein Realteilsignal (704; 1004) und ein Imaginärteilsignal (705; 1005); einen Real-Leistungsteiler zum Teilen des Realteilsignals (704; 1004) in ein erstes Realteilsignal und ein zweites Realteilsignal, die Duplikate voneinander sind; eine Einrichtung (720; 1023) zum Demodulieren des ersten Realteilsignals mit einem zweiten nicht-kohärenten lokalen Referenzsignal, um ein reales I-Signal zu erzeugen; eine Einrichtung (730; 1024) zum Demodulieren des zweiten Realteilsignals mit Hilfe eines zweiten nicht-kohärenten lokalen Referenzsignals, um ein reales Q-Signal zu erzeugen, wobei das zweite nicht-kohärente lokale Referenzsignal gegenüber dem ersten nicht-kohärenten lokalen Referenzsignal in der Phase um 90 Grad verschoben ist; einen ersten Korrelator (715; 1033, 1034) zum Korrelieren des realen I-Signals und zum Korrelieren des realen Q-Signals und zum Erzeugen eines realen Korrelationssignals (707); einen Imaginär-Leistungsteiler zum Teilen des Imaginärteilsignals in ein erstes Imaginärteilsignal und ein zweites Imaginärteilsignal, die Duplikate voneinander sind; eine Einrichtung (740; 1023) zum Demodulieren des ersten Imaginärteilsignals mit dem ersten nicht-kohärenten lokalen Referenzsignal, um ein imaginäres I-Signal zu erzeugen; eine Einrichtung (742; 1024) zum Demodulieren des zweiten Imaginärteilsignals mit dem zweiten, nicht-kohärenten lokalen Referenzsignal, um ein imaginäres Q-Signal zu erzeugen; einen zweiten Korrelator (715; 1033, 1034) zum Korrelieren des imaginären I-Signals und zum Korrelieren des imaginären Q-Signals und zum Erzeugen eines imaginären Korrelationssignals (707); und eine Einrichtung (710; 1010) zum Kombinieren des realen Korrelationssignals und des imaginären Korrelationssignals.
Vorrichtung nach Anspruch 8, bei der die Einrichtung (710; 1010) zum Kombinieren einer Einrichtung (707, 708, 710; 1008, 1009, 1010, 1012) zum Berechnen der Wurzel einer Summe eines Quadrats des realen Korrelationssignals und eines Quadrats des imaginären Korrelationssignals aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 8 oder 9, bei der der ersten Korrelator und der zweite Korrelator jeweils aufweisen: einen I-Multiplizierer (1029) zum Multiplizieren des I-Signals mit einem ungeraden Chip-Signal, welches die ungeraden Chips einer Chipfolge repräsentiert, und zum Erzeugen eines I-Produktsignals; einen Q-Multiplizierer (1030) zum Multiplizieren des Q-Signals entweder mit einem geraden Chip-Signal, welches die geraden Chips der Chipfolge für den ersten Korrelator repräsentiert, oder mit dem Inversen der geraden Chips für den zweiten Korrelator, um ein Q-Produktsignal zu erzeugen; einen I-Integrator (1033) zum Integrieren des I-Produktsignals und zum Erzeugen eines I-Korrelationssignals; und einen Q-Integrator (1034) zum Integrieren des Q-Produktsignals und zum Erzeugen eines Q-Korrelationssignals.
Vorrichtung nach Anspruch 10, bei der das ungerade Chip-Signal und das gerade Chip-Signal jeweils eine dreiwertige RZ-Wellenform aufweisen.
Vorrichtung nach Anspruch 10 oder 11, bei der der erste und der zweite Korrelator jeweils außerdem einen Summierer zum Kombinieren des I-Korrelationssignals und des Q-Korrelationssignals zu dem Korrelationssignal aufweisen.
Vorrichtung nach Anspruch 8 oder 9, bei dem der erste Korrelator aufweist: einen I-Korrelator mit einem Register (726) mit einer Mehrzahl sequentieller Chipstellen zum Empfangen eines I-Signals, mit einer Mehrzahl von Multiplizierern (716) zum Vergleichen alternierender Chipstellen mit ungeraden Chips und zum Erzeugen einer Mehrzahl von Vergleichswerten, und mit einem I-Summierer zum Kombinieren der Vergleichswerte; und einen Q-Korrelator mit einem Register (727) mit einer Mehrzahl sequentieller Chipstellen zum Aufnehmen des Q-Signals, mit einer Mehrzahl von Multiplizierern (716) zum Vergleichen alternativer Chipstellen mit geraden Chips und zum Erzeugen einer Mehrzahl von Vergleichswerten, und mit einem Q-Summierer zum Kombinieren der Vergleichswerte.
Vorrichtung nach mindestens einem der Ansprüche 8 bis 13, bei der der erste und der zweite Korrelator einen ersten und einen zweiten kontinuierlichen Phasenmodulationskorrelator aufweisen.
Spreizspektrumempfänger, umfassend eine Vorrichtung zum Entspreizen eines empfangenen kontinuierlichen, phasenmodulierten Spreizspektrumsignals nach einem der Ansprüche 8 bis 14.