DE69527744T3

DE69527744T3 - Datenpaketempfänger mit getastetem Datenausgang und Hintergrundlichtauslöschung

Info

Publication number: DE69527744T3
Application number: DE69527744T
Authority: DE
Inventors: Theo Wilhelmus Maria Mosch; Robert Gerald Tinton Falls Swartz; Yusuke Mountain Lakes Ota; Richard Arnold Van Wijk
Original assignee: AT&T Network Systems International BV; AT&T Corp
Current assignee: AT&T Network Systems International BV; AT&T Corp
Priority date: 1994-05-02
Filing date: 1995-04-19
Publication date: 2004-03-11
Anticipated expiration: 2015-04-20
Also published as: DE69527744D1; EP0681378A1; EP0681378B1; CA2145707C; US5499244A; JPH07303119A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft digitale Paketdatenempfänger.
Bei einer Form optischer Kommunikation mit steigender kommerzieller Bedeutung wird ein passives Teilen einer Lichtfaser unter mehreren optoelektronischen Quellen und Detektoren benutzt (das hiernach als optische Busleitung bezeichnet wird).
Ein bestimmtes Beispiel der optischen Busleitung ist das in 1 dargestellte passive optische Netz (PON – passive optical network). Hier sind mehrere Endgeräteeinheiten (ONU – optical network units) durch einen oder mehrere passive optische Koppler (POC – passive optical couplers) und Glasfasern mit einem Diensteanbieter (OSU – optical subscriber unit) verbunden, der wiederum der Übergang zu einem externen Netz sein kann. Daten werden innerhalb des Netzes entweder durch Zeitmultiplex oder Wellenmultiplex oder beide übertragen.
In einer gegenwärtig bevorzugten Implementierung eines PON wird der OSU ein Übertragungsmodus 110 von annähernd der Hälfte jedes Zyklus zur Übertragung von Informationen zugeteilt, während die ONU in einem Empfangsmodus „zuhören”. In der zweiten Hälfte jedes Zyklus werden den ONU einzelne Zeitschlitze zugeteilt, in denen Daten 120 übertragen werden können, während die OSU wiederum zuhört. Die durch jede ONU während eines dieser Zeitschlitze (T1–TN) übertragenen Datenburstsignale werden als „Paket" bezeichnet.
In dem am 18. Juni 1991 erteilten US-Patent 5,025,456 und dem am 6. Dezember 1994 erteilten US-Patent 5,371,763 der Anmelderin und der am 13. November 1992 eingereichten und durch Seriennummer 07/976039 gekennzeichneten US-Patentanmeldung der Anmelderin werden mehrere Probleme gelöst, mit denen elektronische Empfängerschaltungen konfrontiert sind, die in derartigen „Burst"-Paketkommunikationssystemen betrieben werden.
Im US-Patent '456 der Anmelderin wird ein Grundverfahren zur dynamischen Herstellung einer Logik-Schwellwertspannung beschrieben, die zwischen den Extremwerten von Burst-Datensignalen zentriert ist, wodurch ein wohlbekanntes Problem gelöst wird. Im US-Patent '763 wird ein Rücksetzverfahren eines Präzisions-Spitzendetektors eingeführt, um das Problem der Bearbeitung von eng beabstandeten Datenpaketen von in großem Umfang variierender Amplitude zu lösen. In der US-Patentanmeldung Seriennummer 07/976039 wird ein Verfahren zum Aufheben von Niederfrequenzsignalen aufgrund von Hintergrundlicht am optischen Bus beschrieben, wodurch ein weiteres Problem gelöst wird.
In gewissen Paketkommunikationsanwendungen kann es vorteilhaft sein, die Kombination eines niederfrequenten Signalkanals mit den hochratigen Paketdaten auf den Bus zu überlagern. Beispielsweise kann dieser niederfrequente Signalkanal zur Entfernungsbestimmung oder zum Übermitteln von Ton- oder Endgerätezustandsinformationen benutzt werden.
Eine zusätzliche Schwierigkeit besteht darin, daß die Burst-Paketdaten spektrale Energie in demselben Frequenzband wie das niederfrequente Signal aufweisen können. Trotzdem darf keiner dieser Kommunikationskanäle die richtige Erkennung eines beliebigen anderen Kanals stören.
Es besteht somit ein Bedarf an einem Burst-Paketdatenempfänger, der die niederfrequenten Signalkanäle zusammen mit den hochratigen Paketdaten richtig erkennen kann.
Nach einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Empfänger nach Anspruch 1 bereitgestellt.
Nach einem weiteren Aspekt der Erfindung wird ein Empfänger nach Anspruch 10 bereitgestellt.
In einer Ausführungsform der Erfindung empfängt ein digitaler Burst-Paketdatenempfänger hochratige Burst-Paketdatensignale in Kombination mit einem Datensignal niedrigerer Frequenz. Der Empfänger enthält einen ersten Detektor zum Erkennen der empfangenen hochratigen Burst-Paketdaten, der während der Zeitdauer zwischen aufeinanderfolgenden Bursts des hochratigen Paketdatensignals rückgesetzt wird. Ein zweiter Detektor tastet das Datensignal niedrigerer Frequenz während eines vorbestimmten Teils der Zeitdauer zwischen aufeinanderfolgenden Bursts der hochratigen Paketdaten ab.
Insbesondere löst die vorliegende Erfindung die Probleme des Empfängers des Standes der Technik, indem sie folgendes bereitstellt:

I. Unabhängige Erkennung von sowohl einem hochratigen Paketdatensignal als auch einem niederfrequenten Datensignal, die auf einem optischen Bus mit derselben optischen Wellenlänge überlagert sind.
II. Ein niederfrequentes Datenerkennungsmittel, das für spektrale Komponenten des hochratigen Paketdatensignals, die sich in das Frequenzband der niederfrequenten Daten erstrecken können, unempfindlich ist
III. Ein hochratiges Paketdatensignalerkennungsmittel, das für das niederfrequente Datensignal und für jedes andere Hintergrundlicht auf dem optischen Bus unempfindlich ist.
IV. Ein niederfrequentes Erkennungsmittel, das den hochratigen Paketdatenweg nicht stört, indem es beispielsweise der Paketlänge, der Paketbeabstandung oder dem Bitprotokoll innerhalb des Pakets Sonderbedingungen auferlegt.

Kurze Beschreibung der Zeichnung
1 stellt ein Beispiel optischer Busleitung in einem passiven optischen Netz (PON) dar, in dem die vorliegende Erfindung benutzt werden kann;
2 zeigt ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Paketempfängers;
3 zeigt ein beispielhaftes empfangenes Burst-Paketdatensignal, das einem niederfrequenten Signal überlagert ist, und die daraus durch den vorliegenden Empfänger erkannten Signale;
4 zeigt eine die Daten und Rücksetzmodi der vorliegenden Erfindung beschreibende Tabelle; und
5 zeigt eine weitere Empfängerausführungsform zur Erkennung von Paketdaten und niederfrequenten Daten.
Ausführliche Beschreibung
Bezugnehmend auf 1 ist dort ein passives optisches Netz (PON) dargestellt, in dem ein erfindungsgemäßer Empfänger benutzt werden kann. In 1 würde jedes Burst-Datenpaket in Zeitschlitzen T1 – TN jeweils von einer von ONU-1 bis ONU-N herstammen. Die Burst-Datenpakete in Zeitschlitzen T1 und T2 sind beispielsweise in 3 als jeweils mit derselben Anzahl von Datenbit und unterschiedlichen Amplituden P1 bzw. P2 dargestellt. Diese Burst-Datenpakete sind als einem niederfrequenten Signal 305 überlagert dargestellt, das ebenfalls von dem Paketempfänger der vorliegenden Erfindung erkannt werden muß.
Um in dem in 1 dargestellten PON wirksam zu sein, muß ein Paketempfänger der vorliegenden Erfindung mehrere Probleme lösen. Als erstes muß der Empfänger dynamisch eine effektive Logik-Schwellspannung herstellen, die zwischen den Extremwerten der Datensignalauslenkung zentriert ist. Im Idealfall wird diese Datenschwelle im wesentlichen während des ersten Bits eines Eingangsdatenbursts bestimmt. Zweitens muß die Empfängerelektronik, da der Bus durch viele verschiedene 0NU-Sender mit gegebenenfalls weit unterschiedlichen Leistungspegeln zeitgeteilt ist, einen weiten Bereich von Paketamplituden bearbeiten können, die nur durch wenige Bitperioden zeitlich getrennt sind. Drittens kann es auf dem Bus aus verschiedenen Gründen optische Hintergrundsignale mit viel niedrigeren Frequenzen als das Datensignal geben. Diese niederfrequenten Signale können unter gewissen Umständen die richtige Erkennung der hochratigen Daten verhindern. Der Empfänger muß verhindern können, daß diese niederfrequenten Signale die richtige Erkennung des Datensignals stören.
Bezugnehmend auf 2 wird die Funktionsweise der vorliegenden Erfindung als beispielsweise in einem Paketempfänger von OSU der 1 implementiert beschrieben. Der Paketempfänger der vorliegenden Erfindung kann beispielsweise für den Empfang und die Auflösung von Burst-Daten in einem Paketformat mit einer vorbestimmten Anzahl von Bit pro Paket benutzt werden, wie es beispielsweise in einer ATM(Asynchronous Transfer Modus-)Anwendung benutzt werden würde.
Der Kern der vorliegenden Paketempfängerschaltung der 2 enthält die Burst-Empfängerarchitektur des US- Patents 5,025,456 der Anmelderin, die aus dem Transimpedanzverstärker A₁ mit Differenzeingang/ausgang, dem Spitzendetektor PD und dem Ausgangsverstärker A₃ besteht.
Bezugnehmend auf 2 werden optische Eingangssignale, die die Datenbit des Burst-Paketdatensignals darstellen, empfangen und durch die Fotodiode PD1 in das Fotostromsignal I_I _N umgewandelt. Die Ströme werden vom Transimpendanzverstärker A₁ in eine Ausgangs-Differenzspannung umgewandelt.
Die Ausgangs-Differenzspannung des Verstärkers A₁ beträgt V + / 0 – V / 0 = I_INZ_T, wobei Z_T die Transimpedanz (Rückkopplungswiderstand) zwischen dem Pluseingang und dem Minusausgang von A₁ ist. Vom Spitzendetektor wird einer der Differenzausgänge von A₁ und dadurch die Hälfte des Netto-Ausgangs abgetastet und im Kondensator C_PD gespeichert. Durch diesen Halbwerts-Bezugspegel I_INZ_T/₂ wird die „momentane Logikschwelle" V_REF festgelegt und an den komplementären (Minus-)Eingang von A₁ während des normalen „Daten-Betriebs" angelegt. Die momentane Logikschwelle VREF wird zu Beginn jedes Signalbursts bestimmt. Die Logikschwelle V_REF wird als dem Halbwertspunkt des Spitzeneingangssignals gleich gesetzt und die nachfolgende Signalverstärkung durch A₁ wird auf diesen Pegel bezogen. Die Bestimmung der Schwelle VREF findet sehr schnell statt und ist im Idealfall bei Abschluß des ersten Bits im Signalburst beendet.
Signalamplitudenschwankungen von Paket zu Paket werden unter Verwendung eines extern vorgesehenen RESET-Eingangssignals zur Kennzeichnung des Abstandes zwischen Paketen wie in dem obenerwähnten Patent 5,371,763 aufgenommen. Durch Rücksetzen nach Empfangen jedes Paketdatenbursts wird sichergestellt, daß der Paketempfänger ein Datenpaket mit geringerer Amplitude P2 (z. B. in T2) erkennen kann, das einem Datenpaket mit größerer Amplitude P1 (z. B. in T1) unmittelbar folgt. Dieses RESET-Eingangssignal ist ein durch eine externe Schaltung erzeugtes Signal zwischen den Paketen, das den zeitlichen Verlauf eines Empfangspakets verfolgt und das Paketende im voraus bestimmen kann. Durch das RESET-Eingangssignal wird eine Schwellwertrücksetzschaltung zum Erzeugen eines Signals „Reset Enable" veranlaßt, das bewirkt, daß die Rücksetzentladungsschaltung den Kondensator C_PD unter Verwendung des Entladungsstroms I_DIS entlädt.
Die Rücksetzentladungsschaltung entlädt das gespeicherte Spitzenamplitudensignal am Kondensator C_PD auf eine Gleichspannung von ungleich Null V_REFO, das im wesentlichen der durch die Spitzendetektorschaltung während der Abwesenheit eines empfangenen Eingangssignals gespeicherten Basis-Gleichspannung gleich ist. Diese Gleichspannung V_REFO wird unter Verwendung einer Präzisionsbezugsschaltung festgelegt. Die Rücksetzentladungsschaltung kann (nicht gezeigte) grobe sowie feine Rücksetzschaltungen enthalten, die durch das RESET-Signal freigegeben werden. Eine grobe Rücksetzschaltung entlädt die Detektorschaltung mit hoher Geschwindigkeit, bis die gespeicherte Spannung in dem Bereich einer vorbestimmten Spannung der Basis-Gleichspannung liegt, wonach sie abgeschaltet wird. Eine feine Rücksetzschaltung entlädt die Detektorschaltung mit niedriger Entladungsgeschwindigkeit, bis die Basis-Gleichspannung erreicht ist.
Die Präzisions-Bezugsschaltung legt eine Bezugsspannung VREFO fest, die einer Basisspannung VREF entspricht, die erzeugt wird, wenn vom Fotodetektor PD1 kein Eingangsstrom I_I _N empfangen wird. Die Präzisionsbezugsschaltung wird als eine Kopie von A1 und dem Spitzendetektor implementiert, nur wird kein Fotodetektor PDl benutzt.
Die neuartigen Fähigkeiten des vorliegenden, in 2 dargestellten Paketempfängers stammen daher, daß er die sehr hochratige Abtast- und Halteschaltung SH1 und Wähler-(Analogmultiplexer-)Schaltungen S1 enthält.
Die Abtast- und Halteschaltung SH1 kann auf wohlbekannte Weise implementiert werden. Man siehe beispielsweise den von Vorenkamp und Verdaasdank geschriebenen und in IEEE Journal of Solid-State Circuits, Band 27, Nr. 7, 7. Juli 1992 veröffentlichten Artikel mit dem Titel „Fully Bipolar, 120-M Sample/s 10-b Track and Hold Circuit" (Voll bipolare 10-b-Folgeund Halteschaltung mit 120-M-Abtastwerten/s).
Mit Hilfe der Abtast- und Halteschaltung SH1, die durch ein Abtaststeuerungseingangssignal. (320 der 3) freigegeben wird, bei dem Taktinformationen aus dem RESET-Signal abgeleitet werden, besitzt der vorliegende Paketempfänger die Fähigkeit, die Amplitude einer niederfrequenten Lichtsignal- (305 der 3) Komponente des Empfängereingangs (300 der 3) in dem kurzen Zeitabstand TQ zwischen Paketen zu erkennen. Diese Amplitudeninformationen werden an einem besonderen Niederfrequenzdaten- bzw. „abgetasteten" Ausgang (340 der 3) bereitgestellt. Der vorliegende Paketempfänger genügt daher provisorisch dem Zweck des obigen Erfordernisses I, indem er sowohl eine hochratige Paketdatenausgabe (330 der 3) und eine niederfrequente abgetastete Datenausgabe (340 der 3) erzeugt.
Durch Abtasten des empfangenen Eingangssignals (300 der 3) während der „ruhigen" Zeit (d. h. 320 tritt während TQ-Pausen auf) zwischen Paketen kann sichergestellt werden, daß kein hochratiges Datensignal vorliegt. Dadurch wird das obige Erfordernis II provisorisch erfüllt.
Nachdem das Niederfrequenzsignal in der Ruhezeit TQ zwischen Paketen abgetastet worden ist, wird dieser Wert von der Abtast- und Halteschaltung SH1 festgehalten und in einen gleichwertigen Differenzstrom (I_COMP der 2) umgewandelt, der während der nachfolgenden hochratigen Datenpaketzeiten (z. B. T1, T2 der 3) von dem empfangenen Eingangsignal abgezogen wird. Man erinnere sich, daß der Verstärker A1 eine Transimpedanz von Z_T aufweist (d. h. δV₀=I_IN*Z_T) . Die Kompensationsschaltung für Hintergrundlicht weist eine gleichwertige Transkonduktanz auf, die ungefähr 1/Z_T beträgt, d. h. den Kehrwert von A₁. Durch diesen „Dunkelwertkompensator" wird die in SHl gespeicherte Spannung linear in einen Ausgangs-Differenzstrom I_COMP entsprechend diesem Kehrwert umgewandelt. Dadurch wird zu allen Zeiten (T1-TN) das niederfrequente Signal (305 der 3) und auch jedes andere gegebenenfalls vorhandene Hintergrundlicht außer in der Ruhezeit TQ zwischen den Paketen effektiv ausgelöscht, so daß es die Burst-Erkennung der hochratigen Paketdaten während der Zeiten T1-TN nicht stört. Dadurch wird das obige Erfordernis III erfüllt.
Durch Datenpaketprotokolle wird sichergestellt, daß eine „ruhige" Zeit TQ zwischen den Datenpaketen besteht. Der Grund dafür ist, (1) daß ein Zeitpolster vorhanden sein muß, um zu verhindern, daß Nachbarpakete (z. B. T1, T2) einander stören, und weil (2) eine RESET-Zeit zum Entladen des Burst-Spitzendetektors als Vorbereitung auf den Empfang des nächsten Pakets erforderlich ist. Infolgedessen wird durch Abtastung während der Ruhezeit TQ (unter Verwendung des Abtastsignals) das obige Erfordernis IV nicht dadurch verletzt, daß sie die Paketdatenprotokolle stört. Während des RESET-Eingangssignals sollte der Ausgangsverstärker A₃ jedoch (durch das Rücksetzsperrsignal) gesperrt werden, während der Spitzendetektor entladen wird. Dies ist deshalb notwendig, weil er anderweitig unbestimmte Ausgaben während der Rücksetzoperation aufweisen würde.
Um stabile Spannungspegel in der Schaltung sicherzustellen, muß normalerweise bis zum Ende der Spitzendetektor-RESET-Operation gewartet werden, ehe mit der oben beschriebenen Abtastoperation zwischen Paketen begonnen werden kann. Das erfordert, daß RESET-Signal- und Abtastsignaloperationen sequentiell durchgeführt werden, wodurch die zur Vollendung dieser Operationen erforderliche Zeit notwendigerweise verlängert wird.
Zum Abtrennen des Spitzendetektors vom Eingangsverstärker A₁ während der RESET/Abtastoperationen wird ein Analogmultiplexer (d. h. Wähler S1 der 2) benutzt, so daß das Rücksetzen des Spitzendetektors gleichzeitig mit der niederfrequenten Abtastung vorangehen kann. Dadurch kann die erforderliche Gesamtzeit beträchtlich verkürzt werden.
In den nachfolgenden Absätzen wird die Funktionsweise der vorliegenden Paketempfängerschaltung der 2 während der DATA- und RESET-Modi betrachtet.
DATA-Modus
Bezugnehmend auf die in 4 gezeigte Tabelle befindet sich das RESET-Signal während des DATA-Modus in einem negativen Zustand. Der Dunkelwertkompensator und der Ausgangsverstärker A₃ sind daher freigegeben, der Wähler S1 wählt die Spitzendetektorausgabe V_REF, die Entladungsschaltung ist gesperrt, die Abtast- und Halteschaltung SH1 befindet sich im Haltemodus und die Abtastausgabe ist konstant.
Zu Beginn eines Datenbursts wird die Hälfte des Spitzenwerts der positiven Differenzausgabe des Verstärkers A₁ im Spitzendetektorkondensator CPD gespeichert und wird durch den hochratigen Wähler S1 (ein Analogmultiplexer mit der Verstärkung Eins) zurück zum Minuseingang des Verstärkers A₁ geleitet. Dieses Halbwertssignal wird am Eingang des Verstärkers A₁ zu einem effektiven Logik-Schwellwert und nachfolgende Datensignale werden in Abhängigkeit davon, ob sie über oder unter diesem Schwellwert liegen, als entweder Logisch EINS oder NULL definiert. Das Differenzsignal vom Verstärker A₁ wird dann weiter durch den Ausgangsverstärker A₃ verstärkt und erscheint an den Ausgängen Q und Q .
RESET-Modus
Gemeinsam auf 2 und 4 bezugnehmend wird am Ende eines Datenpakets während der Ruhezeit TQ ein RESET-Signal zum Paketempfänger abgegeben. Das RESET-Signal bewirkt, daß mehrere Handlungen stattfinden: (a) der hochratige Paketdaten-Ausgangsverstärker A₃ des Empfängers wird gesperrt, d. h. auf einen niedrigen Zustand (Logisch NULL) festgeklemmt (wodurch sichergestellt wird, daß die Ausgabe keine ungewollten Logikübergänge während RESET erleidet); (b) der hochratige Wähler S1 wird so geschaltet, daß er einen festen Gleichstrombezugswert V_REPO zum Minuseingang von A₁ liefert; (c) die Entladungssteuerungsschaltung des Spitzendetektorkondensators C_PD wird aktiviert; und (d) die Dunkelwertkompensatorschaltung wird gesperrt oder abgeschaltet.
Im RESET-Modus wird der Spitzendetektorkondensator C_PD entladen, um die Schaltung auf das nächste Paket vorzubereiten. Ungefähr zur gleichen Zeit kann ein Impuls zur Abtast- und Halteschaltung SH1 gegeben werden. Dadurch wird die Abtast- und Halteschaltung SH1 aktiviert, die die Differenzausgabe des Verstärkers A₁ zu dieser Zeit mißt und speichert. Die Ausgangsspannung des Verstärkers A₁ während der Zeit zwischen den Paketen wird auf niederfrequente Informationen sowie Hintergrundlicht bezogen. Dieses Signal wird zum Abtastpufferspeicher/Verstärker A₄ abgegeben, um eine zu dem zwischen den Paketen vorliegenden Licht proportionale externe Spannung (abgetastete Ausgaben S und S) bereitzustellen.
Am Ende des RESET-Signals wird der Dunkelwertkompensator wieder freigegeben und wandelt das Abtast- und Haltesignal (von SH1) in einen ausgleichenden Eingangs-Differenzstrom I_COMP um. Durch diesen ausgleichenden Differenzstrom I_COMP wird der auf dem niederfrequenten Signal und auch der auf dem Hintergrundlicht beruhende Fotostrom genau aufgehoben.
Man beachte, daß obwohl die beschriebene Ausführungsform einen Stromeingang benutzt, dies die Verwendung eines Spannungseingangs (z. B. V_S von 190 in 2) unter Verwendung wohlbekannter Verfahren in der Technik zum Umwandeln des Transimpedanzverstärkers A₁ mit Stromeingang in einen Spannungsverstärker nicht ausschließt. In 2 ist ein Beispiel, wie dies erreicht werden könnte, dargestellt, wobei eine Spannungseingangsquelle V_S und eine mit dem Pluseingang des Verstärkers A_I verbundene Eingangsimpedanz Z_I _N und eine über eine Eingangsimpedanz Z_I _N mit dem Minuseingang des Verstärkers A₁ (siehe 191) verbundene Bezugsspannung V_REF1 benutzt werden.
Man beachte auch, daß obwohl die in 2 beschriebene ausführliche Ausführungsform einen Analogwähler S1 in der Spitzendetektorrückkopplungsschleife zum Verringern der erforderlichen Paketbeabstandung wie oben beschrieben benutzt, es ein einfacher Vorschlag sein würde, statt dessen getrennte Verstärkerketten (für die abgetastete Ausgabe und die Paketdatenausgabe) zusammen mit einem Burst-Verstärker mit Spannungseingang zu verwenden, um im wesentlichen, wie in 5 dargestellt, den gleichen Zweck zu erreichen.
Dort wird die Paketdatenausgabe über den Transimpedanzverstärker A₀, den Spannungsverstärker A₁ _A und den Ausgangsverstärker A₃ erzeugt. Die abgetastete Ausgabe wird vom Transimpedanzverstärker A₀, der Abtast- und Halteschaltung SH1A und dem Pufferverstärker A_4A erzeugt. Nachdem das niederfrequente Signal in der Ruhezeit TQ zwischen den Paketen abgetastet worden ist, wird dieser Wert von der Abtast- und Halteschaltung SH1A festgehalten und durch den „Dunkelwertkompensator" in einen gleichwertigen Differenzstrom (I_COMP1 der 5) umgewandelt, der während der nachfolgenden hochratigen Datenpaketzeiten (z. B. T1, T2 der 3) von dem empfangenen Eingangssignal abgezogen wird. Dadurch wird das niederfrequente Signal (305 der 3) sowie jedes andere gegebenenfalls vorhandene Hintergrundlicht zu allen Zeiten (T1-TN) effektiv aufgehoben, außer in der Ruhezeit TQ zwischen den Paketen, so daß es die Burst-Erkennung der hochratigen Paketdaten während der Zeiten T1-TN nicht stört. Durch Abziehen des Kompensationsstroms I_COMP1 vom Eingang des Verstärkers A₁ _A können Dunkelströme vom Empfänger eliminiert werden. Wahlweise kann der (durch punktierte Linien gezeigte) Kompensationsstrom I_COMP2 Zum Eliminieren von Dunkelströmen am Eingang des Verstärkers A₀ benutzt werden. Die Implementierung und Funktionsweise der vergleichbaren Schaltungen der 5 sind im wesentlichen dieselben wie die für 2 beschriebenen gleichartigen Schaltungen.
In der offenbarten Ausführungsform sind die Analogschaltungsblöcke in Wirklichkeit entweder wohlbekannte ECL-Gatter oder einfache Modifikationen von ECL-Gattern. Das ECL-Gatter besteht aus einem Differenzpaar mit Stromquellenlast, gefolgt von einer Emitterfolgestufe. Obwohl diese Schaltungen nur eine begrenzte Verstärkung bieten, sind sie von Natur aus sehr schnell. Der Eingangsverstärker A₁, Ausgangsverstärker A₃, die Spitzendetektoren, der Pufferverstärker und die Präzisionsbezugsschaltung können unter Verwendung von Schaltungen implementiert werden, die ausführlicher in dem Artikel von Yusuke Ota et al., Journal of Lightwave Technology, Band 10, Nr. 2, Februar 1992, mit dem Titel „DC-1Gb/s Burst-Mode Compatible Receiver for Optical Bus Applications" (Burst-kompatible Empfänger für optische Busanwendungen von Gleichstrom bis 1 Gb/s) der Anmelderin beschrieben sind.
Obgleich die offenbarte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung unter Verwendung bipolarer Schaltungstechnik in integrierter Ausführungsform implementiert ist, ist anzumerken, daß andere Schaltungstechniken einschließlich FET benutzt werden könnten.
Die Schaltung kann beispielsweise unter Verwendung von Silicium, Galliumarsenid oder sonstigen geeigneten Halbleiterstoffen implementiert werden. Weiterhin wird in Betracht gezogen, daß andere wohlbekannte Schaltungen zum Implementieren der in 2 und 5 gezeigten Verstärkerschaltungsfunktionen benutzt werden können, ohne von der Lehre der vorliegenden Erfindung abzuweichen.
Obwohl die vorliegende Erfindung zur Verwendung mit optischen Signalen beschrieben worden ist, sollte man verstehen, daß die vorliegende Erfindung auch mit nichtoptischen Signalen benutzt werden kann.

Claims

Digitaler Burst-Paketdatenempfänger zum gleichzeitigen Empfangen eines hochratigen Burst-Paketdatensignals und eines Datensignals niedrigerer Frequenz, gekennzeichnet durch folgendes: ein erstes Mittel (PD1) zum Erkennen der hochratigen Burst-Paketdaten, ein Mittel zum Rücksetzen (RESET) des ersten Mittels zum Erkennen während einer Zeitdauer zwischen aufeinanderfolgenden Bursts des hochratigen Paketdatensignals, und ein zweites Mittel (SH1) zum Erkennen des Datensignals niedrigerer Frequenz während eines vorbestimmten Teils (320) der Zeitdauer (TQ) zwischen aufeinanderfolgenden Bursts der hochratigen Paketdaten ohne Störung durch das hochratige Burst-Paketdatensignal.
Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Mittel zum Erkennen als Reaktion auf ein empfangenes Rücksetzsignal (310) rückgesetzt wird, das während der Zeitdauer (TQ) zwischen aufeinanderfolgenden Bursts des hochratigen Paketdatensignals auftritt, und das zweite Mittel (SHl) zum Erkennen während des vorbestimmten Teils freigegeben wird, definiert durch ein empfangenes Abtastsignal (320), das während des empfangenen Rücksetzsignals auftritt.
Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Mittel zum Erkennen folgendes enthält: eine galvanisch gekoppelte Verstärkerschaltung mit differentiellem Eingang (A1) mit einem ersten Eingangsmittel zum Empfangen der Paketdatenbursts, einem zweiten Eingangsmittel zum Empfangen eines Bezugssignals und einem Ausgangsmittel zum Ausgeben eines Datenausgangssignals, und ein Spitzendetektormittel zum Erkennen und Speichern einer Spitzenamplitude des Datenausgangssignals und zum Erzeugen des Bezugssignals an einem Ausgangsanschluß.
Empfänger nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Mittel zum Erkennen einen Signalweg benutzt, der von der galvanisch gekoppelten Verstärkerschaltung mit differentiellem Eingang unabhängig ist.
Empfänger nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Rücksetzmittel folgendes enthält: Wählermittel (S1), die auf ein während der Zeitdauer zwischen aufeinanderfolgenden Bursts der hochratigen Paketdaten auftretendes Rücksetzsignal reagieren, zum a) Abtrennen des Ausgangsanschlusses des Spitzenamplitudendetektormittels vom zweiten Eingangsmittel der Eingangsverstärkerschaltung und Entladen des durch das Spitzenamplitudendetektormittel gespeicherten Spitzenamplitudensignals, und b) Anschließen einer Präzisions-Bezugsspannung als Bezugssignal an das zweite Eingangsmittel der Eingangsverstärkerschaltung.
Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Mittel zum Erkennen Detektormittel zum Erzeugen des Datensignals mit niedrigerer Frequenz durch Abtasten des Datenausgangssignals als Reaktion auf sowohl ein Zwischenpaket-Rücksetzsignal als auch ein Abtaststeuerungseingangssignal enthält.
Empfänger nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Detektormittel Mittel zum Abziehen des Datensignals mit niedrigerer Frequenz von dem hochratigen Burst-Paketdatensignal in Abwesenheit des Rücksetz- und des Abtaststeuerungssignals enthält.
Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Mittel zum Erkennen elektrische Stromänderungen im empfangenen hochratigen Paketdatensignal erkennt und das zweite Mittel zum Erkennen elektrische Stromänderungen im empfangenen Datensignal mit niedrigerer Frequenz erkennt.
Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Mittel zum Erkennen elektrische Spannungsänderungen im empfangenen hochratigen Paketdatensignal erkennt und das zweite Mittel zum Erkennen elektrische Spannungsänderungen im empfangenen Datensignal mit niedrigerer Frequenz erkennt.
Digitaler Paketdatenempfänger zum Empfangen von Bursts digitaler Paketdaten, gekennzeichnet durch eine galvanisch gekoppelte Verstärkerschaltung mit differentiellem Eingang (A1) mit einem ersten Eingangsmittel zum Empfangen der digitalen Paketbursts, einem zweiten Eingangsmittel zum Empfangen eines Bezugssignals und einem Ausgangsmittel zum Ausgeben eines Datenausgangssignals; ein erstes Detektormittel (SPITZENDETEKTOR) zum Erkennen und Speichern einer Spitzenamplitude des Datenausgangssignals und zum Erzeugen des Bezugssignals an einem Ausgangsanschluß; ein zweites Detektormittel (SH1) zum Erzeugen eines Musterdatenausgangssignals des Datenausgangssignals als Reaktion auf sowohl ein Zwischenpaket-Rücksetzsignal als auch ein Abtaststeuerungseingangssignal; und auf das Rücksetzsignal reagierende Auswählermittel (S1) zum a) Abtrennen des Ausgangsanschlusses des ersten Detektormittels vom zweiten Eingangsmittel der Eingangsverstärkerschaltung und Entladen des durch das erste Detektormittel gespeicherten Spitzenamplitudensignals und b) Anschließen einer Präzisions-Bezugsspannung als das Bezugssignal an das zweite Eingangsmittel der Eingangsverstärkerschaltung.
Empfänger nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Detektormittel auf eine Gleichspannung von ungleich Null entladen wird, die im wesentlichen einer Anfangs-Gleichspannung gleich ist, die vom ersten Detektormittel während einer Abwesenheit eines Empfangssignals am Empfänger gespeichert wird.