DE69517562T2

DE69517562T2 - Pufferschaltung mit breitem dynamischen Bereich

Info

Publication number: DE69517562T2
Application number: DE69517562T
Authority: DE
Inventors: Masashi Itoh
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1994-08-17
Filing date: 1995-08-17
Publication date: 2001-03-08
Anticipated expiration: 2015-08-18
Also published as: EP0697766B1; DE69517562D1; US5994942A; JP3340250B2; KR100188367B1; KR960009414A; EP0697766A1; JPH0865134A

Description

GEBIET DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein eine Pufferschaltung, und betrifft genauer eine Pufferschaltung zum Empfangen eines Ausgangssignals einer 1-Bit-Digital-Analog-Konverterschaltung.

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Ein Digital-Analog-Konverter (DAC) wird eingesetzt, um ein analoges Signal auszugeben, das direkt auf analoges Gerät, wie etwa Lautsprecher, anwendbar ist. Um jedoch dem analogen Gerät ein Ausgangssignal des DACs bereitzustellen, wird eine Pufferschaltung benötigt, um genug elektrischen Strom zu liefern, um das Gerät zu treiben.

Fig. 1 zeigt eine herkömmliche Pufferschaltung.

Beide Basen eines ersten npn-Bipolartransistors Q1 und eines zweiten pnp-Bipolartransistors Q2 sind mit einem Eingangsknoten 11 verbunden. Ein Kollektor des ersten Transistors Q1 ist mit einem ersten Energieversorgungsknoten 12 verbunden, und ein Emitter des ersten Transistors Q1 ist mit einem zweiten Energieversorgungsknoten 13 über eine erste Konstantstromquelle I&sub1; verbunden. Ein Emitter des zweiten Transistors Q2 ist mit dem ersten Energieversorgungsknoten 12 über eine zweite Stromquelle I&sub2; verbunden, und ein Kollektor des zweiten Transistors Q2 ist mit dem zweiten Energieversorgungsknoten 13 verbunden.
Eine Basis, ein Kollektor und ein Emitter eines dritten npn-Bipolartransistors Q3 sind mit dem Emitter des zweiten Transistors Q2, dem Knoten I&sub2; bzw. einem Ausgangsknoten 14 verbunden. Eine Basis, ein Kollektor und ein Emitter eines vierten pnp-Bipolartransistors Q4 sind mit dem Emitter des ersten Transistors Q1, dem zweiten Energieversorgungsknoten I&sub3; bzw. dem Ausgangsknoten 14 verbunden.
Fig. 2 zeigt eine Beziehung zwischen einem Eingangssignal Vin und einem Ausgangssignal Vout der in Fig. 1 gezeigten Pufferschaltung.
Zuerst sind, wenn ein Pegel des Eingangssignal Vin zwischen VBE und VCC-VBE bezüglich eines Massepegels (0V) liegt, sämtliche Transistoren Q1, Q2, Q3 und Q4 in einem leitenden Zustand. Deswegen variiert das Ausgangssignal Vout linear in Übereinstimmung mit dem Eingangssignal Vin. VCC stellt eine Energieversorgungsspannung dar, und VBE stellt eine Schwellenspannung von Bipolartransistoren dar.
Zweitens ist, wenn der Pegel des Eingangssignal Vin höher als VCC-VBE bezüglich des Massepegels (0V) ist, eine Spannung über der Basis und dem Emitter des zweiten Transistors Q2 geringer als die Schwellenspannung VBE, und der zweite Transistor Q2 ist in einem nicht-leitenden Zustand. Deswegen fließt ein Strom der zweiten Konstantstromquelle I&sub2; in die Basis des dritten Transistors Q3, und der dritte Transistor Q3 bleibt in dem leitenden Zustand. Eine Spannung über der Basis und dem Emitter des vierten Transistors Q4 ist geringer als die Schwellenspannung VBE, und der vierte Transistors Q4 ist in dem nicht-leitenden Zustand. Deswegen wird das Ausgangssignal Vout bei einem Pegel von VCC-VBE abgeschnitten.
Schließlich ist, wenn der Pegel des Eingangssignals Vin geringer als VBE bezüglich eines Massepegels (0V) ist, eine Spannung über der Basis und dem Emitter des ersten Transistors Q1 geringer als die Schwellenspannung VBE, und der erste Transistors Q1 ist in einem nicht-leitenden Zustand. Deswegen fließt der gesamte Strom der ersten Konstantstromquelle I&sub1; in die Basis des vierten Transistors Q4, und der vierte Transistor Q4 bleibt in dem leitenden Zustand. Eine Spannung über der Basis und dem Emitter des dritten Transistors Q3 ist geringer als die Schwellenspannung VBE, und der dritte Transistor Q3 ist in dem nicht-leitenden Zustand. Deswegen wird das Ausgangssignal Vout bei einem Pegel VBE abgeschnitten.
In einer herkömmlichen Pufferschaltung, wie oben beschrieben, wird, wenn der Pegel des Eingangssignals Vin geringer als die Schwellenspannung VBE ist, das Ausgangssignal Vout bei dem Pegel von VBE abgeschnitten, und wenn der Pegel des Eingangssignals Vin höher als Vcc-VBE ist, wird das Ausgangssignal Vout bei dem Pegel von Vcc-VBE abgeschnitten. Ein dynamischer Bereich des Ausgangssignals ist nämlich Vcc-2 · VBE .
Es ist altbekannt, daß der typische Wert für VBE eines Bipolartransistors 0,7 V beträgt. Deswegen beträgt der dynamische Bereich des Ausgangssignals 1,6 V (= 3V-2 · 0,7 V), wenn die Energieversorgungsspannung Vcc 3 V beträgt.
Der schmale dynamische Bereich führt zu einer Verzerrung in dem Ausgangssignal. Die Verzerrung kann durch ein Abschwächen des Eingangssignals beseitigt werden. Jedoch führt ein Abschwächen des Eingangssignals zu einer Verschlechterung in dem Signal-Rausch-(S/N-)Verhältnis. Diese Probleme sind in Schaltungen mit niedriger Versorgungsspannung schwerwiegend.
Die US 3483423 beschreibt einen Stromverstärker mit gesteuerter Basis, wo an den Stromverstärker ein erhöhtes Basispotential angelegt werden kann, wo immer die Ausgangssignalgröße um eine vorbestimmte Spanne geringer als die Eingangssignalgröße ist.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Es ist eine Aufgabe der Erfindung, eine verbesserte Pufferschaltung bereitzustellen, die den oben beschriebenen Problemen und Nachteilen nicht unterliegt.
Es ist eine zusätzliche Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine verbesserte Pufferschaltung bereitzustellen, wobei die dynamischen Bereiche des Eingangs- und Ausgangssignals die gleichen wie die Versorgungsspannung sind.
In Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung werden die vorangegangenen Aufgaben unter anderen durch Bereitstellen einer Pufferschaltung gelöst, die einen Eingangsknoten, einen Ausgangsknoten, eine mit dem Ausgangsknoten verbundene Ausgangsstufe, erste und zweite Umschalt-Schaltungen, die mit dem Ausgangsknoten verbunden sind, eine erste Stromquelle, die mit der ersten Umschalt-Schaltung verbunden ist, und eine zweite Stromquelle, die mit der zweiten Umschalt-Schaltung verbunden ist, umfaßt. Die zweite Stromquelle ist mit einem zweiten Energieversorgungsknoten verbunden. Die Pufferschaltung umfaßt weiter einen ersten Pegeldetektor einschließlich eines ersten Referenzpegelgenerators und eines ersten Umschalt-Controllers, wobei der erste Referenzpegelgenerator einen ersten Referenzpegel erzeugt: und einen zweiten Pegeldetektor einschließlich eines zweiten Referenzpegelgenerators und eines zweiten Umschalt-Controllers, wobei der zweite Referenzpegelgenerator einen zweiten Referenzpegel erzeugt. Wobei der erste Pegeldetektor, wenn ein Spannungspegel des Eingangsknotens geringer als der erste Referenzpegel ist, die erste Umschalt-Schaltung steuert, um so die erste Stromquelle mit dem Ausgangsknoten zu verbinden, und wenn der Spannungspegel des Eingangsknotens höher als der zweite Referenzpegel ist, steuert der zweite Pegeldetektor die zweite Umschalt-Schaltung, um so die zweite Stromquelle mit dem Ausgangsknoten zu verbinden.
In Übereinstimmung mit einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung werden die oben genannten Aufgaben durch Bereitstellen einer Pufferschaltung gelöst, umfassend einen ersten Transistor mit einer ersten Basis, einem ersten Kollektor und einem ersten Emitter, wobei die erste Basis mit einem Eingangsknoten verbunden ist und der erste Kollektor mit einem ersten Energieversorgungsknoten verbunden ist; einen zweiten Transistor mit einer zweiten Basis, einem zweiten Kollektor und einem zweiten Emitter, wobei die zweite Basis mit einem ersten Referenzpegelgenerator verbunden ist, der zweite Kollektor mit einem Ausgangsknoten verbunden ist und der zweite Emitter mit dem ersten Emitter verbunden ist, wobei die ersten und zweiten Transistoren einen ersten Differenzverstärker bilden; einen dritten Transistor mit einer dritten Basis, einem dritten Kollektor und einem dritten Emitter, wobei die dritte Basis mit dem Eingangsknoten verbunden ist und der dritte Kollektor mit einem zweiten Energieversorgungsknoten verbunden ist; einen vierten Transistor mit einer vierten Basis, einem vierten Kollektor und einem vierten Emitter, wobei die vierte Basis mit einem zweiten Referenzpegelgenerator verbunden ist, der vierte Kollektor mit dem Ausgangsknoten verbunden ist und der vierte Emitter mit der dritten Basis verbunden ist, wobei die dritten und vierten Transistoren einen zweiten Differenzverstärker bilden; eine erste Konstantstromquelle, die zwischen den ersten und zweiten Emittern und dem zweiten Energieversorgungsknoten verbunden ist; eine zweite Konstantstromquelle, die zwischen den dritten und vierten Emittern und dem ersten Energieversorgungsknoten verbunden ist; einen fünften Transistor mit einer fünften Basis, einem fünften Kollektor und einem fünften Emitter, wobei die fünfte Basis mit den dritten und vierten Emittern verbunden ist, der fünfte Kollektor mit dem ersten Energieversorgungsknoten verbunden ist und der fünfte Emitter mit dem Ausgangsknoten verbunden ist; und einen sechsten Transistor mit einer sechsten Basis, einem sechsten Kollektor und einem sechsten Emitter, wobei die sechste Basis mit den ersten und zweiten Emittern verbunden ist, der sechste Kollektor mit dem zweiten Energieversorgungsknoten verbunden ist und der sechste Emitter mit dem Ausgangsknoten verbunden ist.
Andere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung offensichtlich werden. Es sollte jedoch verstanden werden, daß die detaillierte Beschreibung und spezifische Beispiele, während diese bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung anzeigen, nur im Wege einer Veranschaulichung gegeben werden, da verschiedene Änderungen und Modifikationen innerhalb des Grundgedankens und des Umfangs der Erfindung denjenigen Durchschnittsfachleuten aus dieser detaillierten Beschreibung offensichtlich werden.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Eine vollständigere Würdigung der vorliegenden Erfindung und viele ihrer zugehörigen Vorteile werden leicht unter Bezugnahme auf die folgende detaillierte Beschreibung erhalten werden, die in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen betrachtet wird. In den Zeichnungen zeigen:
Fig. 1 ein Blockdiagramm einer herkömmlichen Pufferschaltung;
Fig. 2 eine Wellenformgraphik, die Eingangs- und Ausgangssignale der herkömmlichen, in Fig. 1 gezeigten Pufferschaltung zeigt;
Fig. 3 ein Blockdiagramm einer Pufferschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 4 ein Blockdiagramm, das Details des Blockdiagramms in Fig. 3 zeigt;
Fig. 5 ein Blockdiagramm einer Pufferschaltung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 6 eine Wellenformgraphik, die die Eingangs- und Ausgangssignale der in Fig. 5 gezeigten Pufferschaltung zeigt;
Fig. 7 ein Blockdiagramm einer Pufferschaltung gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 8 ein Blockdiagramm einer Pufferschaltung gemäß einer dritten Ausfiibrungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 9 ein Blockdiagramm einer Pufferschaltung gemäß einer vierten Ausfiihningsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 10 ein Blockdiagramm einer Pufferschaltung gemäß einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung; und
Fig. 11 ein Blockdiagramm einer Pufferschaltung gemäß einer sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.

BESCHREIBUNG BEVORZUGTER AUSFÜHRUNGSFORMEN

Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden im Detail unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben werden.
Fig. 3 ist ein Blockdiagramm einer Pufferschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung.
Das Eingangssignal Vin wird einer Eingangsstufe 11 eingegeben, und ein Ausgangssignal wird von einer Ausgangsstufe 12 ausgegeben. Die Eingangsstufe 11 kann ein Knoten zum Empfangen eines Signals sein, und die Ausgangsstufe 12 kann beispielsweise eine Einfach-Gegentaktschaltung ("single ended push-pull circuit") (SEPP) sein. Ein erster Pegeldetektor schließt einen ersten Umschalt-Controller 13a, der eine Umschalt-Schaltung 15a steuert, und einen ersten Referenzpegelgenerator 14a ein. Die Umschalt-Schaltung 15a verbindet oder trennt eine erste Stromquelle 16a und einen Ausgangsknoten 17. Ein zweiter Pegeldetektor schließt einen zweiten Umschalt-Controller 13b, der eine Umschalt-Schaltung 15b steuert, und einen zweiten Referenzpegelgenerator 14b ein. Die Umschalt-Schaltung 15b verbindet oder trennt eine zweite Stromquelle 16b und den Ausgangsknoten 17.
Wenn der Pegel des Eingangssignals geringer als ein erster Referenzpegel V&sub1; ist, der durch den ersten Referenzpegelgenerator 14a erzeugt wird, steuert der erste Umschalt-Controller 13a die erste Umschalt-Schaltung 15a derart, die erste Stromquelle 16a mit dem Ausgangsknoten 17 zu verbinden. Wenn der Pegel des Eingangssignals höher als ein zweiter Referenzpegel V&sub2; ist, der durch den zweiten Referenzpegelgenerator 14b erzeugt wird, steuert der zweite Umschalt-Controller 13b die zweite Umschalt- Schaltung 15b derart, die zweite Stromquelle 16b mit dem Ausgangsknoten 17 zu verbinden.
Mit dieser Konfiguration kann die Pufferschaltung bei einer geringen Energieversorgungsspannung betriebsfähig sein, und der dynamische Bereich der Eingangs- und Ausgangssignale ist gleich der Versorgungsspannung. Außerdem variiert, wenn die Referenzpegel der Referenzpegelgeneratoren 14a und 14b variieren, der dynamische Bereich des Ausgangssignals in Übereinstimmung mit den Referenzpegeln.
In Fig. 4 sind die ersten und zweiten Pegeldetektoren im Detail gezeigt. Jeder Umschalt- Controller schließt einen Referenzverstärker D. A. ein, und die Referenzpegelgeneratoren schließen jeweils eine Konstantspannungsquelle ein.
Die erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird unter Bezugnahme auf Fig. 5 erklärt werden.
Ein erster npn-Bipolartransistor Q11 und ein zweiter npn-Bipolartransistor Q12 bilden einen ersten Differenzverstärker. Eine Basis, ein Kollektor und ein Emitter des ersten Transistors Q11 werden mit dem Eingangsknoten 11, einem ersten Energieversorgungsknoten 12 bzw. einem zweiten Energieversorgungsknoten 13 über die erste Konstantstromquelle I&sub1; verbunden. Ein Pegel des ersten Energieversorgungsknotens ist ein vorbestimmter positiver Wert, und ein Pegel des zweiten Energieversorgungsknotens ist ein Massepegel.
Eine Basis, ein Kollektor und ein Emitter des zweiten Transistors Q12 werden mit dem ersten Pegelgenerator 15, dem Ausgangsknoten 14 bzw. dem zweiten Energieversorgungsknoten 13 über die erste Konstantstromquelle I&sub1; verbunden.
Ein dritter pnp-Bipolartransistor Q13 und ein vierter pnp-Bipolartransistor Q14 bilden einen zweiten Differenzverstärker. Eine Basis, ein Kollektor und ein Emitter des dritten Transistors Q13 sind mit dem Eingangsknoten 11, dem zweiten Energieversorgungsknoten 13 bzw. dem ersten Energieversorgungsknoten 12 über die zweite Konstantstromquelle I&sub2; verbunden.
Eine Basis, ein Kollektor und ein Emitter des vierten Transistors Q 14 sind mit dem zweiten Pegelgenerator 16, dem Ausgangsknoten 14 bzw. dem ersten Energieversorgungsknoten 12 über die zweite Konstantstromquelle I&sub2; verbunden.
Der erste Referenzpegelgenerator 15 legt den ersten Referenzpegel V&sub1; über die Basis des zweiten Transistors Q12 und den zweiten Energieversorgungsknoten 13 an, und der zweite Referenzpegelgenerator 16 legt den zweiten Referenzpegel V&sub2; über die Basis des vierten Transistors Q14 und den ersten Energieversorgungsknoten 12 an. Ein Spannungspegel der Basis des zweiten Transistors Q12 beträgt nämlich V&sub1; (wobei VEE = 0), und ein Spannungspegel der Basis des vierten Transistors Q14 beträgt VCC- V&sub2;.
Eine Amplitude einer Schwingung des Ausgangssignals Vout wird durch die Pegel V&sub1; und V&sub2; der ersten und zweiten Referenzpegelgeneratoren 15 und 16 bestimmt.
Eine Basis, ein Kollektor und ein Emitter eines fünften npn-Bipolartransistors Q15 sind mit den Emittern der dritten und vierten Transistoren Q13 und Q14, dem ersten Energieversorgungsknoten 12 bzw. dem Ausgangsknoten 14 verbunden.
Eine Basis, ein Kollektor und ein Emitter eines sechsten pnp-Bipolartransistors Q16 sind mit den Emittern der ersten und zweiten Transistoren Q11 und Q12, dem zweiten Energieversorgungsknoten 13 bzw. dem Ausgangsknoten 14 verbunden.
Fig. 6 zeigt eine Beziehung zwischen dem Eingangssignal Vin und dem Ausgangssignal Vout der in Fig. 5 gezeigten Pufferschaltung.
Es sei darauf hingewiesen, daß der Pegel VCC des ersten Energieversorgungsknotens 12 ein vorbestimmter positiver Wert ist und der Pegel VEE des zweiten Energieversorgungsknotens 13 der Massepegel ist. Es sei angenommen, daß die Pegel V&sub1; und V&sub2; den folgenden Gleichungen (1) bzw. (2) genügen.
VCC/2) > V&sub1; ≥ VBE (1)
(VCC/2) > V&sub2; ≥ VBE (2)

(a):

Zuerst sei angenommen, daß der Pegel Vin des Eingangssignals höher als der Massepegel (0V) ist und geringer als der Pegel V&sub1; an der Basis des zweiten Transistors Q12 ist. (nämlich V&sub1; > Vin > 0)
Unter dieser Bedingung ist von den beiden Transistoren, die den ersten Differenzverstärker bilden, der erste Transistors Q11 in einem nicht-leitenden Zustand, und der zweite Transistor Q12 ist in einem leitenden Zustand. Von den beiden Transistoren, die den zweiten Differenzverstärker bilden, ist der dritte Transistor Q13 in dem leitenden Zustand, und der vierte Transistor Q14 ist in dem nicht-leitenden Zustand.
Folglich fließt der durch die erste Konstantstromquelle 11 getriebene Strom von dem ersten Energieversorgungsknoten 12 in den zweiten Energieversorgungsknoten 13 über die fünften und zweiten Transistoren Q15 und Q12. Deswegen wird ein momentaner Pegel des Eingangssignals Vin als das Ausgangssignal Vout über die dritten und fünften Transistoren Q13 und Q15 ausgegeben, weil der fünfte Transistor Q15 einen Emitterfolger zu dem dritten Transistor Q13 bildet.
Hier kann der Pegel des Ausgangssignals Vout von dem Ausgangsknoten 14 abnehmen, bis der zweite Transistor Q12 durch den fünften Transistor Q15 gesättigt ist. Der minimale Pegel Vout(min) des Ausgangssignals wird nämlich wie folgt dargestellt.
Vout(min) = V&sub1; - VBE (3)
(Wobei die Sättigungsspannung VCE(sat) des zweiten Transistors Q12 null Volt beträgt.)
In Gleichung (3) ist Vout(min) gleich null (0V) und das Ausgangssignal Vout schwingt auf den Massepegel (0V) herunter, wenn V&sub1; gleich VBE ist. Jedoch schwingt, wenn V&sub1; geringer als VBE ist, das Ausgangssignal Vout nicht zu dem Massepegel herunter, weil der zweite Transistor Q12 nie einschaltet.
Wenn V&sub1; gleich oder größer als (VCC/2) ist und V&sub2; geringer als (VCC/2) ist, wird das Eingangssignal zu dem Ausgangsknoten 14 über die dritten und fünften Transistoren Q13 und Q15 übertragen, weil der erste Transistor Q11 nie einschaltet.

(b):

Zweitens sei angenommen, daß der Pegel Vin des Eingangssignals größer als der Pegel V&sub1; der Basis des zweiten Transistors Q12 ist und geringer als der Pegel VCC - V&sub2; an der Basis des vierten Transistors Q14 ist. (nämlich VCC - V&sub2; > Vin > V&sub1;)
Unter dieser Bedingung ist der erste Transistor Q11 der beiden Transistoren, die den ersten Differenzverstärker bilden, in dem leitenden Zustand, und der zweite Transistor Q12 ist in dem nichtleitenden Zustand. Von den beiden Transistoren, die den zweiten Differenzverstärker bilden, ist der dritte Transistor Q13 in dem leitenden Zustand, und der vierte Transistor Q14 ist in dem nicht-leitenden Zustand.
Folglich sind die fünften und sechsten Transistoren Q15 und Q16 in einem leitenden Zustand, um die Einfach-Gegentaktschaltung zu bilden. Deswegen wird der momentane Pegel des Eingangssignals Vin als das Ausgangssignal Vout über die ersten, sechsten, dritten und fünften Transistoren Q11, Q16, Q13 und Q15 ausgegeben.
(c) :
Schließlich sei angenommen, daß der Pegel Vin des Eingangssignals größer als der Pegel Vcc - V&sub2; der Basis des vierten Transistors Q14 ist und geringer als der Pegel VCC an dem ersten Energieversorgungsknoten 12 ist. (nämlich VCC > Vin > VCC - V&sub2;)
Unter dieser Bedingung ist von den beiden Transistoren, die den ersten Differenzverstärker bilden, der erste Transistor Q11 in dem leitenden Zustand, und der zweite Transistor Q12 ist in dem nicht-leitenden Zustand. Von den beiden Transistoren, die den zweiten Differenzverstärker bilden, ist der dritte Transistor Q13 in dem nicht-leitenden Zustand, und der vierte Transistor Q14 ist in dem leitenden Zustand.
Folglich fließt der durch die zweite Konstantstromquelle getriebene Strom 12 von dem ersten Energieversorgungsknoten 12 in den zweiten Energieversorgungsknoten 13 über die vierten und sechsten Transistoren Q14 und Q16. Deswegen wird der momentane Pegel des Eingangssignals Vin als das Ausgangssignal Vout über die ersten und sechsten Transistoren Q11 und Q16 ausgegeben, weil der sechste Transistor Q16 einen Emitterfolger zu dem ersten Transistor Q11 bildet.
Hier kann der Pegel des Ausgangssignals Vout von dem Ausgangsknoten 14 zunehmen, bis der vierte Transistor Q14 durch den sechsten Transistor Q16 gesättigt ist. Der maximale Pegel Vout(max) des Ausgangssignals wird nämlich wie folgt dargestellt.
Vout(max) = VCC - V&sub2; + VBE (4)
(Wobei die Sättigungsspannung VCE(sat) des vierten Transistors Q14 null Volt beträgt.)
In Gleichung (4) ist, wenn V&sub2; gleich VBE ist, Vout(max) gleich VCC, und deswegen schwingt das Ausgangssignal Vout zu der Energieversorgungsspannung VCC herauf. Jedoch schwingt, wenn V&sub2; geringer als VBE ist, das Ausgangssignal Vout nicht zu der Energieversorgungsspannung VCC herauf, weil der vierte Transistor nie einschaltet.
Wenn V&sub2; gleich oder größer als VCC/2 ist und V&sub1; kleiner als VCC/2 ist, wird das Eingangssignal zu dem Ausgangsknoten 14 über die ersten und sechsten Transistoren Q11 und Q16 übertragen, weil der dritte Transistor Q13 nie einschaltet.
Besonders wenn V&sub1; gleich oder größer als (VCC/2) + VBE ist und V&sub2; gleich oder größer als (VCC/2) + VBE ist, wird das Eingangssignal nicht zu dem Ausgangsknoten 14 übertragen.
Mit dieser Konfiguration kann die Pufferschaltung bei einer geringen Versorgungsspannung betriebsfähig sein, und der dynamische Bereich der Eingangs- und Ausgangssignale ist gleich der Versorgungsspannung. Außerdem variiert, wenn die Referenzpegel, die durch die Referenzpegelgeneratoren erzeugt werden, variieren, der dynamische Bereich in Übereinstimmung mit den Referenzpegeln. Die Amplitude der Schwingung des Ausgangssignals kann nämlich als ein willkürlicher Wert gewählt werden. Wenn der Pegel des ersten Energieversorgungsknotens 12 VCC ist und der Pegel des zweiten Energieversorgungsknotens 13 null (0V) ist, ist der breiteste dynamische Bereich ( VCC ) verfügbar, wenn V&sub1; und V&sub2; VBE betragen, der schmalste dynamische Bereich (0) ist verfügbar, wenn V&sub1; und V&sub2; (VCC/2) + VBE betragen.
Als nächstes wird die zweite Ausführungsform der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf Fig. 7 beschrieben werden.
Die in Fig. 7 gezeigte Pufferschaltung ist durch Konfigurationen der Referenzpegelgeneratoren 15 und 16 und der Konstantstromquellen I&sub1; und I&sub2; gekennzeichnet. Ein siebter npn-Bipolartransistor Q17 und ein erster Widerstand R&sub1; bilden den ersten Referenzpegelgenerator 15, und ein achter pnp-Bipolartransistor Q18 und ein zweiter Widerstand R&sub2; bilden den zweiten Referenzpegelgenerator 16. Ein neunter npn- Bipolartransistor Q19 bildet die erste Konstantstromquelle I&sub1;, und ein zehnter pnp-Bipolartransistor Q20 bildet die zweite Konstantstromquelle I&sub2;.
Die Konfiguration der Pufferschaltung gemäß dieser Ausführungsform wird im Detail erklärt werden.
Die ersten und zweiten Transistoren Q11 und Q12 bilden den ersten Differenzverstärker. Die Basis, der Kollektor und der Emitter des ersten Transistors Q11 sind mit dem Eingangsknoten 11, dem ersten Energieversorgungsknoten 12 bzw. einem Kollektor des neunten Transistors Q19, der die erste Konstantstromquelle I&sub1; bildet, verbunden. Ein Emitter des neunten Transistors Q19 ist mit dem zweiten Energieversorgungsknoten 13 verbunden, dessen Pegel der Massepegel ist.
Die Basis, der Kollektor und der Emitter des zweiten Transistors Q12 sind mit einem Knoten des ersten Widerstands R&sub1;, der den ersten Pegelgenerator 15 bildet, dem Ausgangsknoten 14 bzw. dem Kollektor des neunten Transistors Q19, der die erste Konstantstromquelle I&sub1; bildet verbunden. Der andere Knoten des ersten Widerstands R&sub1; ist mit einer Basis und einem Kollektor des siebten Transistors Q17 verbunden. Ein Emitter und die Basis des siebten Transistors sind mit dem zweiten Energieversorgungsknoten 13 bzw. einer Basis des neunten Transistors Q19 verbunden.
Die dritten und vierten Transistoren Q13 und Q14 bilden den zweiten Differenzverstärker. Eine Basis, ein Kollektor und ein Emitter des dritten Transistors Q13 sind mit dem Eingangsknoten 11, dem zweiten Energieversorgungsknoten 13 bzw. einem Kollektor des zehnten Transistors Q20, der die zweite Konstantstromquelle I&sub2; bildet, verbunden.
Eine Basis, ein Kollektor und ein Emitter des vierten Transistors Q14 sind mit einem Knoten des zweiten Widerstands R&sub2;, der den zweiten Referenzpegelgenerator 16 bildet, dem Ausgangsknoten 14 bzw. dem Kollektor des zehnten Transistors Q20, der die zweite Konstantstromquelle I&sub2; bildet, verbunden. Der andere Knoten des Widerstands R&sub2; ist mit einer Basis und einem Kollektor des achten Transistors Q18 verbunden. Ein Emitter und die Basis des achten Transistors Q18 sind mit dem ersten Energieversorgungsknoten 12 bzw. einer Basis des zehnten Transistors Q20 verbunden.
Eine dritte Kostantstromquelle 13 ist zwischen einem Knoten des ersten Widerstands R&sub1; und einem Knoten des zweiten Widerstands R&sub2; verbunden. Eine Basis, ein Kollektor und ein Emitter des fünften Transistors Q15 sind mit den Emittern der dritten und vierten Transistoren Q13 und Q14, dem ersten Energieversorgungsknoten 12 bzw. dem Ausgangsknoten 14 verbunden. Eine Basis, ein Kollektor und ein Emitter des sechsten Transistors Q16 sind mit den Emittern der ersten und zweiten Transistoren Q11 und Q12, dem zweiten Energieversorgungsknoten 13 bzw. dem Ausgangsknoten 14 verbunden.
Ein Emitter des zehnten Transistors Q20 ist mit dem ersten Energieversorgungsknoten 12 verbunden.
In der oben erwähnten Pufferschaltung sind, unter der Annahme, daß der konstante Strom, der durch die dritte Konstantstromquelle erzeugt wird, I&sub3; ist, Widerstandswerte der ersten und zweiten Widerstände R&sub1; und R&sub2; sind, und eine Spannung über der Basis und dem Emitter der Transistoren Q17 und Q18 VBE ist, die an der Basis der zweiten und vierten Transistoren Q12 und Q14 angelegten Spannungen VBE + I&sub3; · R&sub1; bzw. VCC - (VBE + I&sub3; · R&sub2;). V&sub1; und V&sub2; werden nämlich wie folgt dargestellt.
V&sub1; = VBE + I&sub3; · R&sub1;
V&sub2; = VBE + I&sub3; · R&sub2;
Der erste Widerstand R&sub1; ist bereitgestellt, um die erste Konstantstromquelle, oder den neunten Transistor Q19, an einem Sättigen zu hindern, und der zweite Widerstand R&sub2; ist bereitgestellt, um die zweite Konstantstromquelle, oder den zehnten Transistor Q20, an einem Sättigen zu hindern.
In dieser Ausführungsform ist die dritte Konstantstromquelle I&sub3; bereitgestellt, um die ersten und zweiten Referenzpegelgeneratoren 15 und 16 zu treiben. Weiter werden die ersten und zweiten Konstantstromquellen I&sub1; und I&sub2; auch durch die dritte Konstantstromquelle I&sub3; getrieben.
Mit dieser Konfiguration kann die Pufferschaltung bei einer geringen Energieversorgungsspannung betriebsfähig sein, und der dynamische Bereich der Eingangs- und Ausgangssignale ist gleich der Versorgungsspannung. Außerdem variiert, wenn die Referenzpegel von den Referenzpegelgeneratoren 1 S und 16 variieren, der dynamische Bereich des Ausgangssignals in Übereinstimmung mit den Referenzpegeln. Die Amplitude der Schwingung des Ausgangssignals kann nämlich als ein willkürlicher Wert gewählt werden. Wenn der Pegel des ersten Energieversorgungsknotens 12 VCC ist und der Pegel des zweiten Energieversorgungsknotens 13 null (0V) ist, ist der breiteste dynamische Bereich ( VCC ) verfügbar, wenn V&sub1; und V&sub2; VBE betragen, der schmalste dynamische Bereich (0) ist verfügbar, wenn V&sub1; und V&sub2; (VCC/2) + VBE betragen.
Als nächstes wird die dritte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf Fig. 8 beschrieben werden.
Die in Fig. 8 gezeigte Pufferschaltung ist durch Konfigurationen der Referenzpegelgeneratoren 15 und 16 und der Konstantstromquellen I&sub1; und I&sub2; gekennzeichnet. Der siebte npn-Bipolartransistor Q17 bildet den ersten Referenzpegelgenerator 15, und der achte pnp-Bipolartransistor Q18 bildet den zweiten Referenzpegelgenerator 16. Der neunte npn-Bipolartransistor Q19 bildet die erste Konstantstromquelle 11, und der zehnte pnp-Bipolartransistor Q20 bildet die zweite Konstantstromquelle I&sub2;. Jede Emitterfläche der zweiten und vierten Transistoren Q12 und Q14 ist N-mal größer als jene der Transistoren Q&sub1;&sub9; und Q&sub2;&sub0;.
Die Konfiguration der Pufferschaltung gemäß dieser Ausführungsform wird im Detail erklärt werden.
Sämtliche der ersten, zweiten, fünften, siebten und neunten Transistoren sind npn- Bipolartransistoren, und sämtliche der dritten, vierten, sechsten, achten und zehnten Transistoren sind pnp- Bipolartransistoren.
Die ersten und zweiten Transistoren Q11 und Q12 bilden den ersten Differenzverstärker. Eine Basis, ein Kollektor und ein Emitter des ersten Transistors Q 11 sind mit dem Eingangsknoten 11, dem ersten Energieversorgungsknoten 12 bzw. einem Kollektor des neunten Transistors Q19, der die erste Konstantstromquelle I&sub1; bildet, verbunden. Ein Emitter des neunten Transistors Q19 ist mit dem zweiten Energieversorgungsknoten 13 verbunden, dessen Pegel der Massepegel ist.
Die Basis, der Kollektor und der Emitter des zweiten Transistors Q12 sind mit der Basis und dem Kollektor des siebten Transistors Q17, der den ersten Referenzpegelgenerator 15 bildet, dem Ausgangsknoten 14 bzw. dem Kollektor des neunten Transistors Q 19 verbunden. Ein Emitter und eine Basis des siebten Transistors Q17 sind mit dem zweiten Energieversorgungsknoten 13 bzw. einer Basis des neunten Transistors Q 19 verbunden.
Die dritten und vierten Transistoren Q13 und Q14 bilden den zweiten Differenzverstärker. Eine Basis, ein Kollektor und ein Emitter des dritten Transistors Q13 sind mit dem Eingangsknoten 11, dem zweiten Energieversorgungsknoten 13 bzw. einem Kollektor des zehnten Transistors Q20, der die zweite Konstantstromquelle I&sub2; bildet, verbunden. Ein Emitter des zehnten Transistors 20 ist mit dem ersten Energieversorgungsknoten 12 verbunden.
Eine Basis, ein Kollektor und ein Emitter des vierten Transistors Q14 sind mit einer Basis und einem Kollektor des achten Transistors Q18, der den zweiten Referenzpegelgenerator 16 bildet, dem Ausgangsknoten 14 bzw. dem Kollektor des zehnten Transistors Q20 verbunden. Der Emitter und die Basis des achten Transistors Q18 sind mit dem ersten Energieversorgungsknoten 12 bzw. einer Basis des zehnten Transistors Q20 verbunden.
Die dritte Konstantstromquelle 13 ist zwischen den Kollektoren der siebten und achten Transistoren verbunden. Eine Basis, ein Kollektor und ein Emitter des fünften Transistors Q15 sind mit den Emittern der dritten und vierten Transistoren Q13 und Q14, dem ersten Energieversorgungsknoten 12 bzw. dem Ausgangsknoten 14 verbunden. Eine Basis, ein Kollektor und ein Emitter des sechsten Transistors 13 sind mit den Emittern der ersten und zweiten Transistoren Q11 und Q12, dem zweiten Energieversorgungsknoten 13 bzw. dem Ausgangsknoten 14 verbunden.
In der oben erwähnten Pufferschaltung sind, unter der Annahme, daß der durch die dritte Konstantstromquelle getriebene Strom 13 ist, die Spannungen über der Basis und dem Emitter der Transistoren Q17 und Q18 VBE, und die an der Basis der zweiten und vierten Transistoren Q12 und Q14 angelegten Spannungen sind VBE bzw. VCC - VBE. V&sub1; und V&sub2; werden nämlich wie folgt dargestellt.
V&sub1; = VBE
V&sub2; = VBE
Deswegen ist der dynamische Bereich des Ausgangssignals Vout gleich VCC .
Eine Emitterfläche des zweiten Transistors Q12 ist N-mal größer als jene des neunten Transistors Q19, um die erste Konstantstromquelle I&sub1;, oder den neunten Transistor Q19, an einem Sättigen zu hindern. Eine Emitterfläche des vierten Transistors Q14 ist N-mal größer als jene des zehnten Transistors Q20, um die zweite Konstantstromquelle I&sub2;, oder den zehnten Transistor Q20, an einem Sättigen zu hindern. Ein Abfall in VBE oder ΔVBE wird wie folgt dargestellt.
ΔVBE(mV) = VT · ln N
(VT: thermische Spannung des Transistors, 26 mV)
Beispielsweise ist, wenn eine Anzahl "N" 4 ist, eine Spannung über der Basis und dem Emitter des zweiten Transistors Q12 (VBE(Q12)) um 36 mV geringer als jene des neunten Transistors Q19 (VBE(Q19)). Wenn eine Anzahl "N" 8 ist, ist VBE(Q12) uni 54 mV geringer als VBE(Q19). Die Schwellenspannungen der zweiten und vierten Transistoren Q12 und Q14 sind nämlich geringer als jene der neunten und zehnten Transistoren Q19 und Q20.
In dieser Ausführungsform ist die dritte Konstantstromquelle I&sub3; bereitgestellt, um die ersten und zweiten Referenzpegelgeneratoren zu treiben. Weiter werden die ersten und zweiten Konstantstromquellen I&sub1; und I&sub2; durch die dritte Konstantstromquelle I&sub3; getrieben.
Mit dieser Konfiguration kann die Pufferschaltung bei einer geringen Energieversorgungsspannung betriebsfähig sein, und der dynamische Bereich der Eingangs- und Ausgangssignale ist gleich der Versorgungsspannung. Außerdem variiert, wenn die Referenzpegel durch die Referenzpegelgeneratoren 15 und 16 variieren, der dynamische Bereich des Ausgangssignals in Übereinstimmung mit den Referenzpegeln. Die Amplitude der Schwingung des Ausgangssignals kann nämlich als ein willkürlicher Wert gewählt werden. Wenn der Pegel des ersten Energieversorgungsknotens 12 VCC ist und der Pegel des zweiten Energieversorgungsknotens 13 null (0V) ist, ist der breiteste dynamische Bereich ( VCC ) verfügbar, wenn V&sub1; und V&sub2; VBE sind, und der schmalste dynamische Bereich (0) ist verfügbar, wenn V&sub1; und V&sub2; (VCC/2) + VBE sind.
Als nächstes wird die vierte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf Fig. 9 erklärt werden.
Verglichen mit der Pufferschaltung gemäß der zweiten Ausführungsform ist die in Fig. 9 gezeigte Pufferschaltung durch Ersetzen der dritten Konstantstromquelle I&sub3; in Fig. 4 durch eine vierte Konstantstromquelle I&sub4; gekennzeichnet, die direkt mit dem ersten Energieversorgungsknoten 12 verbunden ist.
Die Konfiguration der Pufferschaltung gemäß dieser Ausführungsform wird im Detail erklärt werden.
Sämtliche der ersten, zweiten, fünften, siebten, neunten und elften Transistoren sind npn- Bipolartransistoren, und sämtliche der dritten, vierten, sechsten, achten und zehnten Transistoren sind pnp- Bipolartransistoren.
Die ersten und zweiten Transistoren Q11 und Q12 bilden den ersten Differenzverstärker. Eine Basis, ein Kollektor und ein Emitter des ersten Transistors Q11 sind mit dem Eingangsknoten 11, einem Knoten des zweiten Widerstands R&sub2;, der den zweiten Referenzpegelgenerator 16 bildet, bzw. einem Kollektor des neunten Transistors Q19, der die erste Konstantstromquelle I&sub1; bildet, verbunden. Ein Emitter des neunten Transistors Q19 ist mit dem zweiten Energieversorgungsknoten 13 verbunden, dessen Pegel der Massepegel ist.
Eine Basis, ein Kollektor und ein Emitter des zweiten Transistors Q12 sind mit einem Knoten des ersten Widerstands R&sub1;, der den ersten Referenzpegelgenerator 15 bildet, dem Ausgangsknoten 14 bzw. dem Kollektor des neunten Transistors Q19 verbunden. Der andere Knoten des ersten Widerstands R1 ist mit einer Basis und einem Kollektor des siebten Transistors Q17 verbunden. Ein Emitter und die Basis des siebten Transistors sind mit dem zweiten Energieversorgungsknoten 13 bzw. der Basis des neunten Transistors Q19 verbunden.
Die dritten und vierten Transistoren Q13 und Q14 bilden den zweiten Differenzverstärker. Eine Basis, ein Kollektor und ein Emitter des dritten Transistors Q13 sind mit dem Eingangsknoten 11, dem zweiten Energieversorgungsknoten 13 bzw. dem Kollektor eines zehnten Transistors Q20, der die zweite Konstantstromquelle 12 bildet, verbunden.
Die Basis, der Kollektor und der Emitter des vierten Transistors Q14 sind mit einem Knoten des zweiten Widerstands R&sub2;, dem Ausgangsknoten 14 bzw. dem Kollektor des zehnten Transistors Q20 verbunden. Der andere Knoten des Widerstands R&sub2; ist mit einer Basis und einem Kollektor des achten Transistors Q18 verbunden. Der Emitter und die Basis des achten Transistors Q18 sind mit dem ersten Energieversorgungsknoten I&sub2; bzw. einer Basis des zehnten Transistors Q20 verbunden.
Die vierte Konstantstromquelle 14 ist zwischen dem ersten Energieversorgungsknoten und einem Knoten des ersten Widerstands R&sub1; verbunden. Eine Basis, ein Kollektor und ein Emitter des fünften Transistors Q15 sind mit den Emittern der dritten und vierten Transistoren Q13 und Q14, dem ersten Energieversorgungsknoten 12 bzw. dem Ausgangsknoten 14 verbunden. Eine Basis, ein Kollektor und ein Emitter des sechsten Transistors Q16 sind mit den Emittern der ersten und zweiten Transistoren Q11 und Q12, dem zweiten Energieversorgungsknoten 13 bzw. dem Ausgangsknoten 14 verbunden.
Eine Basis, ein Kollektor und ein Emitter des elften Transistors Q21 sind mit einem Knoten des ersten Widerstands R&sub1;, der den ersten Referenzpegelgenerator 15 bildet, den Basen der achten und zehnten Transistoren Q18 und Q20 bzw. dem Kollektor des neunten Transistors Q19 verbunden.
Der elfte Transistor Q21 ist bereitgestellt, um die achten und zehnten Transistoren Q18 und Q20 zu treiben, auch wenn der ersten Transistor Q11 in einem nicht-leitenden Zustand ist. Die dritten und zehnten Transistoren Q13 und Q20 sind nämlich in dem leitenden Zustand, weil der elfte Transistor Q21 in dem leitenden Zustand ist, auch wenn der erste Transistor Q11 in dem nicht-leitenden Zustand ist.
Ein Emitter des zehnten Transistors Q20 ist mit dem ersten Energieversorgungsknoten 12 verbunden.
In der oben erwähnten Pufferschaltung sind, unter der Annahme, daß der durch die vierte Konstantstromquelle erzeugte Konstantstrom 14 ist, Widerstandswerte der ersten und zweiten Widerstände R&sub1; und R&sub2; sind, die Spannungen über der Basis und dem Emitter der Transistoren Q17 und Q18 VBE, und die an der Basis der zweiten und vierten Transistoren Q12 und Q14 angelegten Spannungen sind VBE + I&sub4; · R&sub1; bzw. VCC - (VBE + I&sub4; · R&sub2;). V&sub1; und V&sub2; werden nämlich wie folgt dargestellt:
V&sub1; = VBE + I&sub4; · R&sub1;
V&sub2; = VBE + I&sub4; · R&sub2;
Der erste Widerstand R&sub1; ist bereitgestellt, um die erste Konstantstromquelle, oder den neunten Transistor Q19, an einem Sättigen zu hindern, und der zweite Widerstand R&sub2; ist bereitgestellt, um die zweite Konstantstromquelle, oder den zehnten Transistor Q20, an einem Sättigen zu hindern.
In dieser Ausführungsform ist die vierte Konstantstromquelle 14 bereitgestellt, um den ersten Referenzpegelgenerator 15 zu treiben. Weiter werden die ersten und zweiten Konstantstromquellen 11 und I&sub2; und der zweite Referenzpegelgenerator 16 durch die vierte Konstantstromquelle I&sub4; getrieben.
Mit dieser Konfiguration kann die Pufferschaltung bei einer geringen Energieversorgungsspannung betriebsfähig sein, und der dynamische Bereich der Eingangs- und Ausgangssignale ist gleich der Versorgungsspannung. Außerdem variiert, wenn die Referenzpegel durch die Referenzpegelgeneratoren 15 und 16 variieren, der dynamische Bereich des Ausgangssignals in Übereinstimmung mit den Referenzpegeln. Die Amplitude der Schwingung des Ausgangssignals kann nämlich als ein willkürlicher Wert gewählt werden. Wenn der Pegel des ersten Energieversorgungsknotens 12 VCC ist und der Pegel des zweiten Energieversorgungsknotens 13 null (0V) ist, ist der breiteste dynamische Bereich ( VCC ) verfügbar, wenn V&sub1; und V&sub2; VBE sind, und der schmalste dynamische Bereich (0) ist verfügbar, wenn V&sub1; und V&sub2; (VCC/2) + VBE sind.
Als nächstes wird die fünfte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf Fig. 10 erklärt werden.
Verglichen mit der Pufferschaltung gemäß der zweiten Ausführungsform ist die in Fig. 10 gezeigte Pufferschaltung durch ein Ersetzen der dritten Konstantstromquelle 13 in Fig. 8 durch die vierte Konstantstromquelle 14 gekennzeichnet, die direkt mit dem ersten Energieversorgungsknoten 12 verbunden ist.
Die Konfiguration der Pufferschaltung gemäß dieser Ausführungsform wird im Detail erklärt werden.
Sämtliche der ersten, zweiten, fünften, siebten, neunten und elften Transistoren sind npn- Bipolartransistoren, und sämtliche der dritten, vierten, sechsten, achten und zehnten Transistoren sind pnp- Bipolartransistoren.
Die ersten und zweiten Transistoren Q11 und Q12 bilden den ersten Differenzverstärker. Eine Basis, ein Kollektor und ein Emitter des ersten Transistors Q11 sind mit dem Eingangsknoten 11, einem Kollektor des achten Transistors Q18, der den zweiten Referenzpegelgenerator 16 bildet, bzw. einem Kollektor des neunten Transistors Q19, der die erste Konstantstromquelle I&sub1; bildet, verbunden. Ein Emitter des neunten Transistors Q19 ist mit dem zweiten Energieversorgungsknoten 13 verbunden, dessen Pegel der Massepegel ist.
Eine Basis, ein Kollektor und ein Emitter des zweiten Transistors Q12 sind mit einer Basis und einem Kollektor des siebten Transistors Q17, der den ersten Referenzpegelgenerator 15 bildet, dem Ausgangsknoten 14 bzw. dem Kollektor des neunten Transistors Q19 verbunden. Der Emitter und die Basis des siebten Transistors sind mit dem zweiten Energieversorgungsknoten 13 bzw. einer Basis des neunten Transistors Q19 verbunden.
Die dritten und vierten Transistoren Q13 und Q14 bilden den zweiten Differenzverstärker. Eine Basis, ein Kollektor und ein Emitter des dritten Transistors Q13 sind mit dem Eingangsknoten 11, dem zweiten Energieversorgungsknoten 13 bzw. dem Kollektor des zehnten Transistors Q20, der die zweite Konstantstromquelle bildet, verbunden.
Eine Basis, ein Kollektor und ein Emitter des vierten Transistors Q14 sind mit einer Basis und einem Kollektor des achten Transistors Q18, der den zweiten Referenzpegelgenerator 16 bildet, dem Ausgangsknoten 14 bzw. dem Kollektor des zehnten Transistors Q20 verbunden. Der Emitter und die Basis des achten Transistors Q18 sind mit dem ersten Energieversorgungsknoten 12 bzw. einer Basis des zehnten Transistors Q20 verbunden.
Die vierte Konstantstromquelle 14 ist zwischen dem ersten Energieversorgungsknoten und dem Kollektor des siebten Transistors Q17 verbunden. Eine Basis, ein Kollektor und ein Emitter des flinften Transistors Q15 sind mit den Emittern der dritten und vierten Transistoren Q13 und Q14, dem zweiten Energieversorgungsknoten 12 bzw. dem Ausgangsknoten 14 verbunden. Eine Basis, ein Kollektor und ein Emitter des sechsten Transistors Q16 sind mit den Emittern der ersten und zweiten Transistoren Q11 und Q12, dem zweiten Energieversorgungsknoten 13 bzw. dem Ausgangsknoten 14 verbunden.
Eine Basis, ein Kollektor und ein Emitter des elften Transistors Q21 sind mit der Basis des siebten Transistors Q17, den Basen der achten und zehnten Transistoren Q18 und Q20 bzw. dem Kollektor des neunten Transistors Q19 verbunden.
Ein Emitter des zehnten Transistors Q20 ist mit dem ersten Energieversorgungsknoten 12 verbunden.
Der elfte Transistor Q21 ist bereitgestellt, um den zehnten Transistor Q20 zu treiben, auch wenn der erste Transistor Q11 in dem nicht-leitenden Zustand ist. Die dritten und zehnten Transistoren Q13 und Q20 sind in dem leitenden Zustand, weil der elfte Transistor Q21 in dem leitenden Zustand ist, auch wenn der erste Transistor Q11 in dem nicht-leitenden Zustand ist.
In der oben erwähnten Pufferschaltung sind, unter der Annahme, daß der durch die vierte Konstantstromquelle erzeugte Konstantstrom 14 ist, die Spannungen über der Basis und dem Emitter der Transistoren Q17 und Q18 VBE, und die an die Basis der zweiten und vierten Transistoren Q12 und Q14 angelegten Spannungen sind VBE bzw. VCC-VBE. V&sub1; und V&sub2; werden nämlich wie folgt dargestellt.
V&sub1; = VBE
V&sub2; = VBE
Deswegen ist der dynamische Bereich des Ausgangssignals Vout gleich VCC .
Jede Emitterfläche der zweiten und elften Transistoren Q12 und Q21 ist N-mal größer als jene des neunten Transistors Q19, um die erste Konstantstromquelle I&sub1;, oder den neunten Transistor Q19, an einem Sättigen zu hindern. Eine Emitterfläche des vierten Transistors Q14 ist N-mal größer als jene des zehnten Transistors Q20, um die zweite Konstantstromquelle I&sub2;, oder den zehnten Transistor Q20, an einem Sättigen zu hindern. Beispielsweise ist, wenn eine Anzahl "N" 4 ist, die Spannung über der Basis und dem Emitter des zweiten Transistors Q12 (VBE(Q12)) um 36 mV geringer als jene des neunten Transistors Q19 (VBE(Q19)). Wenn eine Anzahl "N" 8 ist, ist VBE(Q12) um 54 mV geringer als VBE(Q19). Die Schwellenspannungen der zweiten, vierten und elften Transistoren Q12, Q14 und Q21 sind nämlich geringer als jene der neunten und zehnten Transistoren Q19 und Q20.
In dieser Ausführungsform ist die vierte Konstantstromquelle I&sub4; bereitgestellt, um die ersten und zweiten Referenzpegelgeneratoren 15 und 16 zu treiben. Weiter werden die ersten und zweiten Konstantstromquellen I&sub1; und I&sub2; durch die vierte Konstantstromquelle I&sub4; getrieben.
Mit dieser Konfiguration kann die Pufferschaltung bei einer geringen Energieversorgungsspannung betriebsfähig sein, und der dynamische Bereich der Eingangs- und Ausgangssignale ist gleich der Versorgungsspannung. Außerdem variiert, wenn die Referenzpegel, die durch die Referenzpegelgeneratoren 15 und 16 erzeugt werden, variieren, der dynamische Bereich des Ausgangssignals in Übereinstimmung mit den Referenzpegeln. Die Amplitude der Schwingung des Ausgangssignals kann nämlich als ein willkürlicher Wert gewählt werden. Wenn der Pegel des ersten Energieversorgungsknotens 12 VCC ist und der Pegel des zweiten Energieversorgungsknotens 13 null (0V) ist, ist der breiteste dynamische Bereich ( VCC ) verfügbar, wenn V&sub1; und V&sub2; VBE sind, und der schmalste dynamische Bereich (0) ist verfügbar, wenn V&sub1; und V&sub2; (VCC/2) + VBE sind.
Als nächstes wird die sechste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf Fig. 11 beschrieben werden.
Die Pufferschaltung gemäß dieser Ausführungsform ist durch Bereitstellen eines Steuerknotens zum Empfangen eines Steuersignals gekennzeichnet, um die Amplitude der Schwingung des Ausgangssignals zu steuern.
Die Konfiguration der Pufferschaltung gemäß dieser Ausführungsform wird im Detail erklärt werden.
Sämtliche der ersten, zweiten, fünften, siebten und zwölften Transistoren sind npn- Bipolartransistoren, und sämtliche der dritten, vierten, sechsten, achten und dreizehnten Transistoren sind pnp-Bipolartransistoren.
Die ersten und zweiten Transistoren Q11 und Q12 bilden den ersten Differenzverstärker. Eine Basis, ein Kollektor und ein Emitter des ersten Transistors Q11 sind mit dem Eingangsknoten 11, dem ersten Energieversorgungsknoten 12 bzw. dem zweiten Energieversorgungsknoten 13 über die erste Konstantstromquelle I&sub1; verbunden.
Eine Basis, ein Kollektor und ein Emitter des zweiten Transistors Q12 sind mit einem Knoten des ersten Widerstands R&sub1;, der den ersten Referenzpegelgenerator 15 bildet, dem Ausgangsknoten 14 bzw. dem zweiten Energieversorgungsknoten 13 über die erste Konstantstromquelle I&sub1; verbunden. Der andere Knoten des Widerstands R&sub1; ist mit einer Basis und einem Kollektor des siebten Transistors Q17 verbunden. Ein Emitter des siebten Transistors Q17 ist mit dem zweiten Energieversorgungsknoten 13 verbunden.
Die dritten und vierten Transistoren Q13 und Q14 bilden den zweiten Differenzverstärker. Eine Basis, ein Kollektor und ein Emitter des dritten Transistors Q13 sind mit dem Eingangsknoten 11, dem zweiten Energieversorgungsknoten 13 bzw. dem ersten Energieversorgungsknoten 12 über die zweite Konstantstromquelle I&sub2; verbunden.
Eine Basis, ein Kollektor und ein Emitter des vierten Transistors Q14 sind mit einem Knoten des zweiten Widerstands R&sub2;, der den zweiten Referenzpegelgenerator 16 bildet, dem Ausgangsknoten 14 bzw. dem ersten Energieversorgungsknoten 12 über die zweite Konstantstromquelle I&sub2; verbunden. Der andere Knoten des Widerstands R&sub2; ist mit einer Basis und einem Kollektor des achten Transistors Q18 verbunden. Ein Emitter und die Basis des achten Transistors Q18 sind mit dem ersten Energieversorgungsknoten 12 bzw. einer Basis des dreizehnten Transistors Q23 verbunden.
Der erste Widerstand R&sub1; und der siebte Transistor Q17 bilden den ersten Referenzpegelgenerator 15, um den ersten Referenzpegel V&sub1; über der Basis des zweiten Transistors Q12 und dem zweiten Energieversorgungsknoten 13 anzulegen. Der zweite Widerstand R&sub2; und der achte Transistor Q18 bilden den zweiten Referenzpegelgenerator 16, um den zweiten Referenzpegel V&sub2; über der Basis des vierten Transistors Q14 und dem ersten Energieversorgungsknoten 12 anzulegen. Die Amplitude der Schwingung des Ausgangssignals wird durch die ersten und zweiten Referenzpegel V&sub1; und V&sub2; bestimmt.
Eine Basis, ein Kollektor und ein Emitter des flinften Transistors Q15 sind mit den Emittern der dritten und vierten Transistoren Q13 und Q14, dem ersten Energieversorgungsknoten 12 bzw. dem Ausgangsknoten 14 verbunden. Eine Basis, ein Kollektor und ein Emitter des sechsten Transistors Q16 sind mit den Emittern der ersten und zweiten Transistoren Q11 und Q12, dem zweiten Energieversorgungsknoten 13 bzw. dem Ausgangsknoten 14 verbunden.
Eine Basis, ein Kollektor und ein Emitter des zwölften Transistors Q22 sind mit dem Steuerknoten 30, dem einen Knoten des zweiten Widerstands R&sub2; bzw. dem zweiten Energieversorgungsknoten 13 über einen dritten Widerstand R&sub3; verbunden. Der zwölfte Transistor Q22 bildet eine steuerbare Stromquelle.
Die Basis, der Kollektor und der Emitter des dreizehnten Transistors Q23 sind mit der Basis des achten Transistors Q18, dem einen Knoten des ersten Widerstands R&sub1; bzw. dem ersten Energieversorgungsknoten 12 verbunden. Die achten und dreizehnten Transistoren Q18 und Q23 bilden eine Stromspiegelschaltung.
Mit dieser Konfiguration wird der Pegel des Steuersignals, das an den Steuerknoten 30 angelegt wird, variiert, um den Betrag des Stroms, der durch die steuerbare Stromquelle, oder den zwölften Transistor Q22, fließt, zu variieren. Die Spannungen über der Basis und dem Emitter der Transistoren Q17 und Q18 sind nämlich, unter der Annahme, daß ein Strom, der durch die steuerbare Stromquelle fließt, Ivar ist, VBE, und die Spannungen, die an der Basis der zweiten und vierten Transistoren Q12 und Q14 angelegt werden, sind VBE + Ivar · R&sub1; bzw. VCC-(VBE + Ivar x R&sub2;). V&sub1; und V&sub2; werden nämlich wie folgt dargestellt.
V&sub1; = VBE + Ivar · R&sub1;
V&sub2; = VBE + Ivar · R&sub2;
Aus den Gleichungen (3) und (4) sind Vout(min), Vout(max) bereits bekannt.
Vout(min) = V&sub1; - VBE (3)
Vout(max) = VCC + V&sub2; + VBE (4)
Deswegen werden Vout(min) und Vout(mar) wie folgt dargestellt.
Vout(min) = VBE + Ivar · R&sub1; - VBE = Ivar · R&sub1;
Vout(max) = VCC - (VBE + Ivar · R&sub2;) + VBE = VCC - Ivar · R&sub2;
Es ist aus diesen Gleichungen offensichtlich, daß der dynamische Bereich des Ausgangssignals durch das Steuersignal, das an den Steuerknoten 30 angelegt wird, gesteuert wird. Folglich wird die Amplitude des Ausgangssignals in einer digitalen Signalverarbeitung in einfacher Weise gesteuert, und ein Dämpfen wird auch in einfacher Weise erreicht.
Gemäß der vorliegenden Erfindung kann die Pufferschaltung bei einer geringen Energieversorgungsspannung betriebsfähig sein, und der dynamische Bereich der Eingangs- und Ausgangssignale ist gleich der Versorgungsspannung. Wenn der Pegel des ersten Energieversorgungsknotens 12 VCC ist und der Pegel des zweiten Energieversorgungsknotens 13 null (0V) ist, ist der breiteste dynamische Bereich ( VCC ) verfügbar, wenn V&sub1; und V&sub2; VBE sind, und der schmalste dynamische Bereich (0) ist verfügbar, wenn V&sub1; und V&sub2; (VCC/2) + VBE sind. Die Probleme in der herkömmlichen Pufferschaltung werden nämlich überwunden.
Außerdem wird, wenn die Referenzpegel, die durch die Referenzpegelgeneratoren 15 und 16 erzeugt werden, variiert werden, der dynamische Bereich des Ausgangssignals in Übereinstimmung mit den Referenzpegeln variiert. Die Amplitude der Schwingung des Ausgangssignals kann nämlich durch das Steuersignal, das an den Steuerknoten 30 angelegt wird, als ein willkürlicher Wert gewählt werden.
Während das veranschaulicht und beschrieben worden ist, was gegenwärtig als bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung betrachtet wird, wird durch diejenigen Durchschnittsfachleute verstanden werden, daß verschiedene Änderungen und Modifikationen durchgeführt werden können, und Vorrichtungen davon können durch Äquivalente substituiert werden, ohne von dem Grundgedanken der Erfindung abzuweichen. Zusätzlich können viele Modifikationen durchgeführt werden, um eine bestimmte Situation oder ein Material an die Lehren der vorliegenden Erfindung anzupassen, ohne von derem zentralem Umfang abzuweichen. Deswegen ist beabsichtigt, daß diese Erfindung nicht auf die besondere Ausführungsform beschränkt ist, die als die beste Methode offenbart ist, die zum Ausführen dieser Erfindung angesehen wird, sondern daß die Erfindung sämtliche Ausführungsformen einschließt, die innerhalb des Umfangs der angehängten Ansprüche fallen.

Claims

1. Pufferschaltung, umfassend:

einen Eingangsknoten (11);

einen Ausgangsknoten (17);

eine Ausgangsstufe (12), verbunden mit dem Ausgangsknoten und zum Bereitstellen eines Ausgangssignals zu dem Ausgangsknoten (17);

eine erste Umschalt-Schaltung (15a);

eine zweite Umschalt-Schaltung (15b),

eine erste Stromquelle (16a), die mit der ersten Umschalt-Schaltung verbunden ist; und

eine zweite Stromquelle (16b), die mit der zweiten Umschalt-Schaltung und einem ersten Energieversorgungsknoten (Vcc) verbunden ist, wobei die erste Stromquelle mit einem zweiten Energieversorgungsknoten (VEE) verbunden ist;

dadurch gekennzeichnet, daß die erste Umschalt-Schaltung (15a) und die zweite Umschalt- Schaltung (15b) mit dem Ausgangsknoten (17) verbunden sind;

einen ersten Pegeldetektor, der einen ersten Referenzpegelgenerator (14a) und einen ersten Umschalt-Controller (13a) einschließt, wobei der erste Referenzpegelgenerator (15) einen ersten Referenzpegel (V&sub1;) erzeugt; und

einen zweiten Pegeldetektor, der einen zweiten Referenzpegelgenerator (14b) und einen zweiten Umschalt-Controller (13b) einschließt, wobei der zweite Referenzpegelgenerator einen zweiten Referenzpegel (V&sub2;) erzeugt;

wobei, wenn ein Pegel eines Eingangsknotens (11) geringer als der erste Pegel ist, der erste Detektor die erste Umschalt-Schaltung (15a) steuert, um so sie die erste Stromquelle (16a) mit dem Ausgangsknoten zu verbinden, und, wenn der Pegel des Eingangsknotens (11) höher als der zweite Pegel ist, der zweite Detektor die zweite Umschalt-Schaltung (15b) steuert, um so die zweite Stromquelle (16b) mit dem Ausgangsknoten (17a) zu verbinden.

2. Pufferschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Umschalt-Controller (13a) einen ersten Differenzverstärker (D. A.) einschließt und der zweite Umschalt-Controller (13b) einen zweiten Differenzverstärker (D. A.) einschließt.

3. Pufferschaltung nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch:

eine steuerbare Stromquelle mit einem Steuereingang, wobei die ersten (V&sub1;) und zweiten (V&sub2;) Referenzpegel in Übereinstimmung mit dem Steuereingang so variiert werden, daß eine Schwingungsamplitude eines Ausgangssignals von dem Ausgangsknoten in Übereinstimmung mit dem Steuereingang variiert wird.

4. Pufferschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Umschalt-Controller (13a) umfaßt:

einen ersten Transistor (Q11), mit einer/einem ersten Basis, Kollektor und Emitter, wobei die erste Basis mit einem Eingangsknoten (11) verbunden ist und der erste Kollektor mit einem ersten Energieversorgungsknoten (12) verbunden ist, und

einen zweiten Transistor (Q12) mit einer/einem zweiten Basis, Kollektor und Emitter, wobei die zweite Basis mit dem ersten Referenzpegelgenerator (15) verbunden ist, der zweite Kollektor mit dem Ausgangsknoten (14) verbunden ist und der zweite Emitter mit dem ersten Emitter verbunden ist, wobei die ersten und zweiten Transistoren einen ersten Differenzverstärker bilden;

der zweite Umschalt-Controller (13b) umfaßt

einen dritten Transistor (Q13) mit einer/einem dritten Basis, Kollektor und Emitter, wobei die dritte Basis mit dem Eingangsknoten (11) verbunden ist und der dritte Kollektor mit einem zweiten Energieversorgungsknoten (13) verbunden ist, und

einen vierten Transistor (Q14) mit einer/einem vierten Basis, Kollektor und Emitter, wobei die vierte Basis mit einem zweiten Referenzpegelgenerator (16) verbunden ist, der vierte Kollektor mit dem Ausgangsknoten (14) verbunden ist und der vierte Emitter mit dem dritten Emitter verbunden ist, wobei die dritten und vierten Transistoren einen zweiten Differenzverstärker bilden;

wobei die erste Konstantstromquelle (I&sub2;) zwischen den ersten und zweiten Emittern und dem zweiten Energieversorgungsknoten (13) verbunden ist, und

die zweite Konstantstromquelle (I&sub2;) zwischen den dritten und vierten Emittern und dem ersten Energieversorgungsknoten (12) verbunden ist;

wobei die Ausgangsstufe und die ersten und zweiten Umschalt-Schaltungen einen fünften Transistor (Q15) mit einer/einem fünften Basis, Kollektor und Emitter aufweisen, wobei die fünfte Basis mit den dritten und vierten Emittern verbunden ist, der fünfte Kollektor mit dem ersten Energieversorgungsknoten verbunden ist und der fünfte Emitter mit dem Ausgangsknoten verbunden ist;

und

einen sechsten Transistor (Q16) mit einer/einem sechsten Basis, Kollektor und Emitter, wobei die sechste Basis mit den ersten und zweiten Emittern verbunden ist, der sechste Kollektor mit dem zweiten Energieversorgungsknoten verbunden ist und der sechste Emitter mit dem Ausgangsknoten verbunden ist.

5. Pufferschaltung nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch eine dritte Stromquelle (13), wobei

der erste Referenzpegelgenerator (15) einen ersten Widerstand (R&sub1;) und einen siebten Transistor (Q17) einschließt, die in Reihe zwischen der zweiten Basis und dem zweiten Energieversorgungsknoten verbunden sind,

der zweite Referenzpegelgenerator (16) einen zweiten Widerstand (R&sub2;) und einen achten Transistor (Q18) einschließt, die in Reihe zwischen der vierten Basis und dem ersten Energieversorgungsknoten verbunden sind,

die erste Stromquelle (I&sub1;) einen neunten Transistor (Q19) einschließt, und der neunte Transistor und der siebte Transistor eine erste Stromspiegelschaltung bilden,

die zweite Stromquelle (I&sub2;) einen zehnten Transistor (Q20) einschließt, und der zehnte Transistor und der achte Transistor eine zweite Stromspiegelschaltung bilden, und

die dritte Stromquelle zwischen den ersten und zweiten Widerständen verbunden ist.

6. Pufferschaltung nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch eine dritte Stromquelle (I&sub3;), wobei

der erste Referenzpegelgenerator (15) einen siebten Transistor (Q17) mit einer/einem siebten Basis, Emitter und Kollektor einschließt, wobei die siebte Basis und Kollektor mit der zweiten Basis verbunden sind und der siebte Emitter mit dem zweiten Energieversorgungsknoten verbunden ist,

der zweite Referenzpegelgenerator (16) einen achten Transistor (Q18) mit einer/einem achten Basis, Emitter und Kollektor einschließt wobei die Basis und der Kollektor mit der vierten Basis verbunden sind und der achte Emitter mit dem ersten Energieversorgungsknoten verbunden ist,

die erste Stromquelle (I&sub1;) einen neunten Transistor (Q19) mit einer/einem neunten Basis, Emitter und Kollektor einschließt, wobei der neunte Transistor und der siebte Transistor eine erste Stromspiegelschaltung bilden,

die zweite Stromquelle (I&sub2;) einen zehnten Transistor (Q20) mit einer/einem zehnten Basis, Emitter und Kollektor einschließt, wobei der zehnte Transistor und der achte Transistor eine zweite Stromspiegelschaltung bilden,

eine Schwellenspannung (VBE) des zweiten Transistors geringer als jene des neunten Transistors ist,

eine Schwellenspannung (VBE) des vierten Transistors geringer als jene des zehnten Transistors ist, und

die dritte Stromquelle zwischen dem siebten Kollektor und dem achten Kollektor verbunden ist.

7. Pufferschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß

eine Fläche des zweiten Emitters größer als jene des neunten Emitters ist, und eine Fläche des vierten Emitters größer als jene des zehnten Emitters ist.

8. Pufferschaltung nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch:

eine vierte Stromquelle (I&sub4;);

einen elften Transistor (Q21) mit einer/einem elften Basis, Emitter und Kollektor,

wobei

der erste Referenzpegelgenerator (15) einen ersten Widerstand und einen siebten Transistor (Q17) einschließt die in Reihe zwischen der zweiten Basis und dem zweiten Energieversorgungsknoten verbunden sind,

der zweite Referenzpegelgenerator (16) einen zweiten Widerstand und einen achten Transistor (Q18) einschließt, die in Reihe zwischen der vierten Basis und dem ersten Energieversorgungsknoten verbunden sind,

die zweite Stromquelle (I&sub2;) einen zehnten Transistor (Q20) einschließt, und der zehnte Transistor - und der achte Transistor eine zweite Stromspiegelschaltung bilden,

der erste Kollektor mit dem ersten Energieversorgungsknoten über den zweiten Referenzpegelgenerator verbunden ist,

die vierte Stromquelle (I&sub4;) zwischen dem ersten Energieversorgungsknoten und dem ersten Referenzpegelgenerator verbunden ist, und

die/der elfte Basis, Kollektor und Emitter mit dem ersten Referenzpegelgenerator, den achten und zehnten Basen bzw. dem neunten Kollektor verbunden sind.

9. Pufferschaltung nach Anspruch 4, weiterhin gekennzeichnet durch eine vierte Stromquelle (I&sub4;) und einen elften Transistor (Q21) mit einer/einem elften Basis, Emitter und Kollektor, wobei

der zweite Referenzpegelgenerator (16) einen achten Transistor (Q18) mit einer/einem achten Basis, Emitter und Kollektor einschließt, wobei die achte Basis und Kollektor mit der vierten Basis verbunden sind und der achte Emitter mit dem ersten Energieversorgungsknoten verbunden ist,

die vierte Stromquelle (I&sub4;) zwischen dem ersten Energieversorgungsknoten und dem ersten Referenzpegelgenerator verbunden ist,

die/der elfte Basis, Kollektor und Emitter mit dem ersten Referenzpegelgenerator, der achten Basis und der zehnten Basis und dem neunten Kollektor verbunden sind,

eine Schwellenspannung (VBE) des zweiten Transistors und des elften Transistors geringer als jene des neunten Transistors ist, und

eine Schwellenspannung (VBE) des vierten Transistors geringer als jene des zehnten Transistors ist.

10. Pufferschaltung nach Anspruch 9, wobei

eine Fläche des zweiten Emitters und des elften Emitters größer als jene des neunten Emitters sind, und

eine Fläche des vierten Emitters größer als jene des zehnten Emitters ist.

11. Pufferschaltung nach Anspruch 4, weiterhin gekennzeichnet durch eine variable Stromquelle (Q22) und einen dreizehnten Transistor (Q23), wobei

die variable Stromquelle (Q22) mit dem zweiten Referenzpegelgenerator verbunden ist, um so den zweiten Referenzpegelgenerator zu treiben,

der dreizehnte Transistor (Q23) und der achte (Q18) Transistor eine Stromspiegelschaltung bilden, und

der dreizehnte (Q23) Transistor mit dem ersten Referenzpegelgenerator (15) so verbunden ist, daß der erste Referenzpegelgenerator (15) auch durch die variable Stromquelle (Q22) getrieben wird.

12. Pufferschaltung nach Anspruch 11, wobei

die variable Stromquelle (Q22) einen zwölften Transistor (Q22) mit einer mit einem Steuerknoten (30) verbundenen Basis einschließt und ein variabler Strom durch ein an den Steuerknoten angelegtes Steuersignal gesteuert wird.