DE69423239T2

DE69423239T2 - Mikrowellenfilter

Info

Publication number: DE69423239T2
Application number: DE69423239T
Authority: DE
Inventors: David Rhodes
Original assignee: Filtronic PLC
Current assignee: Filtronic PLC
Priority date: 1993-12-15
Filing date: 1994-12-15
Publication date: 2001-05-23
Anticipated expiration: 2014-12-16
Also published as: CA2178727C; CA2178727A1; FI962433L; US5781084A; NO962501D0; NO962501L; NO317320B1; GB2284940B; GB9325661D0; ATE190171T1; WO1995017023A1; EP0734594A1; DE69423239D1; EP0734594B1; GB2284940A; FI962433A0; FI121036B

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Mikrowellenfilter, insbesondere ein Mikrowellen-Reflexionsfilter mit variabler Güte.[0001]
Alle passiven Resonatoren weisen einen endlichen Leerlauf-Gütefaktor auf. Bei Anwendungen mit enger Bandbreite können diese Widerstandsverluste zu Schwierigkeiten im Konstruktionsprozeß führen. Bei einer Bandpaß-Anwendung zeigen Konstruktionen, die sowohl eine gute Eingangs- als auch Ausgangs- Übereinstimmung bieten, Transfereigenschaften mit signifikanten Amplituden-Variationen über den Durchlaßbereich, wenn Mittenbandverluste minimiert werden. Diese Variationen im Durchlaßbereich können nur dann mit gegebenen Gütefaktoren vermindert werden, wenn der Mittenbandverlust erhöht wird, möglicherweise bis auf ein nicht mehr aktzeptables Maß. Selbst im Falle eines Einzelresonators treten Filterprobleme aufgrund der Widerstandsverluste auf, wodurch verhindert wird, daß man gleichzeitig gute Eingangs- und Ausgangsübereinstimmung erreicht.[0002]
Im Falle einer Anwendung mit schmalbandigem Sperrbereich bewirken die Widerstandsverhuste der Resonatoren ein Abwälzen der Einfügungsverluste in den Durchlaßbereich. Eine Verminderung im Leerlauf-Gütefaktor kann rasch bewirken, daß diese Verluste ein inakzeptables Maß erreichen, besonderes wo Rauschwerte wichtig sind und der Notch-Filter eingesetzt wurde, um Signale zu unterdrücken, die den Dynamikbereich des Empfängers begrenzen würden. Diese Anforderung besteht nunmehr in verschiedenen Ländern, wo Mobiltelefonsysteme Multi-Operator-Konfigurationen aufweisen.[0003]
Bei einem bekannten Bandsperrfilter sind Resonatoren von einer Haupt-Durchleitung mit einer elektrischen Trennung einer ungeraden Anzahl von 90º abgekoppelt. Jeder Resonator koppelt Verluste in das System, und dies kann durch zusätzliche Verluste in der durchgehenden Leitung weiter erhöht werden. Um eine übliche Anforderung bei 900 MHz zu erfüllen, muß wenigstens eine Unterdrückung von 20 dE über ein Band oberhalb von 1 MHz zur Verfügung gestellt werden, während die Verluste in der 1,5 MHz-Bandbreite geringer als 2 dB sind. Um dies zu erreichen, sind Leerlauf-Gütefaktoren größer als 20.000 erforderlich, was die Verwendung von dielektrischen Resonatoren für sämtliche Kavitäten erforderlich macht.[0004]
Um Unterdrückungspegel von 20 bis 30 dB zu erreichen, kann ein alternatives Verfahren verwendet werden, das auf der Verwendung eines mit einem 3 dB-Hybriden verbundenen Bandpaßfilters basiert, wie in der britischen Patentanmeldung Nr. 9324149.5 (GB-A-2284311) beschrieben: Dieses "Hybrid Notch- Filter" ist kompakter und bietet etwas geringere Verluste, benötigt jedoch noch immer Leerlauf-Gütefaktoren in der Größenordnung von 20.000 für sämtliche Kavitäten. Hier vorgeschlagen wird demgegenüber ein Filter, das als echtes Reflexionsfilter arbeitet und die oben genannten Anforderungen mit wesentlich niedrigeren Leerlauf-Gütefaktoren erfüllt.[0005]
Der Aufsatz "A Method of Designing Microwave AFR and PFR Equalizers" (ein Konstruktionsverfahren für AFR- und PFR- Mikrowellen-Equalizer) von A. Ye. Znamenskiy u. a., Seiten 108- 111 in "Telecommunications", Bd. 39/49, Nr. 5, Mai 1985, offenbart ein Mikrowellen-Reflexionsfilter mit einem Zirkulatorbauelement mit einem ersten, zweiten und dritten Port, wobei der erste Port einen Signaleingangs-Port bildet und der dritte Port einen Signalausgangs-Port bildet, und einem Ein-Port-Filter, das mit dem zweiten Port des Zirkulator-Bauelements verbunden ist und diesen abschließt.[0006]
Bei einer Form ist das Reflexionsfilter gemäß der vorliegenden Erfindung zur Erreichung eines maximal flachen Frequenzgangs gekennzeichnet wie in Anspruch 1 definiert.[0007]
Bei einer anderen Form ist das Reflexionsfilter der vorliegenden Erfindung zur Erlangung eines abstandsgleichen oder quasi abstandsgleichen Frequenzgangs gekennzeichnet wie in Anspruch 5 definiert.[0008]
Bei allen Formen des Feflexionsfilters der vorliegenden Erfindung können durch eine zwischen dem Eingang des Ein-Port- Filters und einem seiner Resonatoren (z. B. dem dritten Resonator) vorgesehene Kopplung Übertragungs-Null-Stellen gebildet werden.[0009]
Es sei darauf hingewiesen, daß verlustarme Zirkulatoren, wie sie zur Verwendung in dem Filter der vorliegenden Erfindung geeignet sind, leicht am Markt erhältlich sind.[0010]
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden nachstehend - nur beispielhaft - unter Bezugnahme auf die anliegenden Zeichnungen beschrieben:[0011]
Fig. 1 ist ein schematisches Diagramm eines Filters gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 2 ist ein Diagramm zur Verwendung bei der Erläuterung der Grundprinzipien des Filters nach Fig. 1;
Fig. 3 ist ein schematisches Diagramm eines mit Verlust behafteten Kettenleiternetzwerkes zur Verwendung in dem Filter nach Fig. 2;
Fig. 4 zeigt den theoretischen quasi-abstandsgleichen Frequenzgang (mit 20 dB Sperrbereichs-Pegel) eines Filters mit einem siebt-gradigen Kettenleiternetzwerk;
Fig. 5 ist ein Diagramm eines Kettenleiternetzwerkes für ein Filter mit quasi-abstandsgleichem Frequenzgang;
Fig. 6 zeigt den gemessenen Frequenzgang eines erfindungsgemäßen fünft-gradigen Filters;
Fig. 7 zeigt den gemessenen Frequenzgang eines erfindungsgemäßen sechst-gradigen Filters;
Fig. 8 zeigt den gemessenen Frequenzgang eines sechst-gradigen Filters, welches Kreuzkopplung aufweist;
Fig. 9 zeigt den Verlust an Durchlassbereich des sechst-gradigen Filters mit Kreuzkopplung.
[0012] Bezug nehmend auf Fig. 1 der Zeichnungen zeigt diese diagrammartig ein Filter, welches einen Resonanzkreis 10 mit Verlust, gekoppelt mit einem der Ports eines Zirkulators 12, umfaßt. Die Übertragungscharakteristik von Ports 1 bis 3 des Zirkulators ist die Reflexionscharakteristik von dem Netzwerk 10, das an Port 2 angeschlossen ist. Es sei angenommen, daß die Einkopplung in den Resonanzkreis so eingestellt ist, daß der resistive Teil bei Resonanz mit der Impedanz des Zirkulators übereinstimmt; dann taucht bei Resonanz sämtliche am Port 1 zugefügte Energie bei Port 2 auf und wird in dem resistiven Teil des Resonators absorbiert. Damit findet keine Übertragung an Port 3 statt. In diesem Fall ist die Übertragungscharakteristik von Port 1 bis 3 des Zirkulators die eines einzelnen Resonators mit unendlicher Unterdrückung an der mittleren Frequenz, d. h. als ob die Resonanz von einem Resonator unendlicher Leerlauf-Güte wäre. Wenn fo die mittlere Frequenz und B die 3 dB-Bandbreite der Resonanz ist, so ergibt sich durch einfache Berechnung die Leerlaufgüte (Qu) des Resonators wie folgt:
Qu = 2fo/B (1)
[0013] Zum Beispiel, ist B = 250 kHz und fo = 1 GHz, so ist Qu = 8.000. Dies zeigt, daß die vorstehend in Betracht gezogene Spezifikation mit Kavitäten von wesentlich niedrigerem Qu erfüllt werden können, wenn ein Konstruktionsverfahren für ein Multielement-Filter etabliert wird.
[0014] Die nachfolgende Diskussion betrifft die Konstruktion für ein Reflexionsfilter mit variabler Güte, insbesondere Konstruktionen, die einen maximal flachen Frequenzgang und einen quasi abstandsgleichen Frequenzgang bieten. Die Diskussion zeigt Lösungen für das Annäherungsproblem auf, und die nachfolgende Untersuchung der Synthesis führt zu expliziten Konstruktionsformeln für Filter beliebiger Grade. Zwei Beispiele fünft- und sechstgradiger Filter werden genannt, die mit Blick auf die vorstehenden Spezifikationen konstruiert sind, und die gemessenen Resultate erweisen sich als gute Bestätigung der Theorie. Weiterhin wird zu zeigen sein, daß durch Hinzufügen von Übertragungs-Null-Stellen an das Reflexionsfilter eine weitere Verbesserung der effektiven Leerlaufgüte erzielt werden kann: dieser Punkt wird anhand einer sechstgradigen Vorrichtung demonstriert werden.
[0015] Zunächst wird ein Reflexionsfilter mit einem maximal flachen Frequenzgang unter Bezugnahme auf Fig. 2 diskutiert. Durch Verwendung eines Zirkulators wird der Reflexionskoeffizient S&sub1;&sub1;(p) eines Reflexionsfilters der Übertragungskoeffizient der gesamten Vorrichtung, die in Fig. 2 gezeigt ist. Wird angenommen, daß der Zirkulator 12 auf eine Impedanz von 1 Ω normalisiert ist, so erreicht man bei der Tiefpaß-Prototyp-Form, wie in Fig. 3 gezeigt, einen maximal flachen Frequenzgang, wenn:
wobei n der Grad des Filters und Dn(ω²) eine Polynominale von Grad n in ω² ist, wobei:
[0016] Für den normalerweise flachen Gang:
und das resultierende Netzwerk ist ein Tiefpass-Leiter-Netzwerk mit infinitem Qu terminiert in einem 1 Ω-Widerstand.
[0017] Man gehe zunächst von dem Fall aus, wo alle Resonatoren dieselbe Qu aufweisen. Es sei angenommen, daß das Verhältnis von Konduktanz zu Kapazität jedes Shunt-Elements normalisiert ist auf ¹/&sub2; und dann läßt sich mittels der Transformation
z = 2p+1 (5)
die Eingangs-Admittanz des Netzwerkes als Reaktanzfunktion Y(z) ausdrücken, also:
wobei p die komplexe Frequenzvariable (p = jω, basierend auf der Annahme eines sinusförmigem Eingangssignals) ist, und für einen maximal flachen Frequenzgang um p = 0:
und der Rücklaufverlust sei LR = L&sub1; (520 dB) für ω< ωS und LR = L&sub2; ( 1 dB) für ω > ωp; dann:
und für n größ:
und damit besteht eine grundsätzliche Grenze für das Verhältnis der Durchlaßbereichs-Frequenz zur Sperrbereichs-Frequenz.
[0018] Zum Erreichen des Ziels wird ein Frequenzgang zwischen dem Frequenzgang in Formel (4) und dem in Formel (9) gefordert. Ein derartiger Frequenzgang ist:
Für L&sub1; = 20 dB, L&sub2; = 1 dB und n = 7:
verglichen mit 1,53 von in Gleichung (4) angegebenem normalem maximal flachen Frequenzgang.
[0019] Aus Gleichung (14) kann der folgende beschränkte reale Reflexionskoeffizient gebildet werden:
Nach Bilden der Eingangs-Admittanz
und Synthetisieren als das in Fig. 3 gezeigte mit Verlust behaftete Kettenleiter-Netzwerk erhält man explizite Formeln für Elementenwerte, gegeben durch:
Kr-1,r = 1 → n (20)
und wenn
E&sub0; = 1 (21)
wobei
dann:
wobei Er und Er-1 Zwischen-Variablen sind und Cr die Kapazität des r-ten Resonators ist, und
wobei Gr die Konduktanz des r-ten Resonators ist.
[0020] Es kann ebenfalls gezeigt werden, daß
Cr > Gr > r = 1 → n (23)
Zur Erläuterung der Verwendung dieser expliziten Formeln betrachte man den Fall n = 5. Dann:
Außerdem, definiert man die normalisierte Güte aller Resonatoren als
Qr = Cr/Gr (26)
So folgt aus Gleichungen (21) und (22):
was direkt für die Ermittlung der relativen Q's jeder Kavität zu Hilfe genommen werden kann.
[0021] Nunmehr wird ein quasi abstandsgleicher Reflexionsfilter betrachtet. Die Erweiterung des normal maximal flachen Frequenzgangs auf den abstandsgleichen Fall ergibt:
und Tn(ω) ist die Tschebyscheff-Polynominale des n-ten Grades, wobei das resultierende Tiefpaß-Kettenleiter-Netzwerk unendlichen Qu aufweist und in einem 1 Ω-Widerstand terminiert ist.
[0022] Für den Fall einer uniformen Qu läßt sich leicht demonstrieren, daß
und mittels Optimierung kann der ωr, r = 1 → n so gewählt werden, daß sich ein abstandsgleicher Frequenzgang ergibt. Zum Beispiel, für n = 7 sind die ωr 0, +1,95, +3,85, +5,51 zur Erlangung eines Sperrbereichs-Pegels von 20 dB. Jedoch, wie in dem maximal flachen Fall, tendiert die Selektivität mit steigendem Grad des Netzwerkes gegen ein Limit, und dieser Prototyp besitzt einen beschränkten Wert.
[0023] Es ist nicht naheliegend, wie der in Gleichung (14) angegebene erwünschte maximal flache Frequenzgang auf einen abstandsgleichen Frequenzgang erweitert werden kann. Es ist jedoch möglich, die quasi abstandsgleiche Funktion leicht zu erzeugen:
wobei a eine Konstante ist, die den Welligkeitspegel bestimmt. Diese Funktion ist vom Grad n in ω² aufgrund der Aufhebung beider Faktoren (1-ω²) und 1-α²ω²). Der Welligkeitspegel im Sperrbereich ist gegeben durch:
[0024] Für L&sub1; = 20 dB, dann α = 1.100, 1.077, 1.060 für n = 6, 7 bzw. 8. Demzufolge, da α in der Größenordnung von Faktor 1 liegt, bewirkt der Faktor
nur sehr geringe Abweichung von dem abstandsgleichen Verhalten. Dies wird in Fig. 4 für den Fall von n = 7 erläutert.
[0025] Die Bildung des beschränkten realen Reflexionskoeffizienten aus Gleichung (32) ergibt
Bilden der Eingangs-Impedanz:
Dann kann die in Fig. 5 gezeigte Kettenleiter-Struktur synthetisiert werden, um die charakteristische Admittanz zu ergeben als:
und die Admittanz des r-ten Shunt-Elements beträgt
wobei Cr und Gr wie in Gleichung (22) angegeben sind.
[0026] Es wurden zwei Experimente erfindungsgemäßer Vorrichtungen konstruiert und getestet. Die erste besaß den Grad 5 mit einem 20 dB-Sperrbereich gerade unterhalb von 1 MHz bei einer mittleren Frequenz von 840 MHz. Die Kavitäten waren TEM- Resonatoren, wobei die variable Güte durch Variieren der Durchmesser der Kavitäten erreicht wurde. Der gemessene Frequenzgang ist in Fig. 6 gezeigt und zeigt eine gute Übereinstimmung mit der Theorie. Die zweite Vorrichtung war von Grad 6 mit einer 20 dB-Bandbreite von mehr als 1, 1 MHz und abgestimmt auf eine ähnliche mittlere Frequenz. In diesem Fall wurde Energie von der letzten Kavität entkoppelt, um folgende Übertragungscharakteristik zu bilden:
und die gemessenen Ergebnisse in Fig. 7 zeigen wiederum eine gute Übereinstimmung mit der Theorie.
[0027] Eine zusätzliche Kopplung wurde eingefügt zwischen den Eingang und den dritten Resonator, um ein Paar Realfrequenzübertratungs-Null-Stellen nahe dem Rand des Bandes zu erzeugen, und das Netzwerk wurde optimiert. Hierdurch trat eine Verminderung der reflektierten Verluste an den Punkten ein, und die gemessenen Ergebnisse sind in Fig. 8 und 9 gezeigt, die belegen, daß eine erhebliche Verminderung der Verluste an den Rändern des Durchlaßbereiches erzielt werden kann. In diesem Fall waren die ersten beiden Kavitäten die elektrischen Resonatoren.
[0028] Es versteht sich, daß bei den beschriebenen Reflexionsfiltern mit variabler Güte die jeweilige Auswahl der maximal flachen und quasi abstandsgleichen Lösungen für das Annäherungsproblem gezeigtermaßen zu expliziten Formeln für die Elementenwerte bei der Realisierung des Kettenleiter-Netzwerkes geführt hat. Experimentelle Vorrichtungen der Grade 5 und 6 wurden konstruiert und aufgebaut, wobei die gemessenen Ergebnisse eine gute Übereinstimmung mit der Theorie zeigten. Es versteht sich weiterhin, daß durch Verbinden zweier Reflexionsfilter mit den Ausgangs-Ports eines 3 dB-Hybrids eine reziproke Vorrichtung erzeugt werden kann.

Claims

1. Mikrowellen-Reflexionsfilter mit einem Zirkulatorbauelement (12) mit einem ersten, zweiten und dritten Port (1, 2, 3), wobei der erste Port (1) einen Signaleingangsport bildet und der dritte Port (3) einen Signalausgangsport bildet, und einem Ein-Port-Filter (10), das mit dem zweiten Port (2) des Zirkulatorbauelements (12) verbunden ist und diesen abschließt, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter einen maximal flachen Frequenzgang aufweist und das Ein-Port-Filter (10) ein Kettenleiternetzwerk aus n Resonatoren umfaßt und einen Reflexionskoeffizienten aufweist, der durch

gegeben ist, wobei 8 = eine Konstante ist, die auf den r- ten Resonator der Kettenleiter anwendbar ist und durch

gegeben ist, und p die komplexe Frequenzvariable ist und die Admittanz Krir der Inverterkopplung zwischen dem (r-1)-ten und r-ten Resonator durch

gegeben ist und die Gütefaktoren der Resonatoren durch

gegeben sind, wobei Qr der Gütefaktor des r-ten Resonators, Cr die Kapazität des r-ten Resonators und Gr

definiert sind, wobei Er eine Variable ist, die auf den r-ten Resonator anwendbar ist und durch

und

definiert ist.

2. Mikrowellen-Reflexionsfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß Übertragungsnullstellen bereitgestellt werden.

3. Mikrowellen-Reflexionsfilter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungsnullstellen durch zwischen dem Eingang des Ein-Port-Filters (10) und einem seiner Resonatoren bereitgestellte Kopplung gebildet werden.

4. Mikrowellen-Reflexionsfilter nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Kopplung zwischen dem Eingang des Ein-Port-Filters (10) und seinem dritten Resonator bereitgestellt wird.

5. Mikrowellen-Reflexionsfilter mit einem Zirkulatorbauelement (12) mit einem ersten, zweiten und dritten Port (1, 2, 3), wobei der erste Port (1) einen Signaleingangsport bildet und der dritte Port (3) einen Signalausgangsport bildet, und einem Ein-Port-Filter (10), das mit dem zweiten Port (2) des Zirkulatorbauelements (12) verbunden ist und diesen abschließt, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter einen Frequenzgang mit abstandsgleicher oder ouasiabstandsgleicher Welligkeit aufweist und das Ein-Port- Filter (10) ein Kettenleiternetzwerk aus n Resonatoren umfaßt und einen Reflexionskoeffizienten aufweist, der durch

gegeben ist, wobei θr eine Konstante ist, die auf den r- ten Resonator der Kettenleiter anwendbar ist und durch

gegeben ist, und p die komplexe Frequenzvariable und α eine Konstante ist und die Admittanzen der Inverterkopplungen durch

gegeben sind, die Admittanz Yr des r-ten Resonators durch

und die Gütefaktoren der Resonatoren durch

Qr = Cr/Gr

gegeben sind, wobei Qr der Gütefaktor des r-ten Resonators, Cr die Kapazität des r-ten Resonators und Gr die Konduktanz des r-ten Resonators ist und Cr und Gr durch

und

definiert ist.

6. Mikrowellen-Reflexionsfilter nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß Übertragungsnullstellen bereitgestellt werden.

7. Mikrowellen-Reflexionsfilter nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungsnullstellen durch zwischen dem Eingang des Ein-Port-Filters (10) und einem seiner Resonatoren bereitgestellte Kopplung gebildet werden.

8. Mikrowellen-Reflexionsfilter nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Kopplung zwischen dem Eingang des Ein-Port-Filters (10) und seinem dritten Resonator bereitgestellt wird.