DE69422856T2

DE69422856T2 - Schaltungsanordnung und Verfahren zur Bestimmung des Stroms durch einen Sensor

Info

Publication number: DE69422856T2
Application number: DE69422856T
Authority: DE
Inventors: Fridolin Wiget
Original assignee: Asulab AG
Current assignee: Asulab AG
Priority date: 1993-06-22
Filing date: 1994-06-10
Publication date: 2000-10-12
Anticipated expiration: 2014-06-11
Also published as: ES2144467T3; CA2126296C; US5532602A; RU2136204C1; AU673425B2; EP0631146A1; JPH07146274A; EP0631146B1; DE69422856D1; FR2707012A1; JP3450435B2; FR2707012B1; CA2126296A1; AU6483694A; RU94021632A

Description

Die Erfindung betrifft amperemetrische Schaltungen und amperemetrische Analyseverfahren und insbesondere Testschaltungen und Analyseverfahren, um amperemetrisch den durch einen Sensor fließenden Strom zu bestimmen.
Die Erfindung kann im Rahmen der amperemetrischen Analyse unter Verwendung eines einspülbaren elektroanalytischen Sensors zur quantitativen Bestimmung biologischer Verbindungen, z. B. Glukose, in Körperflüssigkeiten genutzt werden. Die Erfindung wird nachfolgend im Zusammenhang mit diesem Anwendungsbeispiel beschrieben; es ist jedoch klar, daß diese Erfindung selbstverständlich nicht auf diese Anwendung beschränkt ist.
Diabetes ist eine Stoffwechselkrankheit, die durch eine unzureichende Insulinproduktion der Bauchspeicheldrüse gekennzeichnet ist, was zu anomalen Blutzuckerspiegeln führt. Der Blutzuckerspiegel des Patienten kann durch eine strenge Überwachung seiner Diät und tägliche Insulininjektionen auf der Höhe des Normalwertes gehalten werden. Der Blutzuckerspiegel des Patienten muß jedoch sorgfältig überwacht werden, sei es durch klinische Analysen oder tägliche Analysen, die der Patient ausführen kann, wobei er relativ einfache Verfahren anwendet.
Ein derartiges Verfahren zur Kontrolle des Blutzuckerspiegels eines Patienten nutzt Sensoren, die wenigstens eine Referenzelektrode und eine Arbeitselektrode, die mit einem katalytisch aktiven Enzymgemisch und einer Überträgerverbindung überzogen sind, umfassen, wobei die Gesamtheit gegebenenfalls mit einer durchlässigen Membran überzogen sein kann. Wenn ein derartiger Sensor mit einer Blutprobe in Kontakt gebracht wird, die eine Substanz enthält, mit welcher das Enzym einen katalytischen Effekt aufweist, überträgt die Überträgerverbindung Ladungen zur Elektrode. Die Ladungsmenge, die nach dem Anlegen einer Konstantspannung an die Anschlüsse des Sensors in einer bestimmten Zeit, die genau festgelegt ist, übertragen wird, hat sich als proportional zur Glukosekonzentration in der Blutprobe erwiesen.
Fig. 1 zeigt eine vorhandene Testschaltung 1, die ermöglicht, den durch einen solchen Sensor 2 fließenden Strom zu messen. Die Testschaltung 1 umfaßt eine Referenzspannungsquelle 3, einen Operationsverstärker 4, ein Tiefpaßfilter 5 sowie einen Analog/Digital-Umsetzer 6. Die Referenzspannungsquelle 3 enthält drei Widerstände 7, 8, 9 und eine Diode 10. Der Widerstand 7 ist an einem Ende mit einer Versorgungsspannung V+ und am anderen Ende mit der Anode der Diode 10 verbunden. Die Katode der Diode 10 ist auf Masse gelegt, wohingegen die Widerstände 8 und 9, die miteinander in Reihe geschaltet sind, parallel zur Diode 10 geschaltet sind. Die Diode 10 ist demnach stromdurchflossen und die Widerstände 8 und 9 wirken als Spannungsteiler an den Anschlüssen dieser Diode 10, um eine Referenzspannung Vref von 300 mV an den nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers 4 anzulegen.
Eine Elektrode des Sensors 2 ist mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 4 verbunden, während seine andere Elektrode auf Masse gelegt ist. Ein Rückkopplungswiderstand 11 mit einem Wert R&sub1;&sub1; ist zwischen den Ausgang und den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 4 geschaltet. Der durch den Widerstand 11 fließende Strom I ist demnach gleich Vref/R&sub1;&sub1; Aufgrund der zwischen dem invertierenden und dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers 4 vorhandenen virtuellen Masse fließt der durch den Widerstand 11 fließende Strom I auch durch den Sensor 2. Wenn der Wert R&sub1;&sub1; des Widerstandes 11 bekannt ist, kann die Stärke des durch den Sensor fließenden Stroms I durch Messen des Spannungsabfalls an den Anschlüssen des Widerstandes 11 bestimmt werden.
Das Tiefpaßfilter 5 umfaßt einen Kondensator 12 und einen Widerstand 13, die miteinander in Reihe und zum Widerstand 11 parallel geschaltet sind, um Rauschen oder jede andere Störung des Spannungssignals an den Anschlüssen des Widerstandes 11 auszuschalten.
Der Analog/Digital-Umsetzer 6 enthält ein UND-Gatter 14, einen Komparator 15, einen Binärzähler 16 und einen Digital/Analog-Umsetzer 17. Die an den Anschlüssen des Kondensators 12 anliegende Spannung wird an den nichtinvertierenden Eingang des Komparators 15 angelegt, wohingegen der Ausgang des Komparators 15 mit einem Eingang des UND-Gatters 14 verbunden ist. Dem anderen Eingang dieses UND-Gatters wird ein mit CLOCK bezeichnetes Taktsignal zugeführt. Der Zähler 16 zählt die vom UND-Gatter 14 empfangenen Ausgangsimpulse, wobei die Anzahl der gezählten Impulse binär über die logischen Zustände der an seinen Ausgängen 16a, 16b, 16c und 16d anliegenden Signale dargestellt wird. In dieser Schaltung repräsentiert der Zustand des Ausgangs 16a das Bit mit der höchsten Wertigkeit, während der Zustand des Ausgangs 16d das Bit mit der niedrigsten Wertigkeit darstellt.
Der Digital/Analog-Umsetzer 17 umfaßt vier Schalter 18, 19, 20 und 21, von denen jeder jeweils einen mit einem der Ausgänge 16a bis 16d des Zählers 16 verbundenen Steuereingang sowie jeweils einen mit Masse und einen mit der Versorgungsspannung V+ verbundenen Eingang hat. Jeder dieser Schalter 18 und 21 ist so beschaffen, daß je nach hohem oder niedrigem logischen Pegel des Eingangs 16a bis 16d, mit dem ihr Steuereingang verbunden ist, der Ausgang mit der Versorgungsspannung V+ oder mit Masse verbunden wird.
Der Ausgang jedes der Schalter 18 und 21 ist über einen Widerstand 22, 23, 24 bzw. 25 mit dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 26 verbunden. Der nichtinvertierende Eingang dieses Operationsverstärkers 26 ist auf Masse gelegt, während sein Ausgang einerseits über einen Rückkopplungswiderstand 27 mit seinem invertierenden Eingang und andererseits mit dem invertierenden Eingang des Komparators 15 verbunden ist. Die Werte R, 2R, 4R und 8R der Widerstände 22, 23, 24 und 25 sind so gewählt, daß ein hoher logischer Pegel an den Ausgängen 16a, 16b, 16c und 16d jeweils das Anlegen einer Spannung von 8 V, 4 V, 2 V und V am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 26 bewirkt, wobei V die Höhe der Spannung ist, die an diesen invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 26 angelegt wird, wenn nur der Ausgang 16d des Zäh lers 16 auf hohem logischen Pegel ist. Eine der Summe der am invertierenden Ausgang anliegenden Spannungen entsprechende Spannung wird über den Ausgang des Operationsverstärkers 26 geliefert. Diese Spannung wird vom Komparator 15 mit der Spannung an den Anschlüssen des Kondensators 12 verglichen.
Zu Beginn wird der Zähler 12 auf null zurückgesetzt, wobei jeder seiner Ausgänge 16a, 16b, 16c und 16d auf niedrigem logischen Pegel ist. Die Summe der am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 26 anliegenden Spannungen sowie die Spannung über dem invertierenden Eingang des Komparators 15 betragen demzufolge null Volt. Unter diesen Bedingungen ist der Ausgang des Komparators 15 auf hohem logischen Pegel und das UND-Gatter 14 überträgt das Taktsignal CLOCK an den Zähler 16. Der Zähler 16 registriert die Anzahl der vom UND-Gatter 14 empfangenen Zählimpulse. Die die Anzahl der gezählten Impulse wiedergebende Binärzahl an den Ausgängen 16a, 16b, 16c und 16d, die sich linear in Abhängigkeit von der Zeit erhöht, wird als Eingangssignal für den Digital/Analog-Umsetzer 17 verwendet. Die Ausgangsspannung des Digital/Analog-Umsetzers 17, die schrittweise ansteigt, hat zu jedem Zeitpunkt eine Höhe, die der Summe der am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 26 anliegenden Spannungen entspricht.
Solange die Spannung an den Anschlüssen des Kondensators 12 größer als die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 26 ist, ist der Ausgang des Komparators 15 auf hohem logischen Pegel und überträgt das UND-Gatter 14 die Impulse des Taktsignals CLOCK an den Zähler 16. Wenn die Spannung am Ausgang des Operationsverstärkers 26 die Spannung an den Anschlüssen des Kondensators 12 überschreitet, geht der Ausgang des Komparators 15 auf den niedrigen logischen Pegel über, was das UND-Gatter sperrt und die Zählung der Impulse des Taktsignals CLOCK unterbricht. Zu diesem Zeitpunkt ist die Spannung an den Anschlüssen des Kondensators 12 ungefähr gleich der Spannung am Ausgang des Operationsverstärkers 26 und die Ausgänge 16a, 16b, 16c und 16d des Zählers 16 stellen als Bitmuster 28 eine Zahl dar, die ein Maß für die Spannung an den Anschlüssen des Kondensators 12 ist. Da der Wert des Widerstandes 11 bekannt ist, ist diese Binärzahl 28 auch für die Stärke des durch den Sensor 2 fließenden Stroms I repräsentativ.
Die in Fig. 1 gezeigte Testschaltung ist vom analogen Typ und verlangt neben zahlreichen anderen der obenbeschriebenen Schaltungselemente den Einsatz zweier Operationsverstärker 4 und 26, um ein digitales Ausgangssignal zu erzeugen, welches repräsentativ für den Widerstand des Sensors 2 ist. Um den Glukosegehalt in der auf den Sensor aufgebrachten Blutprobe präzise zu messen, müssen die Operationsverstärker 4 und 26 aufgrund der kleinen Signale und im Einschwingzustand ein ausgezeichnetes Gleichstromverhalten sowie sehr lineare Übertragungskennlinien aufweisen. Um derartige Leistungsdaten zu erzielen, ist es häufig notwendig, zur Realisierung der beiden Operationsverstärker 4 und 26 jeweils zwanzig oder mehr Transistoren sowie mehrere Widerstände und mehrere Kondensatoren zu verwenden. Derartige Verstärker weisen jedoch den Nachteil auf, daß sie in Form einer integrierten Schaltung schwer präzise hergestellt werden können.
Die Testschaltung gemäß dem Stand der Technik, die soeben überblicksmäßig beschrieben worden ist, entspricht beispielsweise einem Teil der im Dokument EP 0 351 892 offenbarten Schaltung. Im Dokument EP 0 471 986 ermöglicht eine Testschaltung, die eine Stromquelle sowie Umschaltmittel zur wahlweisen Ansteuerung der Stromquelle umfaßt, aufgrund eines Mikroprozessors und einer komplexen Schaltung, einen Prüfsensor von einem Kalibrierungssensor zu unterscheiden und eine Kalibrierfunktion auszuwählen.
Ein Ziel der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Testschaltung zur amperemetrischen Bestimmung der Stärke des durch einen Sensor fließenden Stroms zu schaffen, welche die Nachteile des Standes der Technik behebt.
Dazu hat also die Erfindung eine Testschaltung für die amperemetrische Bestimmung eines durch einen Sensor fließenden Stroms zum Gegenstand, in der eine Stromquelle wahlweise durch Umschaltmittel gesteuert wird, um einen Gleichstrom durch den Sensor zu schicken oder zu unterbrechen, dadurch gekennzeichnet, daß sie außerdem umfaßt: Vergleichsmittel zum Vergleichen der Potentialdifferenz an den Anschlüssen des Sensors mit einer Referenzspannung und zum Erzeugen eines Steuersignals, das einen ersten logischen Pegel besitzt, wenn die Potentialdifferenz kleiner als die Referenzspannung ist, und einen zweiten logischen Pegel besitzt, wenn die Potentialdifferenz größer als die Referenzspannung ist, Steuermittel, die einem Taktsignal (CLOCK) unterliegen, das eine bestimmte Anzahl von Zyklen pro Sekunde besitzt, um ein Umschaltsignal zu liefern, das als Antwort auf das Steuersignal mit dem ersten logischen Pegel den ersten logischen Pegel annimmt und als Antwort auf das Steuersignal mit dem zweiten logischen Pegel den zweiten logischen Pegel annimmt, wobei die Umschaltmittel den Gleichstrom fließen lassen, wenn das Umschaltsignal den ersten logischen Pegel besitzt, sowie Taktgebermittel zum Messen der kumulierten Zeit, in der das Umschaltsignal während einer Meßperiode den ersten logischen Pegel besaß, um ein Ausgangssignal zu liefern, das den Mittelwert des durch den Sensor fließenden Stroms repräsentiert.
Somit wird eine Testschaltung mit einer geringeren Anzahl von Bauelementen geschaffen, die zudem die komplizierten und hochpräzisen Schaltungen der Testschaltungen gemäß dem Stand der Technik nicht benötigt. Die Testschaltung der vorliegenden Erfindung kann demzufolge leichter als integrierte Schaltung ausgeführt werden.
Ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein Verfahren zur amperemetrischen Bestimmung der Stärke des durch einen Sensor fließenden Stroms unter Verwendung einer Testschaltung mit einer Stromquelle, Umschaltmitteln, Vergleichsmitteln, Steuermitteln und Taktgebermitteln, z. B. jenen, die oben beschrieben worden sind, zu schaffen, dadurch gekennzeichnet, daß es die folgenden Schritte umfaßt:
(a) Ersetzen des Sensors durch ein Kalibrierungselement mit bekanntem Widerstand,
(b) Messen einer ersten kumulierten Zeit, in der das Umschaltsignal während einer Meßperiode den ersten logischen Pegel besitzt, um einen Kalibrierungsfaktor zu bestimmen,
(c) Ersetzen des Kalibrierungselementes durch den Sensor,
(d) Messen einer zweiten kumulierten Zeit, in der das Umschaltsignal während der Meßperiode den ersten logischen Pegel besitzt,
(e) Multiplizieren der zweiten kumulierten Zeit mit dem Kalibrierungsfaktor, um ein Ausgangssignal zu liefern, das den mittleren Strom repräsentiert, der durch den Sensor fließt.
Auf diese Art und Weise kann die Testschaltung so kalibriert werden, daß ihr Ausgangssignal unabhängig vom tatsächlichen Wert des von der Gleichstromquelle abgegebenen Stroms ist.
Die nachfolgende Beschreibung geht ausführlicher auf die verschiedenen Merkmale der vorliegenden Erfindung ein. Um das Verständnis der Erfindung zu erleichtern, wird in dieser Beschreibung auf die beigefügte Zeichnung Bezug genommen, worin
- die bereits beschriebene Fig. 1 ein vereinfachter Schaltplan einer Testschaltung gemäß dem Stand der Technik ist;
- Fig. 2 ein vereinfachter Schaltplan einer beispielhaft gegebenen, nicht einschränkenen Ausführungsform der Testschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung ist, und
- Fig. 3 ein Zeitdiagramm ist, welches die Interdependenz der verschiedenen, in der Schaltung von Fig. 2 gemessenen Signale zeigt.
In Fig. 2 ist nun eine mit dem Bezugszeichen 40 versehene Testschaltung zur amperemetrischen Bestimmung des durch den Sensor 41 fließenden Stroms gezeigt. Die Schaltung 40 umfaßt einen Komparator 42, eine Referenzspannungsquelle 43, eine Kippschaltung D 44, ein analog übertragendes Gatter 45, einen Widerstand 46, einen Kondensator 47, einen Zähler 48 sowie ein UND- Gatter 49. Der Widerstand 46 ist an einem seiner Enden mit einer Versorgungsspannung V+ und an seinem anderen Ende über das analoge Gatter 45 mit einer Elektrode des Sensors 41 verbunden. Die andere Elektrode des Sensors 41 liegt auf Masse. Der Kondensator 47 ist zu den Anschlüssen des Sensors 41 parallel geschaltet. Wenn das analoge Gatter 45 leitend ist, fließt ein Strom durch den Sensor 41 und über den Kondensator 47.
Die Potentialdifferenz VBS an den Anschlüssen des Sensors 41 wird vom Komparator 42 mit einer Referenzspannung von beispielsweise 300 mv, die von der Referenzspannungsquelle 43 bereitgestellt wird, verglichen. Der Ausgang des Komparators 42 ist auf hohem logischen Pegel, wenn die Potentialdifferenz VgS an Anschlüssen des Sensors 41 kleiner als die Referenzspannung von 300 mV ist, und der Ausgang des Komparators 42 ist auf niedrigem logischen Pegel, wenn die Potentialdifferenz an den Anschlüssen des Sensors 41 größer als die Referenzspannung von 300 mv ist.
Der Ausgang des Komparators 42 ist mit dem D-Eingang der Kippschaltung D 44 verbunden. Ein Taktsignal CLOCK, das eine Reihe von zeitlich gleichmäßig beabstandeten Impulsen repräsentiert und beispielsweise eine Frequenz von 32768 Impulsen pro Sekunde hat, wird dem Takteingang der Kippschaltung D 44 zugeführt. Der Ausgang Q der Kippschaltung D 44 nimmt am Ende jedes Taktimpulses CLOCK den hohen oder niedrigen logischen Pegel an, den das dem D-Eingang zugeführte Signal zu Beginn eben dieses Taktimpulses hatte. Zwischen zwei aufeinanderfolgenden Taktimpulsen wird der Pegel des Ausgangs Q beibehalten.
Die Kippschaltung D 44 besitzt einen Rücksetzeingang, dem von einer in Fig. 2 nicht gezeigten Steuerschaltung ein Freigabesignal ENABLE zugeführt wird. Wenn das Freigabesignal auf niedrigem logischen Pegel ist, wird der Ausgang Q der Kippschaltung D 44 auf dem niedrigem logischen Pegel gehalten. Wenn andererseits das Freigabesignal ENABLE auf hohem logischen Pegel ist, wird der zu Beginn jedes Taktimpulses am D-Eingang der Kippschaltung D 44 anliegende Signalzustand am Ende dieses Taktimpulses an ihren Ausgang Q übertragen.
Der Ausgang Q der Kippschaltung 44 ist zur Steuerung des Betriebs des analogen Gatters 45 mit diesem verbunden. Das analoge Gatter 45 ist geöffnet und gestattet den Stromfluß durch den Sensor 41, wenn der Ausgang Q der Kippschaltung 44 auf hohem logischen Pegel ist. In diesem Zustand ist der Widerstand des analogen Gatters 45 wesentlich geringer als der des Widerstandes 46. Der dem Sensor 41 zugeführte Strom ist demzufolge im wesentlichen durch die Höhe der Spannung V+ sowie den Wert des Widerstandes 46 bestimmt.
Wenn der Ausgang Q der Kippschaltung 44 auf niedrigem logischen Pegel ist ist das analoge Gatter 45 gesperrt und verhindert den Stromfluß durch den Sensor 41. Auf diese Art und Weise wird das Wirken des analogen Gatters 45 so gesteuert, daß es wenigstens während der Dauer eines Taktzyklus entweder leitend oder gesperrt ist. Es ist zu sehen, daß die Spannung V+ und der Widerstand 46 eine Stromquelle bilden, die mit Hilfe des am Ausgang Q der Kippschaltung 44 anliegenden Signals über das Gatter 45 gesteuert wird. Der Einsatz der Kippschaltung D 44 verhindert, daß die Testschaltung 40 in einen anhaltenden Schwingungszustand gerät, in dem der Ausgang des Komparators 42 und der Zustand des analogen Gatters 45 zwischen ihren beiden Zuständen mit hoher Geschwindigkeit oszillieren und in dem diese Testschaltung 40 kein verwertbares Resultat liefern würde. Es ist klar, daß andere Mittel, wie z. B. eine RS-Kippschaltung oder andere geeignete Schaltungen genutzt werden können, um den Betrieb der Umschaltmittel der Stromquelle zu steuern.
Der Ausgang Q der Kippschaltung D 44 und das Taktsignal CLOCK sind durch das UND-Gatter 49, dessen Ausgang mit dem Zähler 48 verbunden ist, logisch miteinander verknüpft. Der Zähler 48 zählt demzufolge die Anzahl der Taktzyklen, wenn der Ausgang Q der Kippschaltung D auf hohem logischen Pegel ist. Der Ausgang 50 des Zählers 48 liefert eine Binärzahl der Gesamtzeit, während der dieser D-Eingang auf hohem logischen Pegel ist. Diese Gesamtzeit ist, wie nachfolgend deutlicher werden wird, für den Widerstand des Sensors 41 repräsentativ.
Die Funktionsweise der Testschaltung 40 wird nun in Verbindung mit Fig. 3 erläutert, welche ein Zeitdiagramm des Taktsignals CLOCK, des Freigabesignals ENABLE, des Ausgangs Q der Kippschaltung 44, der Spannung VgS an den Anschlüssen des Sensors 41 und des D-Eingangs der Kippschaltung, die in Verbindung mit Fig. 2 beschrieben worden sind, zeigt. Zu einem Zeitpunkt t0 geht das Freigabesignal ENABLE vom niedrigen logischen Pegel zum hohen logischen Pegel über. Wenn das analoge Gatter 45 geschlossen ist, fließt kein Strom durch den Sensor 41 und die Potentialdifferenz VgS an den Anschlüssen des letzteren beträgt null Volt. Unter diesen Bedingungen liegt der Ausgang des Komparators 42 auf hohem logischen Pegel.
Am Ende des folgenden Taktimpulses, zu einem Zeitpunkt t&sub1;, wird der hohe logische Pegel des D-Eingangs an den Ausgang Q übertragen und das analoge Gatter 45 wird leitend. Demzufolge fließt Strom durch den Widerstand 46, über den Kondensator 47 und durch den Sensor 41. Der Kondensator 47 wird aufgeladen und die Potentialdifferenz VBS an seinen Anschlüssen sowie an denen des Sensors 41 erhöht sich in Abhängigkeit von der Zeit. Solange diese Potentialdifferenz VBS kleiner als die Referenzspannung von 300 mv bleibt, bleiben der D-Eingang wie auch der Ausgang Q auf hohem logischen Pegel und das analoge Gatter 45 bleibt leitend. Außerdem zählt während dieser Zeit der Zähler 48 die Taktimpulse, die ihm vom UND-Gatter 49 übermittelt werden.
In weiteren Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung kann der Kondensator 47 aus der Testschaltung 40 weggelassen werden, wobei dann die Erhöhung der Potentialdifferenz an den Anschlüssen des Sensors 41 im Laufe der Zeit auf die interne Kapazität des Sensors 41 selbst zurückzuführen ist.
Zu einem Zeitpunkt t2 erreicht die Potentialdifferenz VgS an den Anschlüssen des Sensors 41 die Höhe von 300 mV. Der Ausgang des Komparators 42 und folglich der D-Eingang gehen auf den niedrigen logischen Pegel über. Am Ende des nachfolgenden Taktimpulses, zu einem Zeitpunkt t3, springt der Ausgang Q auf den niedrigen logischen Pegel, wodurch das analoge Gatter 45 gesperrt und der Stromfluß durch den Sensor 41 unterbunden wird. Außerdem sperrt das UND- Gatter 49 die Übertragung der Taktimpulse zum Zähler 48, der vorübergehend das Zählen einstellt.
Da über die Anschlußklemme V+ und durch den Widerstand 46 kein Strom mehr fließt, entlädt sich der Kondensator 47 im Laufe der Zeit, bis die Po tentialdifferenz an den Anschlüssen des Sensors 41 zu einem Zeitpunkt t4 unter die Referenzspannung von 300 mV abfällt. Der Ausgang des Komparators und der D-Eingang gehen daraufhin vom niedrigen logischen Pegel zum hohen logischen Pegel über. Am Ende des nachfolgenden Taktimpulses, zu einem Zeitpunkt t5, springt der Ausgang Q auf den hohen logischen Pegel, wodurch das analoge Gatter 45 leitend wird und erneut den Stromfluß über den Widerstand 46 zum Kondensator 47 und zum Sensor 41 ermöglicht. Das UND-Gatter 49 kann erneut das Taktsignal CLOCK an den Zähler 48 übertragen, der daraufhin erneut zu zählen beginnt. Der Kondensator 47 wird erneut durch den von der Anschlußklemme V+ über den Widerstand 46 fließenden Strom aufgeladen, so daß sich die Potentialdifferenz VBS an den Anschlüssen des Sensors 41 von neuem erhöht.
Im weiteren Verlauf dieses Prozesses, geht das analoge Gatter 45 zu Zeitpunkten t&sub6; bis t&sub1;&sub2; abwechselnd von seinem gesperrten Zustand in seinen leitenden Zustand und umgekehrt über, wie dies in Fig. 3 gezeigt ist. Die Potentialdifferenz VBS an den Anschlüssen des Sensors 41 schwankt demnach um den Wert 300 mV.
Während der Zeit, in welcher das analoge Gatter 45 leitend ist, ist nach einem Zeitpunkt t&sub0; der durch den Widerstand 46 fließende Strom bestimmt durch
IBS = (V+ - Vref)/R&sub4;&sub6;,
wobei Vref die Referenzspannung von 300 mv und R&sub4;&sub6; der Wert des Widerstandes 46 ist. Dieser Wert R&sub4;&sub6; ist konstant, so daß die Versorgungsspannung V+ und der Widerstand 46 in der Tat eine Konstantstromquelle bilden, die den Sensor 41 mit einem konstanten Strom speist. Der Betrieb dieser Konstantstromquelle wird über das analoge Gatter 45 gesteuert. In weiteren Ausführungsformen der Erfindung können, wie dem Fachmann klar ist, anstelle der in Fig. 2 gezeigten andere schaltbare Konstantstromquellen eingesetzt werden. Außerdem können die Umschaltmittel, um ein wahlweises Einschalten der Konstantstromquelle zu ermöglichen, anders als mit Hilfe des analogen Gatters 45 ausgeführt sein.
Der zeitliche Anteil, in dem das analoge Gatter 46 geöffnet war, kann aus dem Verhältnis NQ1/(NQ1 + NQ0) bestimmt werden, wobei NQ1 die kumulierte Anzahl der Taktimpulse ist, die während der Meßperiode vom Zähler 48 gezählt worden sind; so daß demzufolge diese Zahl NQ1 repräsentativ für die kumulierte Zeit ist, während der das analoge Gatter 45 im Verlauf dieser Meßperiode geöffnet war, und NQ0 die Anzahl der Taktimpulse ist, die vom Zähler 48 im Verlauf dieser Meßperiode nicht gezählt worden sind, so daß demzufolge die Zahl NQ0 repräsentativ für die kumulierte Zeit ist, während der das analoge Gatter 45 im Verlauf der Meßperiode gesperrt war. Die Summe der Zahlen NQ1 plus NQ0 ist offensichtlich für die Länge der Messperiode repräsentativ.
Der mittlere Strom Iggave, der während der Meßperiode durch den Sensor 41 und über den Kondensator 47 fließt, ist demzufolge durch
IBSave = [(V+ - Vref)/R&sub4;&sub6;] · [NQ1/(NQ1 + NQ0)]
gegeben.
Da die Werte V+, Vref R&sub4;&sub6; und (NQ1 + NQ0) von vornherein festgelegt sind, ist die Zahl NQ1 für den mittleren Strom Iggave, der während der Meßperiode durch den Sensor 41 fließt, repräsentativ.
Vorzugsweise kann die in Fig. 2 gezeigte Testschaltung 40 kalibriert werden, um mögliche Veränderungen der Stärke des Gleichstroms, die auf Veränderungen der Höhe von V+ und/oder des Wertes R&sub4;&sub6; des Widerstandes 46 im Laufe der Zeit zurückzuführen sind, zu berücksichtigen. Wenn beispielsweise die Spannung V+ von einer Spannungsquelle, wie z. B. einer Monozelle, abgegeben wird, ist bekannt, daß sich ihre tatsächlicher Höhe im Laufe der Zeit beträchtlich verringert. In ähnlicher Weise kann der genaue Wert R&sub4;&sub6; des Widerstandes 46 von einer Schaltung zur nächsten aufgrund von Herstellungstoleranzen, die etwa 5%, vielleicht sogar mehr betragen können, verschieden sein. Selbst wenn diese Werte R&sub4;&sub6; und V+ nicht präzise ermittelt werden können, so sind sie jedoch über einen Zeitraum von einigen Stunden stabil. Während der Meßperiode, die nur ei nige zehn Sekunden dauert, können diese Werte also als unveränderlich angesehen werden.
Um die Testschaltung 40 zwecks Eliminierung der Auswirkungen der Veränderungen der Werte von V+ und R&sub4;&sub6; zu kalibrieren, kann der Sensor 41 durch einen Präzisionswiderstand 51 mit einem Wert Rcal ersetzt werden. Ein solcher Widerstand kann beispielsweise ein Drahtwiderstand mit einer Toleranz von ± 0,05% oder besser sein. Der durch den Widerstand 51 fließende mittlere Strom Icalave ist bestimmt durch
Icalave = [(V+ -Vref)/R&sub4;&sub6;] · [NQ1cal/(NQ1cal + NQOcal)]
wobei NQ1cal die kumulierte Anzahl der Taktimpulse ist, die gezählt wird, während das analoge Gatter im Verlauf der Meßperiode leitend ist, und NQ0cal die Anzahl der Taktimpulse ist, die erzeugt werden, während das analoge Gatter 45 im Verlauf der Meßperiode gesperrt ist. Daraus ergibt sich also, daß
iV+ - Vref)/R&sub4;&sub6; = (Vref · NQcal/(Rcal · NQ1cal) = Xcal
wobei NQcal = (NQ1cal + NQOcai) und Xcal der Kalibrierfakor der Testschaltung 40 ist. Da die Werte Vref und Rcal bekannt sind, kann der Kalibrierfaktor Xcal während einer Meßzeit, die NQcal Taktimpulsen entspricht, direkt am Ausgang des Zählers 48 gewonnen werden.
Nach der Bestimmung des Kalibrierfaktors Xcal wird der Präzisionswiderstand 51 durch den Sensor 41 ersetzt und der mittlere durch den Sensor 41 fließende Strom Iggave wird wie oben beschrieben gemessen. Der tatsächliche Widerstandwert des Sensors 41, dem die Binärzahl 50 entspricht, wird erhalten, indem die Binärzahl 50 durch den Kalibrierfaktor Xcal geteilt wird. Dies ist verständlich, wenn in Betracht gezogen wird, daß der mittlere Strom IBsave, der durch den Sensor 41 fließt durch
IBSave = [(V+ - Vref)/R&sub4;&sub6;) · (NQ1 mes/NQmes) = Xcal · (NQ1mes/NQmes),
bestimmt ist, wobei NQ1mes die Anzahl der Taktimpulse ist, die während der kumulierten Zeit, in der das analoge Gatter 45 während der Meßperiode leitend ist, gezählt werden, wenn der Präzisionswiderstand 51 durch den Sensor 41 ersetzt worden ist, und NQ0mes die Anzahl der Taktimpulse ist, die erzeugt werden, während das analoge Gatter 45 gesperrt ist. Der mittlere Strom IBsave, der durch den Sensor 41 fließt, kann demzufolge unabhängig von allen Veränderungen von V+ und R46 gemessen werden.
Wenn der Wert R4 g des Widerstandes 46 genau bekannt ist, ermöglicht der obenbeschriebene Kalibrierungsschritt, in dem Xcal bestimmt wird, die Bestimmung des Istwertes von V+ aus einer Berechnung, die sich nach folgender Gleichung ergibt:
V+ = (Xcal · R46) - Vref
Dieser Wert kann auch dazu benutzt werden, um das Ende der Einsatzdauer der Monozelle, d. h. den Moment, in dem der Wert von V+ kleiner als eine bestimmte Schwelle wird, zu erfassen, um anzuzeigen, daß die Monozelle ausgetauscht werden sollte.
Die Testschaltung 40 kann auch in Anwendungen genutzt werden, die Temperaturmessungen erfordern. Ein Sensor mit einem negativen Temperaturkoeffizienten (NTC), dessen Widerstand sich in bekannter Weise mit der Temperatur ändert, kann anstelle des Sensors 41 eingesetzt werden. Die am Ausgang des Zählers 48 vorliegende Binärzahl ist in diesem Fall für den Widerstand des NTC- Sensors und damit für die Temperatur in der unmittelbaren Umgebung des NTC- Sensors repräsentativ.
Während die vorliegende Erfindung soeben insbesondere in Verbindung mit der Messung des Blutzuckerspiegels beschrieben worden ist, können die Testschaltung und das Verfahren der amperemetrischen Bestimmung des durch einen Sensor fließenden Stroms unter Verwendung der Testschaltung der vorliegenden Erfindung auch im Zusammenhang mit der quantitativen Bestimmung weiterer biologisch bedeutsamer Substanzen wie etwa des TSH, des T4, der Hormone wie etwa des HCG, der herzwirksamen Glykoside wie etwa des Digo xins, der Antiarrhythmika wie etwa des Lidocains, der Antiepileptika wie etwa des Phenobarbitals, der Antibiotika wie etwa des Gentamycins, des Cholesterols sowie ähnlicher und nichttherapeutischer Substanzen eingesetzt werden.
Schließlich ist klar, daß verschiedene Modifikationen vorgenommen und/oder Zusätze an der Testschaltung und an dem Verfahren zur amperementrischen Bestimmung des durch einen Sensor fließenden Stroms unter Verwendung der Testschaltung angebracht werden können, ohne den Rahmen der vorliegenden Erfindung, der durch die beigefügten Ansprüche bestimmt ist, zu verlassen.

Claims

1. Testschaltung für die amperemetrische Bestimmung des durch einen Sensor (41) fließenden Stroms, in der eine Stromquelle (V+, 46) wahlweise durch Umschaltmittel (45) gesteuert wird, um einen Gleichstrom durch den Sensor zu schicken oder zu unterbrechen, dadurch gekennzeichnet, daß sie außerdem umfaßt:

- Vergleichsmittel (42) zum Vergleichen der Potentialdifferenz (Vgg) an den Anschlüssen des Sensors mit einer Referenzspannung (Vref) und zum Erzeugen eines Steuersignals (D), das einen ersten logischen Pegel besitzt, wenn die Potentialdifferenz (VBS) kleiner als die Referenzspannung (Vref) ist, und einen zweiten logischen Pegel besitzt, wenn die Potentialdifferenz größer als die Referenzspannung (Vref) ist,

- Steuermittel (44), die einem Taktsignal (CLOCK) unterliegen, das eine bestimmte Anzahl von Zyklen pro Sekunde besitzt, um ein Umschaltsignal (Q) zu liefern, das als Antwort auf das Steuersignal (D) mit dem ersten logischen Pegel den ersten logischen Pegel annimmt und als Antwort auf das Steuersignal (D) mit dem zweiten logischen Pegel den zweiten logischen Pegel annimmt, wobei die Umschaltmittel (45) den Gleichstrom liefern, wenn das Umschaltsignal (Q) den ersten logischen Pegel besitzt, und

- Taktgebermittel (48, 49) zum Messen der kumulierten Zeit, in der das Umschaltsignal während einer Meßperiode den ersten logischen Pegel besaß, um ein Ausgangssignal (50) zu liefern, das einen Mittelwert (IBSave) des durch den Sensor fließenden Stroms repräsentiert.

2. Testschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Taktgebermittel enthalten:

- eine Zählerschaltung (48), die durch ein UND-Gatter (49) gesteuert wird, das Signale von den Steuermitteln (44) und das Taktsignal (CLOCK) empfängt, um die Anzahl von Zyklen zu zählen, in denen das Umschaltsignal (Q) während der Meßperiode seinen ersten logischen Pegel besitzt.

3. Testschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromquelle enthält:

- eine Spannungsquelle (V+) zum Liefern einer konstanten Gleichspan nung,

- ein Widerstandselement (46), das zwischen die Spannungsquelle (V+) und den Sensor (41) geschaltet ist,

wobei die Umschaltmittel (45) wahlweise gesteuert werden, um die Potentialdifferenz (VBS) an den Anschlüssen des Sensors (41) auf einem im wesentlichen konstanten Pegel zu halten und um somit einen im wesentlichen konstanten Strom (IBS) an den Sensor (41) zu liefern, wenn die Umschaltmittel (45) aktiv sind.

4. Testschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Umschaltmittel (45) mit dem Widerstandselement (46) in Reihe geschaltet sind.

5. Testschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Umschaltmittel (45) einen internen Widerstand aufweisen, der wesentlich kleiner als das Widerstandselement (46) ist.

6. Testschaltung nach irgendeinem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuermittel (44) eine Kippschaltung enthalten, die einem Taktsignal (CLOCK) zugeordnet ist und einen Eingang (D) sowie einen Ausgang (Q) besitzt, wobei das Steuersignal an den ersten Eingang (D) geliefert und das Umschaltsignal vom Ausgang (Q) geliefert wird.

7. Testschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Taktgebermittel (48, 49) die Anzahl der Taktzyklen während der Meßperiode, in denen der Ausgang (Q) auf dem ersten logischen Pegel liegt, zählen.

8. Testschaltung nach irgendeinem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß sie außerdem ein kapazitives Element (47) enthält, das zum Sensor (41) parallelgeschaltet ist.

9. Verfahren zur amperemetrischen Bestimmung des durch einen Sensor fließenden Stroms unter Verwendung einer Testschaltung nach irgendeinem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß es die folgenden Operationen umfaßt:

(a) Ersetzen des Sensors (41) durch ein Kalibrierungselement (51) mit bekanntem Widerstand,

(b) Messen einer ersten kumulierten Zeit (NQ1cal), in der das Umschaltsignal

(Q) während der Meßperiode den ersten logischen Pegel besitzt, um einen Kalibrierungsfaktor (Xcal) zu bestimmen,

(c) Ersetzen des Kalibrierungselements (51) durch den Sensor (41),

(d) Messen einer zweiten kumulierten Zeit (NQ1mes), in der das Umschaltsignal (Q) während der Meßperiode den ersten logischen Pegel besitzt,

(e) Multiplizieren der zweiten kumulierten Zeit (NQ1 mes) mit dem Kalibrierungsfaktor (Xcal), um ein Ausgangssignal zu liefern, das den mittleren Strom (IBSave) repräsentiert, der während der Meßperiode durch den Sensor (41) fließt.

10. Verfahren nach Anspruch 9, das eine Testschaltung nach Anspruch 2 verwendet, dadurch gekennzeichnet, daß die Schritte (b) und (d) das Zählen der Anzahl der Zyklen während der Meßperiode, in denen das Umschaltsignal (Q) den ersten logischen Pegel besitzt, umfaßt.

11. Verfahren nach Anspruch 9, das eine Testschaltung nach Anspruch 7 verwendet, dadurch gekennzeichnet, daß die Schritte (b) und (d) das Zählen der Anzahl von Taktzyklen, in denen der Ausgang (Q) während der Meßperiode auf dem ersten logischen Pegel liegt, umfaßt.