DE69225945T2

DE69225945T2 - Verfahren und Vorrichtung zum Detektieren einer Magnetbandkante und Verwendung der Vorrichtung

Info

Publication number: DE69225945T2
Application number: DE69225945T
Authority: DE
Inventors: Per Olaf Pahr
Original assignee: Tandberg Data AS
Current assignee: Tandberg Data AS
Priority date: 1991-12-30
Filing date: 1992-04-09
Publication date: 1998-10-15
Anticipated expiration: 2012-04-10
Also published as: DE69225945D1; EP0549848A1; US5294791A; EP0549848B1; US5294803A

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Die Erfindung betrifft ein System zum Verfolgen der Kante eines magnetischen Mediums oder eines optischen Mediums ebenso wie das Verfolgen der Daten darauf.
Bei Magnetband-Lese- und -Schreibeinheiten, die mit hoher Geschwindigkeit laufen ("Bandstreamern") werden die Daten von einer Vielzahl von Datenspuren gelesen oder auf diese geschrieben, die parallel zu den Kanten eines Magnetbandes laufen. Der Schreib/Lese-Kopf des Systems muß somit genau über einer ausgewählten Spur positioniert werden, um die Daten von der ausgewählten Spur zu lesen oder neue Daten in die Spur zu schreiben. Es ist z. B. aus dem US-Patent 4,476,503 bekannt, den Schreib-Lese-Kopf zu positionieren, indem zunächst auf eine Kante des Bandes eingerichtet wird und dann der Kopf um eine festgelegte Entfernung von der Kante zu der gewünschten Spur bewegt wird, wobei die Spuren auf dem Band in jeweiligen bekannten Abständen von der Kante angeordnet sind.
Es ist jedoch bei dieser Technologie ein Problem, daß in der Praxis das Band nicht auf einem konstanten, perfekt geraden Weg laufen wird. Das Band wird sich bei der Bewegung leicht mäanderförmig bewegen und wird einem unregelmäßigen serpentinenartigen Weg folgen. Die Position der Kante muß andauernd mit hoher Genauigkeit überwacht werden, und die Position des Kopfes wird andauernd durch ein Rückkopplungssystem angepaßt, da Datenspuren üblicherweise so dicht zusammen auf dem Band gepackt sind, daß eine kleine Änderung in der Kantenposition, beim Fehlen einer entsprechenden Änderung in der Position des Kopfes, verursachen kann, daß der Kopf nahe einer anderen Spur als der gewünschten Spur liegt.
Verschiedene Folgersysteme sind in der Technik für viele Zwecke bekannt, sowie ein Transducer, der relativ zu einer Aufzeichnungsbandkante in einem optischen System positioniert werden kann. Ein Lichtsender, so wie eine Punktquelle, die sowohl das Band als auch einen Fotosensor beleuchtet, kann teilweise von dem Band abgedeckt werden und in eine feste Position relativ zu der Lichtquelle und dem Transducer gebracht werden. Der Durchmesser des Fotosensors muß größer sein als der erwartete Bereich der Querbewegung des Bandes. Ein Steuersystem ermöglicht es, daß der Transducer den Querverlagerungen des Bandes folgt.
Eine weitere bekannte alternative Ausführungsform implementiert eine an fester Position befindliche lichtaussendende Stange als die Lichtquelle und einen Fotosensor, der rechtekkig ist und dieselbe Länge hat wie die lichtaussendende Stange und am Transducer selbst befestigt ist. Diese Ausführungsform ermöglicht das Positionieren eines Aufzeichnungskopfes oder eines Transducers relativ zu der Bandkante für ein Vielspur- Aufzeichnungssystem. Jede Position erfordert eine Referenzeingabe an den Positionskontroller des Transducers. Dies ermöglicht ein Signal proportional zu der Position des Transducers relativ zu der Kante des Bandes, das als eine Eingabe für den Kontroller verwendet wird, der danach ein Fehlersignal proportional zu der Differenz zwischen der Referenz und der Ausgabe des Fotosensors an einen Motor schickt, der die Position des Transducers steuert. Es gibt jedoch mehrere Nachteile bei einem solchen System. Bei einer ersten Versiqn des Systems befindet sich der Transducer normalerweise zwischen zwei Bandführungen, und der Lichtstrahl muß zwischen eine Führung und dem Transducer selbst gebracht werden. Das Problem besteht darin, daß die Richtung der Drift an der Position des Lichtstrahles und an der Position des Transducers unterschiedlich sein kann. Eine zweite Version dieses Systems korrigiert dieses Problem der Drift; da jedoch die Ausgabe vom Fotosensor ein Analogsignal ist, ist das System zusätzlichen Problemen unterworfen. Das ernsteste Problem ist seine Empfindlichkeit auf kleine Staubteilchen. Bei einem magnetischen Medium setzen sich solche Teilchen auf dem beleuchteten Teil der Fotodiode ab, und es ist schwierig, das Auftreten solchen Rauschens zu erfassen und dieses zu kompensieren. Das Aktualisieren der Gleichspannungsausgabe von der Fotodiode jedesmal, wenn der Transducer in eine gegebene Position gebracht wird, ist nicht möglich. Zusätzlich ist das System empfindlich auf Streulichtaufnahme, wenn nicht synchrone Erfassung verwendet wird. Ähnlich ist Streulichtaufnahme schwierig zu kompensieren, wenn das Bandlaufwerk nicht vollständig gegenüber externen Lichtquellen abgeschirmt ist. Die Verwendung einer Infrarotquelle kann helfen, jedoch ist die Streulichtaufnahme immer noch ein Problem, da Infrarotlicht auch als Hintergrundrauschen vorliegen kann. Bei einem dynamischen Folgersystem enthält Streulichtaufnahme normalerweise Komponenten mit 100 Hz onder 120 Hz, das einen Bandkantenfolgersservo stören wird, wenn nicht synchrone Erfassung verwendet wird. Wenn eine Infrarotlichtquelle genutzt wird, kann die Fotodiode einen Filter brauchen, der für die verwendete Wellenlänge durchlässig ist. Dies bewirkt, daß die Entfernung von dem Band zu der Fotodiode vergrößert werden muß, was wiederum die Schärfe der Übergangszone zwischen der hellen und dunklen Fläche des Detektors verringert.
Bei einem weiteren bekannten Verfahren läuft ein Magnetband über einen festen Aufzeichnungs/Lesekopf, der automatisch in einer vertikalen Richtung ausbalanciert ist. Die nominale vertikale Position des Bandes wird durch wenigstens einen Satz Fotosensoren und lichtaussendender Dioden bestimmt, die derart angeordnet sind, daß die Bandkante(n) teilweise den/die Fotosensor(en) überdeckt/überdecken. Eine typische Anordnung verkörpert zwei Sätze Sensoren, einen für die untere Kante und einen für die obere Kante des Bandes. Bei dieser Ausführungsform wird der Kopf in einer Position eingestellt und festgehalten, die gleichen Ausgaben von den beiden Sensoren entspricht, wenn das Band sich in seiner nominalen Position befindet. Ein Steuersignal wird erhalten, indem einfach der Unterschied zwischen den Ausgaben von den Sensoren genommen wird. Das Fehlersignal wird an einen Motor in einer mechanischen Anordnung gegeben, die in der Lage ist, die Position des Bandes einzustellen. Ein solches System ist für dieselben Typen von Fehlern anfällig wie bei dem obigen System diskutiert.
Eine weitere Ausführungsform enthält zwei Sätze von Lichtsendem und -empfängern sehr ähnlich denen, die im vorangehenden Absatz beschrieben worden sind. Probleme, die typisch für ein Analog-Proportional-System sind, so wie Schwierigkeiten mit dem Einstellen und Einhalten gleicher Lichtpegel in den beiden Sendern und einer Schaltung zum manuellen Ausgleichen oder Trimmen der Wechselstrom-Lichtpegel und automatisch der Gleichstrompegel, liegen immer noch vor. Das System ist inhärent auf Unterschiede empfindlich, die nach den werkseitigen Einstellung des Lichtes in den beiden Kanälen auftreten können; eine solche manuelle Einstellung erhöht sowohl die Produktions- als auch die Komponentenkosten des Produkts.
Ein automatisches Spurfolgersystem ist auch bekannt, das wenigstens zwei getrennte Erfassungsköpfe mit Lesespalten verwendet, die breiter sind als die geschriebenen Spuren, und wobei die Spalte Azimutwinkel gleichen Betrages, jedoch mit entgegengesetzten Drehzeichen, haben. Während des Folgens folgen die Mitten des Azimutkopfes den Mitten der entsprechenden beiden Signalspuren. Wenn die Spuren weg von den Mittenpositionen der Azimutköpfe driften, kann ein Vorlauf/Verzögerungs- Fehlersignal aus den beiden Köpfen abgezogen werden, wenn die Informationssignalspuren irgendeinen Typ bekannter Synchronisation enthalten, z. B. wenn Video-Synchronisationspulse parallel auf beiden Spuren aufgezeichnet worden sind. Die Polarität des Vorlauf/Verzögerungssignals legt die Richtung fest, in der der Kopf bewegt wird, und sein Wert ist proportional zu dem Fehler, wenn sich die Spuren innerhalb des Bereiches der Azimutspalte befinden. Da Hilfs-Lesespalte verwendet werden, die nur auf die Video-Synchronisationspulse langer Wellenlängen antworten, kann der Azimutwinkel toleriert werden. Das zusätzliche Bandrauschen von nicht aufgezeichneten Daten kann in den Zeitgebungskanälen aufgrund der Anforderung geringerer Bandbreite toleriert werden. Jedoch ist der Hauptnachteil eines solchen Systems die inhärente Schwäche des Verwendens von Azimutköpfen für das Folgen, da diese nur einen sehr begrenzten linearen Folgebereich zulassen. Wenn das Folgen gestört ist, hat das Steuersystem keine Information über die Richtung, in die der Kopf bewegt werden soll, zur Verfügung. Rauschpulse können ebenfalls die Kopfbewegung in die falsche Richtung bewirken. Der Kopf muß in die nominale Position bewegt werden, bevor das Folgersystem nach einem Verlust des Vorlauf/Verzögerungssignals aktiviert werden kann, oder ein Spursuchalgorithmus muß aktiviert werden, um das Wiedergewinnen zu beginnen. Ein weiterer Nachteil sind die zusätzlichen Kosten der zusätzlichen Leseköpfe. Solche Folgersysteme sind am besten für Bandformate mit Schrägspuraufzeichnung geeignet, wo das Folgen unmittelbar auf Nachbarspuren einriegeln kann, wenn es gestört wird. Ein solches Stören kann bei einigen Verbraucher-Analogvideobandrekordern toleriert werden (Verlust eines einzigen Bildes oder Stören) oder in Datenspeichersystemen mit Schrägspurauf zeichnung, wo ineinander verschachtelte Datenrahmen und Fehlerkorrektur den Verlust einer Spur zuläßt.
Eine weitere bekannte Ausführungsform schlägt ein Zwei-Kanal- System für die Datenaufzeichnung vor, in dem zwei Azimut-Leseköpfe verwendet werden, um den Folgefehler aus dem Zeitversatz zwischen den Lesedatentakten der Kanäle abzuleiten. Die Zeitgebungspulse sind nicht so leicht verfügbar wie die Synchronisationspulse, die in anderen Vorrichtungen des Standes der Technik verwendet werden. Jedoch erfordert diese Vorrichtung keine getrennten Azimut-Leseköpfe, da die beiden Schreibköpfe auch Azimutwinkel mit entgegengesetzten Vorzeichen haben. Diese Signale werden entweder zurückgelesen, während mit zwei ausgerichteten Leseköpfen mit denselben Azimutwinkeln oder bei einfacheren Bandlaufwerken mit dieselben Schreibköpfen geschrieben wird. Ein Vorteil dieses Systems ist die größere Informationspackdichte, da keine Schutzbänder zwischen den Spuren in der Informationsfläche des Bandes nötig sind. Diese Vorrichtung jedoch ist im linearen Folgerbereich begrenzt, da es einen sehr genauen mechanischen Positioniermechanismus mit offener Schleife zusätzlich zu dem Servomechanismus benötigt. Ein zusätzliches Problem ist die Kompensation oder Kalibrierung des Zeitversatzes zwischen den Kanälen, insbesondere wenn Bänder gelesen werden, die in anderen Laufwerken beschrieben worden sind. Noch ein weiterer Nachteil ist, daß, wenn Rückwärts-Kompatibilitat mit älteren Bandformaten, die ohne Azimut beschrieben sind, eingehalten werden soll, wenigstens ein Satz Lese- und Schreibspalte mit Null-Azimut zur Verfügung gestellt werden müssen. Wenn einer der beiden Schreibspalte ohne Azimutwinkel ist, liegt die Hälfte des Zeitgebungsfehlers vor im Vergleich mit einem Doppelazimut-Schema. Das Übersprechen von Nachbarspuren wird auch zunehmen.
In dem Dokument EP 0 390 555 A2 ist ein ähnliches Verfahren beschrieben. Eine Vielzahl lichtempfangender Elemente ist in einer festen Beziehung in bezug auf die Positionen von Aufzeichnungs- und Wiedergabeköpfen in einem Kombinations-Magnetkopf angeordnet. Die lichtempfangenden Elemente sind in der Nähe der Bandkante angeordnet, bevorzugt nahe beiden Bandkanten, was somit eine Positionskontrolle ermöglicht, indem die Ausgaben von entsprechenden lichtempfangenden Elementen an beiden Bandkanten verglichen werden. Wegen einer Rückkopplungssteuerung wird der Kopf in eine Position eingestellt, die gleichen Ausgaben von entsprechenden lichtempfangenden Elementen entspricht.
Dieses Dokument wird für die Abgrenzung der angefügten Ansprüche 1 und 23 verwendet.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Es ist somit eine Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren für ein Folgersystem mit eingebauter Redundanz zur Verfügung zu stellen, das das kontinuierliche Überwachen der Bandkanten während des Lesesignal-Folgens ermöglicht, selbst wenn die Lesespalte sich nicht auf der Spur befinden.
Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, ein System zur Verfügung zu stellen, das in einem Speicher eine Geschichte des Positions-Spurfolgens der Bandkanten speichert, so daß eine Bandkanten-Qualifikation basierend auf den gespeicherten Daten für die Kante durchgeführt werden kann.
Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, einen integrierten CMOS-Chip zur Verfügung zu stellen, der auf dem Aufzeichnungskopf selbst oder seinem Wagen angebracht wird, um bei geringeren Kosten eine erhöhte mechanische Genauigkeit zu erhalten.
Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, auf Fotosensoren auf Chips für die automatische Azimut-Einstellung des Kopfes zur Verfügung zu stellen.
Diese Aufgaben werden durch das Verfahren nach Anspruch 1 und die Vorrichtung nach Anspruch 23 gelöst.
Das System bearbeitet die analoge Information über die Bandkante lokal, bevor die Analogdaten digitalisiert werden. Die Analogdaten werden numerisch kodiert, bevor sie vom Chip weg zu dem digitalen Kontroller und dem Servo geschickt werden.
Das Bandkanten-Suchverfahren löst ein Problem in der Technik, daß eine falsche Kantenposition angegeben wird, wenn aufgrund von Verschleiß magnetische Teilchen von der Bandkante abgerissen werden. Der Verschleiß an der Bandkante tritt auf, wenn die Anzahl der Bandläufe die festgelegte Anzahl der Läufe überschreitet, die in einer Umgebung erlaubt sind, in der dieselbe Kassette benutzt wird, bis sie verschlissen ist. Das vorliegende Kantenerfassungsverfahren vermeidet dieses Problem, indem eine optische Kante, nicht die magnetische Kante, erfaßt wird.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Figur 1 ist eine Vorderansicht eines standardmäßigen Zwei-Kanal-Auf zeichnungskopfes, bei dem der integrierte chip gemäß der momentanen Erfindung zwischen den Schreib/Lese-Spalten angebracht ist.
Figur 2 ist ein Beispiel eines Musters von Fototransistoren und Verarbeitungselementen, die sich auf der Oberfläche des Chips gemäß der vorliegenden Erfindung befinden.
Figur 3A ist ein Schaubild einer Schaltung einer ersten signalverarbeitenden Zelle, die die Funktionen der gegenwärtigen Erfindung durchführt.
Figur 3B ist ein Schaubild einer Schaltung einer zweiten signalverarbeitenden Zelle, die die Funktionen der vorliegenden Erfindung durchführt.
Figur 3C ist ein Schaubild einer Schaltung für Azimutwinkel- Sensoren.
Figur 4 ist ein grafisches Schaubild der Ausgaben der Fotodetektorzellen, wie sie in Figur 2 gezeigt sind.
Figur 5 ist ein grafisches Schaubild der Ausgabe eines unterschiedlichen Musters von Fotodetektorzellen als in Figur 4.
Figur 6 ist ein grafisches Schaubild eines Eingangssignals nach der logarithmischen Kompression (VEINGANG) und dann nach dem räumlichen Mitteln (VAUSGANG).
Figur 7 ist eine grafische Darstellung der VAUSGANG-Kurve nach Figur 6 nach der räumlichen Differenzierung.
Figur 8 ist eine grafische Darstellung der Nichtlinearität, die vorliegt, wenn die Eingaben in den Transkonduktanz-Verstärker größer als einige kT/q sind.
Figur 9 ist eine grafische Darstellung, die eine Übergangszone von schwarz nach weiß zeigt.
Figur 10 ist ein Funktionsdiagramm des Bandkantendetektorchips gemäß der vorliegenden Erfindung.
Figur 11 ist ein Schaubild der Vorspannungsschaltung, die die Steuerspannungen für die Schaltung der Figur 10 einstellt, wobei äußere Widerstände verwendet werden.
Figur 12 ist ein Schaubild einer Schaltung eines vereinfachten Stromfühl-Verstärkers (CSA) und eines Komparators (COMP), die gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet werden.
Figur 13 ist ein grafisches Schaubild der Spannungsreferenzpegel und Signalwellenform, die von dem CSA und dem COMP der Figur 12 verwendet werden.
Figur 14 ist ein Blockschaubild der Steuerumgebung für den Bandkantendetektorchip der vorliegenden Erfindung.
Figur 15 ist ein Schaubild der Bandeinstellung für kleine Azimut-Versetzung.
Figur 16 ist ein Schaubild der Bandeinstellung für größere Azimut-Versetzung als der, die in Figur 15 gezeigt ist.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Figur 1 zeigt einen integrierten CMOS-Chip 10, der an einem typischen Magnetaufzeichnungskopf 20 angebracht ist. Die aktive Oberfläche des Chips 10 ist einem Magnetband 18 zugewandt und ist auf einem Magnetaufzeichnungskopf 20 angeordnet, wobei automatisierte Bandklebetechnologie verwendet wird, die in der Technik wohl bekannt ist. Die aktive Fläche des Chips 10 ist durch metallische Schichten geschützt, und eine Anordnung von Fenstern wird während der Metallisierung erzeugt. Die Fenster sind von 1 bis 24 numeriert, wie in Figur 2 gezeigt. Hinter den Fenstern befinden sich integrierte Fototransistoren, die senkrecht zu der Transportrichtung des Magnetbandes 18 bewegt werden können. Eine Lichtquelle beleuchtet das Band 18 und die Oberfläche des Chips 10, die nicht von dem Band 18 abgedeckt ist. Das Band 18 läuft in enger Nähe zur Oberfläche des Chips 10, so daß eine scharf definierte Grenze zwischen der Schattenfläche und der ausgeleuchteten Fläche auf der aktiven Oberfläche des Chips definiert wird. Der Chip 10 kann in Kontakt mit dem Band 18 angeordnet werden, wenn Sorge dafür getragen wird, den Verschleiß zu verringern, indem zum Beispiel der Chip 10 dick mit Siliziumdioxid abgedeckt wird.
Die genaue Bestimmung der Position der Bandkante wird durch die innewohnende geometrische Genauigkeit erzeugt, die bei den Mustern gefunden wird, die während des Wafer-Herstellungsprozesses für integrierte Schaltungen erzeugt werden. Die Abmessungen können auf wenige Teile pro Million kontrolliert werden.
Eine oder zwei Indexmarkierungen, die bekannten Bildelemente- Zahlen auf dem Detektorchip 10 entsprechen, können mit einer imaginären Mittellinie ausgerichtet werden, die in einem oder mehreren Kanälen zwischen jedem Schreib- und Lesespalt 14, 16 läuft, wie es in Figur 1 gezeigt ist. Die Indexmarkierung, die bekannten Bildelementen auf dem Detektorchip 10 entspricht, verhindert das zeitaufwendige Kantensuchen der Kante des Bandes 18, da, wenn einmal die Bildelemente-Zahl der Bandkante gefunden worden ist, die Schreib-Lese-Spalte 14, 16 auch lokalisiert werden können.
Figur 2 zeigt ein Beispiel eines Musters aus Fototransistoren, das in Silizium angelegt worden sind. Andere Halbleitermatenahen, so wie Galliumarsenid; können ebensogut benutzt werden, wie es in der Technik wohl bekannt ist. Das in Figur 2 gezeigte Muster kann für hohe Auflösung verwendet werden, wobei ein Dimensionsort einer Kontrastkante erzeugt wird, wenn der Schatten von einem Aufzeichnungsband auf das Muster fällt. Die tatsächliche genaue geometrische Form, die verwendet wird, wird von verschiedenen Faktoren abhängen, einschließlich der Auflösung, der Lichtempfindlichkeit, den Signalverarbeitungselementen, die verwendet werden sollen, und der tatsächlichen Integration und Verdrahtung dieser Elemente, um Makrozellen zu bilden, die das ganze gezeigte Muster aufbauen. Die Fototransistoren in Figur 2 überlagern sich teilweise in der Y-Richtung der Messung. Um die Auflösung zu vergrößern, ist es möglich, die Überlappung zwischen den Bildelementen zu vergroßern. Dies kann getan werden, da die unverarbeiteten Ausgangssignale analog sind. Auch können Fotosensoren in der Mitte der bearbeitenden Zellen enthalten sein. Weitere bekannte Verfahren zum Durchführen der Fotoerfassung können implementiert werden, sowie eine ladungsgekoppelte Vorrichtung (CCD), die in der Lage ist, eine größere Servo-Bandbreite zu erhalten.
Die Rohausgaben aus den einzelnen Bildelementen werden derart bearbeitet, daß ein glattes Intensitätsprofil erzeugt wird. Basierend auf diesem Profil wird der Ort der Bandkante abgeschätzt. Die Fototransistoren in Figur 2 sind vier Einheiten in der "Y"-Richtung, und die Länge des lokalen Signalverarbeitungsteiles ist acht Einheiten. Zwei Einheiten werden für den Verdrahtungsraum zwischen den Zellen verwendet. Der Maßstab der Zeichnung in der "X"-Richtung kann variiert werden. Daher gibt Figur 2 kein realistisches Bild der tatsächlichen Flächen, die für die Arbeitselektronik erforderlich sind. Die Schrittgröße zwischen den Zellen, d. h. in der X-Richtung, ist bei dieser Anordnung eine Einheit. Wenn eine ideale Kontrastkante in die Mitte eines Fototransistors fällt, wird der Ausgangsstrom aus diesem Transistor selbst zwischen dem "dunklen" Pegel und dem "hellen" Pegel seiner übernächsten Nachbarn liegen. Seine nächsten Nachbarn werden Ausgangsströme haben, die 25 % und 75 % der Lichtdifferenz entsprechen. Bei "überlappenden" Fototransistoren wird es die Aufgabe der Analogsignalverarbeitung sein, die Position, welche der Zelle mit dem 50 %- Pegel entspricht, als die beste Abschätzung für die Position der Kante auszuwählen.
Das Blockschaubild der Zelle, das in den Figuren 3A und 3B gezeigt ist, führt die Basisfunktionen der Erfassung, logarithmischer Kompression, räumlicher Mittelung, räumlicher Differentiation, räumlicher Auswahl der physikalischen Zeile entsprechend der abgeschätzten Position der Bandkante und Einschalten oder Ausschalten der Verbindung zwischen den Knoten WTAC N-2 und WTAC N-1. WTAC N bezieht sich auf die Kommunikationsleitung zwischen mehreren Zellen. Jedes WTAC hat aktive Unterbereiche (einen Bereich für jeden Bandkantenbereich), in dem alle Schalter geschlossen sind. Auf diese Weise kann die Zeitantwort des "der Gewinner nimmt alles" verbessert werden, indem die kapazitive Belastung der Kommunikationsleitung verbessert wird. Zusätzlich können ein Transkonduktanz-Verstärker 42 und eine Stromquelle 52, die außerhalb des aktiven Unterbereiches liegen, gesperrt werden. Die Verwendung von Unterbereichen ist wichtig, da das Informationsmedium/Magnetband typischerweise Indexlöcher hat, um den Beginn des Bandes, das Ende des Bandes, Datenladepunkte, Datenendeflächen und Frühwarnungen zu markieren. Daten werden automatisch neu auf das Band geschrieben, wenn sie aufgrund des Frühwarn-Loches verlorengegangen sind. Daher muß der Teil des Chips, wo die Löcher laufen, inaktiviert werden. Die WTAC-Schalter, die Stromquellen 52 und ihr Vorspannungsschalter brauchen nur in regelmäßigen Intervallen eingesetzt werden, z. B. bei jeder vierzigsten Zelle. Der andere Typ der Analogverarbeitungszelle ist wie in Figur 3B gezeigt.
Die folgende Beschreibung gilt für die Figuren 3A und 3B, wobei gleiche Bezugsziffern gleiche Teile bezeichnen. Der Hauptsignalstrom, der den Lichtfluß darstellt, geht von dem Bildelementeblock 30 zu dem Log-Block 32, wo der Logarithmus des Stromes berechnet wird. Der numerische Wert der Berechnung wird von dem tatsächlich verwendeten Halbleiterprozeß in der Fläche der Transistoren abhängen. Für die Rechnungen, die in dieser Anmeldung dargestellt werden, wurde eine Formel 3,47*ln(I/I0) für die Spannung, normiert auf Einheiten von kT/q verwendet. I0 ist abhängig von dem Prozeß und der Fläche der Transistoren und wird normalerweise für einen Einheitsflächentransistor berechnet. Der Faktor 3,47 hängt von dem Körpereffekt ab. Das Zwischensignal, das zu dem Transkonduktanz- Verstärker 34 geht, wird als eine Spannung dargestellt. Die Transkonduktanz Gm des Verstärkers 34 wird durch eine Spannung am Knoten GML gesteuert, der allen aktiven Zelleh gemeinsam ist. Der Ausgangsstrom von dem Verstärker 34 treibt den Knoten "n", mit dem ein nichtlinearer Widerstand 36 verbunden ist. Die Nachbarzelle hat auch eine Verbindung über einen nichtlinearen Widerstand 38 zum Knoten "n". Die Widerstandswerte jedes nichtlinearen Widerstandes 36, 38 werden durch die Spannung auf dem NRB (Vorbelastung des nichtlinearen Widerstandes)-Eingangsknotens gesteuert. Zusammen mit der Transkonduktanz des Verstärkers 34 richten die kleinen Signalwiderstände jedes nichtlinearen Widerstandes 36, 38 die Raumkonstante des Netzwerks ein, das erzeugt wird, wenn mehrere Zellen in Reihe verschaltet werden. Die Raumkonstante wird somit durch die äußeren Spannungen gesteuert, die an den Knoten GMI und die Steuereingänge NRB gelegt werden. Der Spannungsausgleich der nichtlinearen Widerstände 36, 38 (tatsächlich MOS-"Durchlaß"- Transistoren) wird durch eine automatische Vorspannschaltung 40, ein nichtlineares Widerstandsvorbelastungsnetzwerk, das sowohl die Spannung als auch die Vorspannung verfolgt, die am Knoten "n" der Zellen der nichtlinearen Widerstände 36, 38 entwickelt werden, gesteuert, um so den Körpereffekt der Durchlaßtransistoren 36, 38 zu kompensieren. Um die vollen "neuronalen" Vorteile im Hinblick auf die räumliche Auflösung eines solchen Widerstandsnetzwerkes zu erhalten, sollte die Dichte der Knoten hoch sein und die räumliche Konstante auf die gewünschte Auflösung eingestellt oder sogar an diese anpassbar sein. Der Transkonduktanz-Verstärker 42 ist vom Typ mit "weitem Bereich", d. h. seine Ausgangsspannung kann nahe an den Zufuhrschienen (festgelegten Signalpegeln) sein. Der Verstärker 42 nimmt die Spannungsdifferenz zwischen den Knoten "n" und "n-1". Wenn die Lichtintensität mit wachsendem "n" zunimmt, fließt der inkrementale Strom aus dem Knoten "n", wenn die Fototransistoren als N-Dellen realisiert sind. Dann wird die Ausgangsspannung aus der Log-Schaltung 32 logarithmisch bei einer Zunahme der Lichteingabe abnehmen. Um einen positiven inkrementalen Strom aus dem Verstärker 42 zu erhalten, wenn es einen Lichtintensitätsgradienten in der positiven Richtung gibt, muß die Differenz genommen werden, wie es durch das "+" und "-" an den Eingängen des Verstärkers gezeigt ist. Die Transkonduktanz des Verstärkers 42 wird durch die Spannung am Knoten GM2 gesteuert, der allen aktiven Zellen gemeinsam ist. Diese Spannung kann ausgeschaltet werden, wenn sich die Zelle außerhalb des aktiven Bereiches befindet.
Das letzte lokale Verarbeitungselement der Zelle ist die "der Gewinner nimmt alles"-Schaltung 44. Sie besteht aus zwei Transistoren 46, 48. Die Eingangssignale in diese Zellen werden durch Ströme dargestellt, die durch den Verstärker 42 eingegeben werden. Bei dieser Anwendung werden die Ausgangssignale auch durch Ströme dargestellt, die gemeinsam mit AUSGANG-N bezeichnet werden, in den gezeigten Zellen. Während des Stromeingabeprozesses wird die Ausgangsspannung des Verstärkers 42 auf einen geeigneten Pegel ansteigen, der durch die Gleichstromleitfähigkeit des Transistors 48 gegeben ist. Wenn dies Leitfähigkeit zu gering ist, steigt die Spannung am Gatter des Transistors 48 an. Der Transistor 48 wird dann den Strom in den WTAC N2-Knoten treiben. Seine Spannung steigt, bis der Strom durch den Transistor 46 gleich dem eingegebenen Strom aus dem Verstärker 42 ist. Der eingegebene Strom wird nun "der Gewinner". Alle "der Gewinner nimmt alles"-Blöcke 44 und die WTAC N-1/WTAC N-2-Drähte simulieren Neuronen mit inhibitonschen Antworten, und sie teilen einen gemeinsamen Signalweg, um die Inhibition an alle Zellen zu kommunizieren. Da sich die Bandkante immer innerhalb eines engen Bereiches befindet, kann die Kommunikationsentfernung in Unterbereiche aufgebrochen werden, indem die Eingaben an die Schalter 50 gesteuert werden, wie es in Figur 3A gezeigt ist. Abhängig von der Länge des überwachten aktiven Bereiches wird eine Referenzstromquelle 32 mit der WTAC N-2-Leitung verbunden, es treten jedoch nur eine oder einige pro Unterbereich auf. Die Unterbereiche können frei und symmetrisch um den Ort des Bandes gelegt werden, wo die Eingaben in die Schalter von einem langen Schieberegister und Dekodierer kommen, und ein Ort der Unterbereiche hängt von dem tatsächlichen Muster ab, das in das Register geladen ist. Indem Unterbereiche verwendet werden, werden die Antwortzeiten des Systems stark verbessert, da die kapazitive Last durch die WTAC-Leitung minimiert wird. Jede Zelle ist in der Lage, einen Strom in den Knoten WTAC N-2 beizutragen, jedoch nur, wenn sein Eingangsst rom größer ist oder im Extremfall gleich anderen Strömen ist. Der größte Eingangsstrom wird immer "gewinnen". Die Signalströme, die "verlieren", werden durch den Transistor 46 geerdet, da der gewinnende Strom die gemeinsame Gatterspannung festlegt, die allen Neuronen innerhalb des aktiven Unterbereiches mitgeteilt wird. Die Leitfähigkeiten der entsprechenden Transistoren 46, 48 sind so hoch, daß sehr kleine Spannungen sich auf diesen Knoten entwickeln. Somit ist die gute Unterdrückung der "verlierenden" Signale der exponentiellen Beziehung zwischen der Gatterspannung und dem Transistorstrom zuzurechnen.
Die Schaltung der hier gezeigten Zellen ist nur in der Lage, positive Intensitätsgradienten zu erfassen. Dies ist ein Vorteil für die hier beschriebene Anwendung, da während des dynamischen Spurfolgens der Bandkante es bekannt ist, daß die Übergangszone von dunkel nach hell innerhalb des Unterbereiches liegt. Es müssen Werte nur von einer begrenzten Anzahl der Schaltknoten 50 genommen werden. Wenn ein kleines Staubteilchen auf dem beleuchteten Teil des Chips vorliegt, wird der erste negative Übergang zurückgewiesen werden. Wenn der nächste positive Übergang außerhalb des Unterbereiches liegt, wird er unterdrückt werden. Dasselbe gilt für die entgegengesetzte Polarität der Übergänge in einem Doppelkantendetektor, der unten beschrieben ist.
Beide Bandkanten können überwacht werden, um dem System Redundanz zu geben. Es gibt eine Notwendigkeit, sowohl die positiven als auch die negativen Intensitätsgradienten zu erfassen. Bei einem Serpentinen-Bandformat, das mit einem Aufzeichnungskopf des Typs, wie er in Figur 1 beschrieben ist, beschrieben wird, kann der mittlere Chip in zwei Hälften aufgeteilt werden: Eine untere Hälfte für die Erfassung der negativen Ubergänge, wobei die Polarität der Eingaben jedes Verstärkers 42 ist, wie in Figur 3 gezeigt, und eine obere Hälfte für positive Übergänge, bei dem die Eingaben jedes Verstärkers 42 ausgetauscht sind. Da für die WTAC-Leitung Unterbereiche verwendet werden, kann sie für die Erfassung beider Bandkanten gemeinsam genutzt werden, die zwei aktive Bereiche haben. Als Alternative, um in einem System maximale Redundanz zu erhalten, können zwei vollständig unabhängige Systeme verwendet werden.
Figur 4 zeigt ein Bearbeitungsschema der Momentanwerte, die logarithmisch komprimiert sind, entsprechend den Ausgaben aus den Zellen in Figur 2. Die Rohausgaben aus den Zellen werden zunächst räumlich gemittelt. Um diese Funktion zu implementieren, wird ein nichtlineares Widerstandsnetzwerk verwendet. Danach kann die Differentiation des Intensitätsprofils I(n) auf diese Weise definiert werden:
dI(n)/dn = I(n+1) - I(n-1)
Dieser Algorithmus gibt ein Maximum von dI(n)/dn für n=13, wenn die Zelle n=16 mit 50 % des "hellen" minus "dunklen" Intensitätspegels beleuchtet wird. Wegen der gewichteten räumlichen Mittelung vor der Differentiation wird das Signal- Rauschen-Verhältnis stark verbessert. Die endgültige Position wird ausgewählt, indem in einer rein analogen Weise jede Ausgabe ... n-2, n-1, n, n+1, n+2, ... des räumlich differenzierten Musters verglichen wird, was zu der abgeschätzten Position führt, die in Figur 4 gezeigt ist. Die Kante wird immer noch bei n=13 geschätzt. Die Signalpegel sind höher, aber die drei stärksten Pegel sind noch nahe beieinander, insbesondere, weil die Signalpegel Eingaben zu den nichtlinearen Transkonduktanz- Verstärkern sein werden. Der Transkonduktanz-Verstärker zeigt eine Tangens hyperbolicus-Übertragungsfunktion mit einem Grenzstrom als dem Vorbelastungsstrom der Eingangsdifferentialstufe. Dieser Strom kann für eine Unterschwellenwertoperation mit einer äußeren Vorspannung an das Gatter des Stromerzeugers im Differentialverstärker eingestellt werden. Der Transkonduktanz-Verstärker wird oft als ein Spannungsfolger mit einer begrenzten und extern gesteuerten Ausgabestromfähigkeit verwendet, der verwendet wird, um Signale zu duplizieren oder zu puffern, um (nichtlineare) Widerstandsnetzwerke zu treiben oder, wenn mit einem Kondensator beschaltet, als zeitlichen Integrator.
Eine weitere Ausführungsform der Erfindung verwendet ein anderes Differenzierverfahren. Die Schrittgröße zwischen den Zellen ist dieselbe wie in Figur 2, das heißt, eine Einheit.
Figur 5 zeigt die Signalverarbeitung der vier Einheits-Fototransistorzellen, wobei eine Überlagerungseinheit vorliegt. Die Differentiation der Intensität I(n) wird auf die folgende Weise durchgeführt:
dI(n)/dn = I(n) - I(n-1)
Die höchste Ausgabe tritt bei n=13 auf, mit einem in der Nähe gelegenen Punkt n=14. Die Bandkante befindet sich dann bei n=16. Somit liegt eine Versetzung zwischen dem tatsächlichen physikalischen Ort und dem abgeschätzten Ort vor.
In Figur 10 sind die analog verarbeitenden Zellen mit p&sub0;, p&sub1;, p&sub2;, ... pn, Pn+1, ... P&sub4;&sub0;&sub9;&sub5; markiert worden. Die Anzahl der Zellen ist gleich der maximalen Zahl, die durch 12 binäre Ziffern dargestellt werden kann. Die Numerierung der I/O-Anschlüsse jeder analog verarbeitenden Zelle entspricht der, die in den Figuren 3A und 3B gezeigt ist. Drei globale Steuerspannungen VGM2, VNRB und VGM1 werden an alle Zellen über Leitungen 3, 5 bzw. 6 gegeben. Diese Spannungen werden durch die Vorspannungsschaltung, die in Figur 11 gezeigt ist, eingestellt. Sie können auch mit äußeren Widerständen programmiert werden, die durch die Eingangsanschlüsse R EXT1, R EXT2, ... bezeichnet sind, wie in Figur 11 gezeigt, als Eingaben in die Vorspannungsschaltung. Externe analoge Steuerspannungen können auch auf die Vorspannungsschaltung gegeben werden, z. B., um einzustellen, die die räumliche Auflösung des Bildelemente- Mittelungsnetzwerkes festlegt. Während der Anlauf- und Anfangsstart-Prozeduren, um die Kanten des Bandes zu lokalisieren, kann VGM2 optional einen geringen Wert annehmen, um den Gesamtleistungsverbrauch des Chips zu verringern, wenn alle bearbeitenden Zellen freigegeben sind. Zu diesem Zweck sind R EXT6 zusammen mit dem Steuersignal H GM2 als Eingänge zu der Vorspannungsschaltung hinzugefügt worden, wie es in Figur 11 gezeigt ist.
Eine Reihe aus Schaltern, S&sub0;, S&sub1;, S&sub2;, ... SN ..., die nahe bei der Reihe der bearbeitenden Zellen in Figur 10 gezeigt ist, bildet den analogen Multiplexer.
Der Strom durch den Anschluß 7 der Zelle PN hat einen Doppelpfeil, was anzeigt, daß dieses der Strom von der gewinnenden Zelle ist. Der Schalter benachbart PN leitet diesen Strom zu der oberen Leitung, auf die durch alle Schalter zugegriffen werden kann, und zu dem Stromabfühlverstärker CSA. Das Stromsignal wird dann in eine Spannungssignal-Wellenform W1 umgewandelt. Alle anderen Schalter laden die verlierenden Ströme auf einer Blindleitung mit einer festgelegten Spannung VREF1 ab. Obwohl der gewinnende Strom ein digitalisiertes Signal mit einem bekannten Pegel ist, wird die Spannungsausgabe des Verstärkers CSA mit einer Referenzspannung VREF2 verglichen, bevor das Signal KANTENPULS zu dem D-Typ-Register des Zählers geschickt wird. Dies ist weiter in Figur 12 veranschaulicht.
Der Stromabfühlverstärker CSA enthält ein Merkmal, das für diese Anwendung spezifisch ist, nämlich einen schwachen Hilfsstrom IREF, der die folgende Bedingung erfüllen muß:
n*I-Verlierer < IREF « I-Gewinner
wobei n die Anzahl aller verlierenden Ströme ist. Diese Ströme sind nicht notwendigerweise gleich, jedoch kann eine Summe der Ströme genauer sein. Da die Verliererströme extrem klein sind und da Unterschwellenwert- oder schwacher Inversionsbetrieb verwendet wird, kann die Gleichung leicht erfüllt werden. Der IREF-Strom bildet eine definierte Ladepegelausgabe des CSA, wenn die verlierenden Ströme abgetastet werden. Daher kann ein Spannungspegelübergang von niedrig nach hoch unter Kontrolle gehalten und minimiert werden, was die Schaltgeschwindigkeit verbessert. Weiter wird die exponentielle Rückkopplung für die CSA verwendet, was bedeutet, daß logarithmische Kompression auch stattfinden kann, wenn das Signal von einem Strom in eine Spannung umgewandelt wird.
Ein duales Stromschaltschema bietet einen großen Vorteil dahingehend, daß alle Leitungen auf einer konstanten Spannung gehalten werden. Die CSA wird eine virtuelle VREF1 (plus oder minus einer Eingangs-Offsetspannung) an ihrem Eingangsknoten für negative Rückkopplung zur Verfügung. Das Laden der Kapazität auf Masse der beiden langen Leitungen in dem Multiplexer wird somit vermieden, und der Analog-Multiplexer kann mit hohen Geschwindigkeiten arbeiten. Weiterhin bestehen die Schaltelemente selbst aus komplementären Durchlaßtransistoren, die das Ladungseinlaßproblem während des Schaltens minimieren.
Das Schieberegister für die Steuerung des Analogschalters arbeitet mittels einer einzigen Null, die sich von links nach rechts fortpflanzt. Am Ende jedes Zyklus verschwindet die Null nach rechts, und das globale ODER-Gatter erzeugt automatisch eine neue Null, die in das erste Flip-Flop, das mit SC&sub0; bezeichnet ist, an der nächsten Kante des CLK1-Pulses eingetaktet wird. Die Ausgabe des ODER-Gatters ist als SCAN* gezeigt. Dieses Signal setzt auch den Zähler 80 zurück, wie in Figur 10 gezeigt. Dies wird getan, um den Zähler 80 mit dem Schieberegister 84 während des Startens des Systems zu synchronisieren, da der Anfangszustand des Schieberegisters 34 beim Starten unbekannt ist. Eine asynchrone Stop-Puls-Wellenform W2 wird zu der Zeit erzeugt, wenn das Bildelement N aufgenommen wird. Dieser Puls wird durch CLK1 synchronisiert und KANTENPULS genannt. Die 12-Bit-Zahl für N wird in serielle Form durch das Schieberegister 84 umgewandelt. Das SCAN*-Signal wird auch als eine Ausgabe an einen externen Kontroller geliefert, der den ausgelesenen Takt des Schieberegisters 84SCK mit dem Betrieb des Abtastregisters synchronisieren kann. Dadurch wird das Auslesen zu Zeiten, wenn sich die Daten in dem D-Typ-Register 82 ändern, vemieden. Wenn zwei aktive Unterbereiche verwendet werden (Zwei-Kanten-Erfassung), muß es zwei Momentanwertnahmen pro Zyklus geben.
Das Abnehmen der Signale SCAN* und KANTENPULS vom Chip ist auch sehr nützlich für Test-, Überwachungs- und Analysezwecke. Der Abtastpuls kann benutzt werden, um ein Oszilloskop zu triggern, und die Zeitposition des Kantenpulses ist eine Karte des Ortes der Bandkanten auf dem Chip. Wenn das Band läuft und der Chip in einer festen Position gehalten wird, kann ein Zeitintervall-Analysierer, so wie ein Typ HP5371A von Hewlett Packard verwendet werden, um statistisch die Positionen der Pulse zu analysieren. Herausgezogene Frequenzdomänendaten können dann verwendet werden, um die Eingabe in den Kopfservo selbst zu gestalten.
Das Maskenlayout kann es erfordern, daß der Zähler 80, das D- Typ-Register 82 und das Schieberegister 84 außerhalb des chips angeordnet werden, um das Einkoppeln digitalen Rauschens in die niederpegeligen analogen Bearbeitungsschaltungen zu verringern. Das Rauschen vom Zähler 80, dem D-Typ-Register und dem Schieberegister 84 wird typischerweise größer sein als das Rauschen aus den voll differentiellen Implementierungen des Abtastregisters in dem Analog-Multiplexer und dem Bereichsauswahlregister.
Die Schieberegister R&sub0;, R&sub1; ... RN ... sind Bereichsauwahlregister, die in der Gestaltung ähnlich dem Rückkopplungs-Schieberegister sind, jedoch nicht kontinuierlich getaktet sind. Eine Sequenz, die aus 4096 Zuständen besteht, wird auf der Bereich- Leitung eingerichtet und durch CLK2 eingetaktet. Danach wird das Muster statisch in den Registern gehalten, indem CLK2 gestoppt wird. Der Inhalt der Register wird dann aus Einsen bestehen, gefolgt von einer Anzahl Nullen, die den aktiven Bereich festlegen, wo die Bandkante vorliegen muß. Der Rest der Zustände wird durch Einsen aufgefüllt, wenn ein einziger Unterbereich verwendet wird, oder es folgt ein neues Muster aus Nullen und Einsen für die doppelte Kantenerfassung.
Vor der endgültigen Unterbereichsauswahl wird eine statische Bandkantenerfassung (einzelne oder doppelte Kante) durchgeführt, wenn alle Zellen bei einem globalen Auswahlprozeß teilnehmen. Bei einigen Implementationen wird die Spannung auf der Leitung GM2 während des statischen Modus verringert, d. h. das Steuersignal HIGH GM2* ist inaktiv.
Unterbereiche werden für den dynamischen Betrieb mit hoher Geschwindigkeit verwendet, wenn ein Band sich bewegt. Bevor der endgültige Unterbereich ausgewählt wird, muß bekannt sein, daß die Kante in den Unterbereich oder in Unterbereiche mit Sicherheit fällt. Unterbereiche bilden eine Option, und ihre Verwendung wird von der Antwortgeschwindigkeit abhängen, die während des dynamischen Spurfolgens erforderlich ist, d. h. von der Momentanwertnahmerate des Spurfolgerservo. Jedoch muß oftmals der Unterbereich verwendet werden, wenn Bandlöcher den Kantenerfassungsprozeß stören.
Ein weiteres Verfahren zum Verbessern der Antwortgeschwindigkeit ist das Digitalisieren des gewinnenden Stromes auf einen "festen" Pegel. Der Pegel liegt tatsächlich innerhalb eines engen Bereiches, der durch Offset-Effekte oder Fehlanpassungen zwischen Transistoren gegeben ist. Daher werden die Spannungsänderungen und Streukapazitätsladungen auf der Kommunikationsleitung, wie sie durch Leitung 1 in den Figuren 3A und B gezeigt ist, zwischen den Zellen klein sein, wenn der Gewinnerstrom sich mit der Zeit von Zelle zu Zelle verschiebt.
Figur 3A zeigt die beiden Analogschalter mit gemeinsamen Steuersignalen SCHALTER-N und SCHALTER-N*, die optional verwendet werden können. Der erste wird in die "Der Gewinner nimmt alles"-Kommunikationsleitung eingesetzt, um sie kurzzuschließen, und die Antwortzeit zu verbessern und zu beschleunigen, indem Streukapazität verringert wird. Der zweite Schalter wird in Reihe mit der Vorspannungseingabe für den Verstärker 42 und der Gatterspannung der Referenzstromquelle 52 für das "Der Gewinner nimmt alles"-Netzwerk 44 gebracht. Figur 10 veranschaulicht, daß Schaltsteuerleitungen zu allen verarbeitenden Zellen vorgesehen sind, obwohl nur eine Untermenge an Schaltern tatsächlich für das Beschleunigen des "Der Gewinner nimmt alles"-Netzwerks verwendet zu werden braucht. Die anderen Elemente des Bereichsauwahl-Schieberegisters werden benutzt, um die inaktiven Verstärker 42 (in Figuren 3A und B gezeigt) auszuschalten, um Energie zu sparen. Strom mag in einigen Fällen in dem oberen Teil des schwachen Inversionsbereiches nötig sein.
Figur 12 zeigt in weiteren Einzelheiten den Stromabfühlverstärker CSA und die COMP-Blöcke der Figur 10. Figur 12 veranschaulicht auch, wie die Spannung VREF2 erzeugt wird. VREF2 kommt von der Vorspannschaltung, wie in Figur 11 gezeigt, jedoch ist ihre Erzeugung innerhalb der gestrichelten Linien der Figur 12 gezeigt, um das Verständnis zu erleichtern. Figur 13 zeigt die Spannungspegel für die Wellenform W1 und W2 der Figuren 10 und 12.
VREF1 kann einen Wert Vdd/2 haben. Wenn die Verliererströme ausgetastet werden, stellt Iref sicher, daß die Ausgabe des Verstärkers CSA, W1, auf einem wohldefinierten Pegel von ungefähr 0,5 Volt berhalb von VREF1 gehalten wird, wie in Figur 13 gezeigt. Da aufgrund der logarithmischen Kompression die Signalspannungsabweichung von W1 klein ist, muß der Schwellwertpegel VREF2 des vereinfachten Komparators COMP in Figur 12 VREF1 folgen. Dies wird erreicht, indem der Transistor Q35 mit VREF1 verbunden wird. Die Spannung, die sich über diesen diodenverschalteten Transistor Q35 entwickelt, wird auch abhängig von VGM2 gemacht, die die tatsächliche Größe der Gewinnerschaltung steuert. Q35 ist vom selben Typ wie der Rückkopplungstransistor Q1b. Die Transistoren Q31 und möglicherweise Q32 und Q34 skalieren den Strom Q35 auf einen bestimmten Bruchteil des Pegeis des Gewinnerstromes, angegeben durch IGEWINNER/K. Der Schwellwertpegel der Komparatoren kann somit leicht unterhalb des hohen Pegels für das Signal W1 gesetzt werden, was eine bessere Gesamtrauschgröße ergibt.
Der Komparator COM ist als ein einfacher Differentialverstärker mit weitem Bereich gezeigt, d. h. seine Ausgangswellenform W2 geht von Schiene zu Schiene, wie in Figur 13 gezeigt. Normalerweise bracht der Komparator COMP eine komplexere Gestaltung als die, die in Figur 13 gezeigt ist.
Figur 14 veranschaulicht die Steuerumgebung für den Bandkanten-Detektorchip 10. Die Servosteuerung beginnt, indem eine Referenzzahl in einen Steuer-, Filter- und digitalen Servoprozessor 100 eingerichtet wird. Ein Kontrollermodul 102 empfängt die gemessene Position der Bandkante von einer Lichtquelle 108, die Licht auf das Band projiziert, das einen Schatten auf den Bandkantendetektorchip 10 wirft. Ein SDATA-Signal, das die Bandposition anzeigt, wird an den digitalen Servoprozessor 102 geschickt, wo das Filtern durchgeführt wird, und der Fehler wird berechnet, indem das im Speicher 110 gespeicherte Programm verwendet wird. Das Fehlersignal geht zurück zu dem Kontrollermodul 102, das die notwendigen Hardwaretreiber enthält, um das Fehlersignal zu der Kopf-Antriebsmotorelektronik 104 zu übertragen. Bei einigen Implementierungen kann das Fehlersignal direkt von dem Steuer-, Filter- und digitalen Servorprozessor 100 zu der Motorelektronik 104 übertragen werden. In diesem Fall symbolisieren der Kopfantriebsmotor und die Motoren 106 die Querbewegung des Kopfes, um den Fehler zu korrigieren, und der Bandkantendetektorchip mißt die tatsächliche Position der Bandkante, die wieder von dem Kontrollermodul 102 aus der SDATA-Leitung ausgelesen wird. Alle weiteren Bearbeitungsfunktionen, die für den Betrieb des Bandantriebs erforderlich sind, werden von einem Hauptprozessor 112 durchgeführt. Hilfswiderstände 114 entsprechen den Eingaben in die Vorspannschaltung des Bandkantendetektorchips 10, der in Figur 11 gezeigt ist.
Die Technologie der räumlich integrierten Schaltungen und die Verfahren, die verwendet werden, um die Analog-Signalverarbeitung der vorliegenden Erfindung zu realisieren, sind in "Analog VLSI and Neural Systems (Analoge VLSI- und neuronale Systeme)" von Carver Mead beschrieben, das hierin durch Bezugnahme aufgenommen ist. Herkömmliche digitale CMOS-VLSI-Schaltungen basieren auf komplementären N- und P-Kanal-MOS-Transistoren, die oberhalb oder unterhalb eines Leitungsschwellenwertes arbeiten. Die Schwellenspannung ist als eine Gatter- Quellen-Spannung definiert, wo die beweglichen Ladungen in den Kanälen beginnen, das Fließen des Kanalstroms zu begrenzen. Für MOS-Transistoren gibt es einen bestimmten Bereich der Gatterspannung unter der Schwelle, d. h. einen Bereich von Gatter-Quellen-Spannungen, indem es eine exponentielle Beziehung zwischen der Gatterspannung und dem Senke-Quellen-Strom gibt. Der Strom in diesem Bereich wird durch einen rein natürlichen Diffusionsprozeß hervorgerufen. Für Gatterspannungen, die sich an die Schwellwertspannung annähern, endet der exponentielle Zuwachs im Strom. Die beweglichen Ladungen in dem Kanal stören den Diffusionsprozeß, d. h. sie beginnen, das Exponentialgesetz zu verschlechtern. Für die Gatterspannungen oberhalb der Schwellwertspannung nimmt der Strom im Quadrat zur Gatterspannung zu. Daher sieht man die Schwellenspannung besser als eine Übergangszone zwischen dem exponentiellen Unterschwellenbereich und dem Bereich mit quadratischen Gesetz an.
Für eine rein exponentielle Beziehung zwischen dem Senkenstrom und der Gatterspannung kann der Bereich der Gatterspannung zwischen 300 mV bis 700mV gemessen werden. Dieser Bereich kann etwas variieren, abhängig von dem tatsächlich verwendeten CMOS-Prozeß. In diesem Bereich nimmt der Strom exponentiell über fünf Dekaden von 30 pA bis 3uA zu. Die Transistoren werden für die analoge Verarbeitung in der Übergangszone und oberhalb nützlich, wenn das Exponentialgesetz für die Berechnung nicht benutzt wird, wenn ein nicht exponentieller oder nicht logarithmischer Grenzeffekt gewünscht wird oder wenn Spannungsfolge zum Anbinden von Signalen von außerhalb des Chips verwendet werden.
Mit Ausnahme der Effekte früher Spannungen, die teilweise durch das Längen-Breiten-Verhältnis der Transistoren gesteuert werden, ist der Senken-Quellen-Strom unabhängig von der Senken-Quellen-Spannung, wenn diese Spannung größer ist als einige thermische Spannungen kT/q. In diesem Punkt wird der MOS- Transistor gesättigt genannt.
Bei einem CMOS-Prozeß können die Fotodetektoren als vertikale bipolare Fototransistoren realisiert werden. Die Basen der Transistoren sind isolierte, diffundierte Dellen, auf die Licht durch Öffnungen oder Fenster in einer metallischen Maske fallen kann. Die Emitter sind diffundierte Gebiete in den Dellen, und das gemeinsame Substrat bildet die Kollektoren. Wenn die auftreffenden Photonen Energien haben, die größer sind als die Bandbreite von Silizium, werden Elektron-Loch-Paare erzeugt. Für einen N-Dellen-Prozeß sind die Basen der Transistoren aus Material vom N-Typ. Die erzeugten Basiselektronen werden die Energiebarriere vom Emitter zur Basis erniedrigen und eine Zunahme des Flusses der Löcher vom Emitter zum Kollektor hervorrufen. Für einen herkömmlichen Transistor gibt es eine große Verstärkung, die diesem Prozeß zugeordnet ist. Der Ausgangsstrom vom Fototransistor wird proportional zur Intensität des Lichtes sein.
Logarithmische Kompression ist eine der leistungsfähigsten analogen Bearbeitungsfunktionen, die realisiert werden kann, wobei Unterschwellenelemente verwendet werden. Bei Verwendung logarithmischer Kompression können log-Detektoren über mehr als vier Dekaden der Lichtintensität arbeiten, und die Empfindlichkeit auf Streulicht wird stark reduziert. Indem die Differenz zwischen den logarithmischen Ausgangsspannungen von zwei Bildelementen gebildet wird, erhält man ein Maß für das Kontrastverhältnis, das unabhängig von den tatsächlichen Pegeln der Lichtintensität ist.
Bei der vorliegenden Erfindung ist die logarithmische Kompression aufgrund der Variationen in den Lichtintensitäten und wegen der einfachen Implementierung sehr nützlich. Das innewohnende Kontrastverhältnis des Bandmediums kann einfach gefunden werden, indem die Spannungsdifferenzen genommen werden. Zusätzlich kann logarithmische Kompression bei überlappenden Zellen verwendet werden, d.h. die Bandkante kann innerhalb einer festen Abweichung von der Mitte der Kante bestimmt werden.
Figur 3A, wie zuvor beschrieben, zeigt, wie logarithmische Kompression verwendet wird. Die Differenz zwischen den Logarithmen der "Hell"- und "Dunkel"-Pegel stellt den Logarithmus des Kontrastverhältnisses der "Hell"- und "Dunkel"-pegel dar. Diese Zahl ist einfach als der Kontrast selbst definiert. Der Kontrast kann auch als die Differenz zwischen den Lichtintensitäten definiert werden; jedoch ist die relative Kontrastverhältniszahl, die hier verwendet wird, unabhängig von dem Beleuchtungspegel. Stattdessen hängt sie von der Lichtdurchlässigkeit des Bandes, dem Reflexionsvermögen der Halbleiteroberfläche, ihrer Beschichtung, usw. ab. Ein Aufzeichnungsband wird normalerweise mit einer Spezifikation für ein maximales Lichtdurchlässigkeitsvermögen von ungefähr 2 % des einfallenden Lichtes hergestellt.
Figur 6 zeigt zwei Kurven, "VEINGANG" und "VAUSGANG", die auf der Basis eines typischen minimalen Kontrastes berechnet werden. Die mit "n" markierte Achse stellt die Bildelemente-Anzahlen in der Y-Richtung in Figur 2 dar. Die Y-Achse in Figur 6 ist in Einheiten der thermischen Spannung, d.h. kT/q, angegeben. "VEINGANG" ist die Signaleingabe direkt nach der logarithmischen Kompression. Für Zahlen n bis 6 ist der Signalpegel als Null gewählt worden. Für n größer oder gleich 10 ist der Signalpegel maximal. Die Schrittgröße zwischen den Bildelementen ist ein Viertel der Breite des Bildelementes, wie es in Figur 2 gezeigt ist. Das Signal "VEINGANG" wird von dem hier gezeigten Idealen abweichen. Solche Abweichungen können als Rauschen in dem System betrachtet werden. Das Signal "VAUSGANG", in Figur 6 für eine Raumkonstante 2 gezeigt, wird auf diese Variationen weniger empfindlich sein. Daher ist "VAUSGANG" eine räumlich gefilterte Version von "VEINGANG", und das räumliche Rauschen kann teilweise aus dem Eingangssignal entfernt werden.
Figur 7 zeigt "VAUSGANG" aus Figur 6, nachdem es räumlich differenziert worden ist, indem die Spannungsdifferenzen von n-(n-1) genommen werden. Der Ort der Bandkante ist zu n = 7 geschätzt worden, innerhalb einer Entfernung von fast einem kT/q von der Ausgabe bei n = 8. Wenn die Differentiation direkt bei dem "VEINGANG" Signal in Figur 6 durchgeführt worden wäre, würde die Entfernung 8,97 in Einheiten von kT/q gewesen sein. Indem diese Raumkonstante leicht verkleinert wird, kann eine Entfernung von beispielsweise 2 kT/q leicht erhalten werden. Die Momentanwertnahmepunkte in dem Signal in Figur 7 werden die Eingaben in einen Transkonduktanz-Differentialverstärker 42 sein, wie es in den Figuren 3A und 3B gezeigt ist. Diese Verstärker 42 sind bemerkenswert nichtlinear, wenn die differentielle Eingabe größer ist als einige kT/q.
Figur 8 ist ein Beispiel einer solchen Nichtlinearität. Die tatsächliche Stromausgabe, die den Momentanwerten in Figur 7 entspricht, wird stark komprimiert, wenn die Eingabe ungefähr 2 kT/q überschreitet. Die absoluten Pegel der Momentanwertnahmepunkte in Figur 7 sollte nicht außerhalb des in Figur 8 gezeigten +/- 5 kT/q Eingangsbereiches sein. Je höher die absoluten Pegel der einzelnen Pegel sind, desto größer müssen die Abstände sein, um die Punkte in Figur 7 zu trennen.
Bei einem scharfen Übergang von "schwarz" nach "weiß" ist es möglich, eine Systemauflösung zu erhalten, die kleiner ist als die Breite der einzelnen Bildelemente. Dies ist wichtig, weil in einem typischen Halbleiterprozeß mit einer minimal gezogenen Gatterbreite von ungefähr 1 um die Gestaltungsregel für den minimalen Abstand zwischen zwei metallischen Spuren eine Fensterbreite von 2 um festlegen. In den Beispielen der Figur 2 und Figur 6 ist eine Auflösung von einem Viertel der Breite des Bildelemente-Fensters erreicht worden. Grundsätzlich könnte eine Auflösung von 0,5 um bei einem 1 um-Prozeß erhalten werden, aber dies wird durch Effekte optischer Beugung begrenzt sein.
Figur 9 zeigt ein praktischeres System, bei dem eine Übergangszone von "schwarzen" nach "weißen" Pegeln immer vorliegen wird. Die Signale "VEINGANG" und "VAUSGANG" sind in der Figur gezeigt, wenn die Übergangszone von n=11 bis n=21 läuft. Die Zone wurde als ein linearer oder "abgestufter" Übergang von "schwarz" nach "weiß" modelliert. Die Breite der Zone beträgt das Eineinhalbfache der Breite eines einzelnen Bildelemente- Sensors, und jedes Bildelement ist um ein Viertel der Zellenbreite versetzt. Die grafische Darstellung "VEINGANG" ist somit das Ergebnis des Integrierens der Lichtintensität über alle neun Bildelemente, die sich innerhalb der Übergangszone befinden und des Einstellens der Lichteingabe an die anderen Bildelemente auf "schwarzer" bzw. "weißer" Pegel. Die Raumkonstante in Figur 9 ist 2, und das Kontrastverhältnis ist 50, wie es in Figur 6 verwendet wurde.
Das räumliche Mitteln, zuvor diskutiert, kann auch durchgeführt werden, indem diese Technologie integrierter Schaltungen verwendet wird. Eingaben aus einer Anordnung von Fotosensorschaltungen (Bildelementen) tragen jeweils einen Strom an einen Knoten eines Widerstandsnetzwerks. Die tatsächliche Spannung, die sich auf dem Knoten entwickelt, wird eine gewichtete Summe der Eingaben an alle Knoten in dem Netzwerk sein. Die Gewichte nehmen geometrisch ab, wenn die Entfernung von dem Knoten zunimmt. Ein solches Netzwerk hat eine zugeordnete "Raumkonstante", und der Stromtrieb an jedem Knoten wird durch den Steuerstrom begrenzt, der für die Transkonduktanz-Verstärker eingestellt ist. Somit wird ein glattes Mittel, unanfällig für falsche schlechte Eingaben, berechnet.
Die Realisierung eines Netzwerkes mit sehr hohem Widerstand in einem Standard-CMOS-Prozeß kann mit einem sogenannten "horizontalen Widerstand" durchgeführt werden, der kein Widerstand im üblichen Sinne ist, sondern aus zwei MOS-Durchgangstransistoren besteht, bei denen der Kanalwiderstand elektronisch gesteuert werden kann. Diese "Widerstände" arbeiten in dem Unterschwellenbereich. Eine sehr nützliche Eigenschaft des horizontalen Widerstandes ist, daß die grafische Darstellung von Strom gegen Spannung nichtlinear ist und einer tangens hyperbolicus-Funktion folgt. Der Strom sättigt für Eingangsspannungen größer als etwa 150 mV. Aus diesem Grund ist es möglich, glatte, fehlerresistente Mittel zu berechnen und auch Segmentierung zu erhalten. Beide Transkonduktanz-Verstärker, die das Netzwerk und die horizontalen Widerstände selbst treiben, werden sättigen, wenn die Eingangsspannungen einige wenige thermische Spannungen kT/q überschreiten. Wenn eine Kontrastgrenze in dem eindimensionalen "Bild"-Eingang an die Fotorezeptoren vorliegt, werden die berechneten Knotenspannungen auf dem horizontalen Widerstandsnetzwerk diesen Kontrast widergeben und das Bild in glatte Flächen aufteilen.
Figur 1 zeigt zusätzlich eine herkömmliche Steuervorrichtung zum Positionieren der Kanten des Magnetmediums oder der Datenspur selbst, wobei die dynamische Positionsinformation für den Magnetaufzeichnungskopf verwendet wird, die lokal in analoger Form ohne die Notwendigkeit des Digitalisierens der Eingabe verarbeitet wird. Die Steuerung der Position der Schreib/Leseköpfe 14, 16 wird durch ein System durchgeführt, wie es im US- Patent 4,679,104 offenbart ist, das hierin durch Bezugnahme aufgenommen ist. Während der Schreiboperation folgen die Schreib/Leseköpfe 14, 16 entweder einer Bandkante oder einer mittleren Position, die durch beide Kanten festgelegt ist. Für einige Bandformate kann die untere Kante für eine Hälfte der Spuren verwendet werden und die obere Kante für die andere Hälfte der Spuren. Dies ist nützlich beim Verringern der temperaturabhängigen Variationen der Spurposition. Basierend auf der tatsächlichen Bandbreite, die gefunden worden ist, und des tatsächlichen Bandformates bei der Verwendung werden die Spurpositionen berechnet, so daß Schutzbänder gleicher Breite an beiden Bandkanten erzeugt werden. Die tatsächlichen Positionen für jede Spur werden in einer Schreibtabelle gespeichert, als Speicher 26 gezeigt. Wenn ein Kopf benutzt wird, bei dem während des Schreibens gelesen wird, liegt der Lesespalt mit dem Schreibspalt ausgerichtet, und er wird automatisch den Bewegungen des Kopfes folgen, der sich unter Servosteuerung befindet.
Während des Lesemodus ist die Einleitungsprozedur leicht unterschiedlich von der Schreibprozedur dahingehend, daß die exakte oder optimale Position für den Kopf durch Referenzpulse festgelegt werden kann, die vor dem Beginn der Datenspuren für jede Aufzeichnungsrichtung auf dem Band 18 angebracht werden. Somit kann die Toleranzversetzung zwischen dem Schreibspalt und dem Lesespalt ausgeschaltet werden. Wenn die Referenzpuls- Prozedur, modifiziert für die Servosteuerung, verwendet wird, wird der Kopf unterhalb der nominalen Positionen der Referenzpulse positioniert, und eine Leseoperation wird unter Bandkantenservosteuerung begonnen. Das Lesesignal läuft durch einen Bandpaßfilter mit einer Mittelfrequenz, die der erwarteten Frequenz vom Referenzpuls entspricht. Der Kopf wird dann unter Servosteuerung nach oben bewegt, bis ein Schwellenwertdetektor signalisiert, daß der Lesespalt sich über dem unteren Teil des Referenzpulses befindet. Die Positionszahl für den Kopf wird in dem Speicher 26 gespeichert. Dann wird der Lesespalt gut oberhalb des Referenzpulses bewegt, und der Kopf wird nach unten bewegt, bis der Schwellenwertdetektor signalisiert, daß der obere Teil des Referenzpulses gefunden worden ist. Eine Positionszahl für die Referenzpuls-Mittellinie wird dann berechnet. Diese Mittellinie wird mit einer Mittellinie durch die entsprechende Datenspur übereinstimmen. Ein typisches System wird dann alle Zahlen in der Spurtabelle korrigieren, die für die Schreiboperation verwendet wird, und eine neue Lesetabelle erzeugen. Bei dem gegenwärtig verwendeten Serpentinenspurformaten werden viele Referenzpulse zur Verfügung gestellt. Die Anzahl der Referenz-Spurausrichtungen zur Verwendung wird von der tatsächlichen Genauigkeit abhängen, die während des Schreibens eingesetzt wurde, d. h. der Bandkantendetektorchip 10 und das Spurservorsystem müssen auch Bänder lesen, die durch andere Mitbewerbersysteme beschrieben worden sind. Bei einem Qualitäts-Bandlaufwerk ist es nur notwendig, zwei Referenzpulse zu lesen, einen für jeden Aufzeichnungskanal, d. h. die Aufzeichnungsrichtung, vorwärts oder rückwärts.
Wenn der Detektorchip 10 so eingerichtet worden ist, daß er in dem statischen Modus arbeitet und die Positionen der Kante am Beginn des Bandes bekannt sind, kann man entweder beginnen, Daten im dynamischen Spurfolgermodus zu schreiben oder man kann eine neue Bandqualifikationsprozedur durchführen. Dies ist erforderlich, da die Bandkanten während des übermäßigen Nutzens der Kassette beschädigt worden sind, oder es können Produktionsfehler auf dem Band vorliegen. Bandkantenfehler geben an, daß die Kassette für die hochzuverlässige Speicherung von Daten nicht benutzt werden soll. Zwei unterschiedliche Operationen können durchgeführt werden, um die Qualifikation des Bandes festzulegen, bevor Daten geschrieben werden: Ein "Spurwiederholbarkeitstest" und ein "Banddefekttest".
Der Spurwiederholbarkeitstest überprüft die spezifizierte dynamische Variation der Spurbewegung auf dem Band. Für eine 0,250 Zoll-Bandkassette ist dies typischerweise als +/- 0,013 mm für den ersten Schreibdurchlauf nach dem Bandkonditionieren spezifiziert. Die Variation in der entgegengesetzten Richtung sollte +/- 0,025 mm nicht überschreiten. Das Bandkanten-Servo wird gesperrt und das Band wird konditioniert, indem es vom Beginn des Bandes zum Endes des Bandes laufengelassen wird und wieder zurück zum Beginn des Bandes, dann läuft das Band in der Vorwärtsrichtung Die Position beider Kanten wird überwacht und im Speicher als eine Datenanordnung mit variabler Länge gespeichert. Eine räumliche Tiefpassfilteroperation wird durch den Servoprozessor 100 durchgeführt, in Figur 14 gezeigt. Das Ergebnis wird wieder im Speicher gespeichert, und die Rohdaten werden entsorgt. Das Tiefpassfiltern der Daten kann durchgeführt werden, wenn das Band läuft, indem ein digitaler Hardwarefilter (nicht gezeigt) in dem Servoprozessor eingebaut wird oder indem der Filter in der Firmware implementiert wird. Der Mittelwert der beiden eindimensionalen Anordnungen wird berechnet und im Speicher gespeichert. Die Mittelwertanordnung stellt das Wandern der Mittellinie des Bandes und der zu beschreibenden Datenspuren dar. Die Abweichung wird zwischen der gemessenen Mittellinie und einer Linie des "besten Anpassens" durch dieselbe Mittellinie berechnet. Wenn diese Mittellinie einer Entfernung entspricht, die größer ist als der maximale erlaubte Wert, kann der Qualifikationsprozeß angehalten werden, und ein Signal, das die fehlerhafte Querbewegung des Bandes in der Vorwärtsrichtung angibt, kann angezeigt werden. Das Band wird dann in die Rückwärtsrichtung laufengelassen, wobei dieselbe Prozedur wiederholt wird und die tatsächliche Spezifikationsgrenze verwendet wird.
Der Banddefekttest liefert Zwei-Kanten-Erfassung, wobei ein erster Durchlauf des Defekttests nur der oberen Kante des Bandes folgt, und das Programmodul überprüft die untere Kante auf Defekte. Bei einem nachfolgenden Durchlauffolgt der Servo der unteren Kante, und das Programmodul überprüft die obere Kante auf Defekte. Das Firmware-Modul hält die Spur der Bandposition, indem die Anzahl der Pulse vom Bandantriebsmotor gezählt wird.
Das Verfahren des Banddefekttests wird wie folgt durchgeführt: Die Bandgeschwindigkeit wird auf gut unterhalb der normalen Betriebsgeschwindigkeit reduziert, um eine richtige räumliche Momentanwertnahme der möglichen Kantendefekte zu ermöglichen. Rohdatenpunkte werden durch einen Bandpaßfilter in dem Steuerungs-, Filter- und digitalen Servoprozessor 100 geführt, wie es in Figur 14 gezeigt ist. Eine Schwellenwertdetektorfunktion folgt dem Bandpaßfilter Der Bandpaßfilter kann ein kombinierter Tiefpaß mit einer hohen Abschneidefrequenz und Hochpaß mit einer niedrigen Abschneidefrequenz sein. Die Tiefpaßfunktion wird benötigt, um Fehlerrauschen in den einzelnen Datenpunkten zu entfernen, und die Hochpaßfunktion wird verwendet, um niederfrequente Inhalte zu entfernen, d. h. den laufenden Mittelwert der Bandkantenposition. Wenn der Spurwiederholbarkeitstest zuerstgefahren wird, wird der laufenden Mittelwert für die Bandkantenposition berechnet und im Speicher gespeichert, und dies kann dann verwendet werden, um den Mittelwert zu entfernen, wenn nach Fehlern gesucht wird. Dies geschieht mit hoher Genauigkeit, da Messungen gezeigt haben, daß Querbewegungen des Bandes reproduzierbar sein werden, wenn das Band gut neu konditioniert worden ist, wenn der Test beginnt.
Wenn ein gefiltertes Signal einen bestimmten Schwellenwert überschreitet, wird das Signal in dem Speicher zusammen mit der Bandposition gespeichert. Die Defektspeicherroutine hat sowohl "Pre-Trig" als auch "Post-Trig"-Funktionen, so daß eine bestimmte Anzahl von Datenpunkten beide vor den Eintriggerund nach den Austriggerpunkten vom Schwellenwertdetektor gespeichert werden. Die Defektdaten können dann später aus dem Laufwerk übertragen werden, für externe Analysen oder Überprüfung durch den Menschen.
Das Verfahren kann auch durchgeführt werden, indem das Bandlaufwerk angehalten wird, und das Band langsam zurück an die tatsächliche Position gespult wird, an der der Defekt aufgetreten ist, so daß der Defekt unmittelbar vor dem Magnetaufzeichnungskopf positioniert ist. Der Benutzer kann dann die Bandkassette von dem Laufwerk entfernen und das Band manuell untersuchen und entscheiden, ob der Defekt so schwerwiegend ist, daß das Band entsorgt werden muß.
Zusätzlich zu dem Bandkanten-Spurfolgerservo, der oben diskutiert worden ist, kann die automatische Einstellung des Aufzeichnungskopfes durchgeführt werden, indem der Azimut-Winkel überwacht wird. Der Azimut-Winkel, wie es in der Technik bekannt ist, ist die Abweichung, die von einer imaginären Mittellinie durch und parallel zu den Schreib- und Lesespalten und der normalen zur Bandkante gebildet wird. Idealerweise ist dieser Winkel 0º oder kann auf einen unterschiedlichen Winkel eingestellt werden, wenn Azimut-Aufzeichnung absichtlich verwendet wird, um die Kreuzkopplung zwischen Spuren zu verringern. Diese automatische Einstellung wird durchgeführt, indem zwei zusätzliche alleinstehende Fotosensoren 11, 13, wie in Figur 1 gezeigt, an der oberen Kante des Bandes 18 und innerhalb der Außenkanten des Bandkanten-Sensorchips 10 angeordnet werden. Eine imaginäre Linie, die zwischen den beiden Sensoren, 11, 13 läuft, entspricht einer Kante des Bandes 18, der oberen Kante, wie es in Figur 1 gezeigt ist. Die empfindlichen Flächen der Sensoren 11, 13 sind sehr klein, so daß in zwei lokalen Gebieten gleichförmige Lichtintensität vorliegt. Jedes Gebiet enthält zwei lichtempfindliche Elemente, 11A, 11B und 13A, 13B. Die Entfernung zwischen den beiden Sensoren 11, 13 wird in Figur 16 mit "1" bezeichnet. Die Ausgaben aus 11A, 11B und 13A, 13B werden unabhängig durch lokale Schwellenwert-Differentialverstärker verglichen, die in dem Bandkanten-Detektorchip 10 enthalten sind.
Die Ausgaben der Sensoren 11A, 11B und 13A, 13B werden an eine Schaltung geliefert, wie es in Figur 3C gezeigt ist. Fließgattertechniken können verwendet werden, um die totale effektive Versetzung zwischen den "REF"- und "ABFÜHL"-Elementen in den Sensoren 11, 13 zu korrigieren, wenn sie mit konstanter Lichtdichte während der Testprozesse des Detektorchips selbst beleuchtet werden.
Die Azimut-Einstellung wird durchgeführt, indem ein Band parallel zu der Referenzebene der Kassette (innerhalb kleiner Toleranzen) eingesetzt wird. Der Magnetkopf 20 wird toleranzbehaf tet eingebaut, was später fein eingestellt wird.
Um zu verhindern, daß das Band 18 an dem Kopf 20 haftet, wenn der Kopf 20 bewegt wird, kann das Band 18 während einer Einstellprozedur hin- und herbewegt werden. Der Magnetkopf 20 und der Detektorchip 10 werden nach oben bewegt (oder nach unten, wenn die Sensoren 11, 13 für die untere Kante positioniert sind), so daß beide Sensoren 11, 13 beleuchtet werden, was von beiden Sensoren 11, 13 logische "Hoch"-Ausgaben hervorruft. Die Offset-Spannung, die in den Differentialverstärker oder den Schwellwertkomparator in Figur 3C eingebaut ist, hat eine Polarität, die sicherstellt, daß die Ausgabe "hoch" ist, wenn die Eingangsspannungen von dem "REF"- und "ABFÜHL"-Fototransistor gleich sind, oder innerhalb einer Offset-Spannung liegen. Damit ist die Ausgabe aus der Detektorschaltung in Figur 3C "hoch", wenn sowohl die Elemente "REF" 11A, 13A als auch "AB- FÜHLEN" 11B, 13B beleuchtet sind, entweder mit Intensität "hell" oder "schwarz". Dann wird der Kopf 20 nach unten bewegt, bis eine (oder beide, wenn der Azimut-Winkel zufällig nahe bei 0 ist) Ausgabe "niedrig" wird. Eine solche Ausführungsform ist in Figur 15 gezeigt, in der die Ausgaben aus den Elementen 11A, 11B auf "schwarzen" Pegeln sind, weil der Sensor über eine zu große Entfernung nach unten bewegt worden war. Der Kopf 20 wird nun wieder nach oben bewegt, bis 11A beleuchtet ist und 11B im Schatten ist. Die Ausgabe von Sensor 11 wird dann "niedrig" sein. Somit wird ein Signal "niedrig" von der Schaltung in Figur 3C nur geliefert, wenn die Bandkante zwischen den Elementen "REF" 11A, 13A und "ABFÜHLEN" 11B, 13B liegt. Wenn der Kopf 20 und der Detektorchip 10 um einen Winkel gedreht werden, befinden sich die Sensoren 11, 13 an Positionen 11' und 13', wie es in Figur 15 gezeigt ist, wobei beide "niedrige" Ausgangssignale haben. Wenn der anfängliche Azitmut-Fehler groß ist oder die geometrische Entfernung "1" zwischen den Sensoren 11, 13 groß ist, können die Ausgaben von den Sensoren 11, 13 während der Drehung auch beide "hoch" sein, wie es in Figur 16 gezeigt ist. Wenn das Drehzentrum "0" sich in Figur 16 befindet, d. h. wenn die nominalen Positionen der Sensoren 11, 13 symmetrisch in bezug auf die Linie durch "0" senkrecht zu der Referenzebene angeordnet werden, kann der Kopf 20 auf einen Azimut-Winkel mit entgegengesetztem Zeichen gedreht werden und angehalten werden, wenn der Sensor 13 zu "niedrig" geht. Der Gesamtwinkel wird während dieser Prozedur gemessen, und der Kopf 20 wird zurück in die erste Position oder darüber hinaus gedreht, wobei Hysterese berücksichtigt wird, wenn nötig. Dann wird eine neue Drehung mit dem bekannten Halbwinkel begonnen, der durch das Azimut-Steuersystem berechnet worden ist.
Eine weitere Ausführungsform ermöglicht es, daß ein Schrittmotor 24 den Kopf 20 nach oben bewegt, so daß die Bandkante dem Sensor 11 folgt und bewirkt, daß sein Ausgang "niedrig" wird. Dieses Folgen wird fortgesetzt, bis der Sensor 13 "niedrig" wird.
In Figur 16 wurden die folgenden Entfernungen bei der Berechnung benutzt. Die Entfernung zwischen den Sensoren 11, 13 beträgt l = 2,5 mm. Ein Azimut-Winkel von 2,9 mrad wird verwendet, und ein Delta vertikal dv vo 7,25 um ergibt sich. Für den Azimut-Detektor ist es somit erforderlich, daß er eine Auflösung besser als dv hat. Ein standardmäßiger digitaler CMOS- Prozeß gegenwärtiger Technologie, der Öffnungen von 3 um mal 3 um definiert, ist möglich.

Claims

1. Verfahren zum Erfassen einer Kante eines Bandes, mit den Schritten:

Anordnen des Bandes vor einer Vielzahl von Fotodetektoren, wobei jeder Fotodetektor ein elektrisches Signal erzeugt, das der Intensität des Lichtes entspricht, welches auf ihn fällt; Ausleuchten des Bandes und der Fotodetektoren derart, daß das Band einen Schatten auf die Fotodetektoren wirft, wobei der Schatten einen Übergangsbereich von hell nach dunkel hat, der eine Vielzahl von Fotodetektoren abdeckt;

gekennzeichnet durch

Analysieren der Signale von den Fotodetektoren in dem Übergangsbereich, wobei die Fotodetektoren in Form einer Matrix auf einem Chip mit einer integrierten Schaltung angeordnet sind, wobei die Position jedes Fotodetektors in der Matrix aus der Herstellung des Chips bekannt ist, wobei der Analysierschritt durchgeführt wird, um den Ort, relativ zu den bekannten Fotodetektor-Postionen, eines schärfsten Übergangs von hell nach dunkel festzustellen; und

Feststellen des Ortes des schärfsten Übergangs von hell nach dunkel als dem Ort der Kante des Bandes.

2. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Analysierschritt das räumliche Mitteln verwendet, um den Strombeitrag von jedem Fotodetektor auf einem Knoten eines Widerstandsnetzwerkes festzustellen.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, bei dem der Analysierschritt die Signale verarbeitet, um ein Intensitätsprofil zu bestimmen.

4. Verfahren nach Anspruch 3, bei dem der Analysierschritt weiter die Schritte aufweist:

Berechnen einer Ableitung des Intensitätsprofils, um festzustellen, wann jeder Fotodetektor an seinem schärfsten Übergang von hell nach dunkel ist, was eine beste Abschätzung für die Bandkante angibt.

5. Verfahren nach Anspruch 3, das weiter die Schritte aufweist:

Überlagern der Position jedes Fotodetektors; und

Kompensieren des Überlagerungsbetrages beim Feststellen der tatsächlichen Position der Kante des Bandes.

6. Verfahren nach Anspruch 1, das weiter den Schritt aufweist:

Verwenden einer Anordnung logarithmischer Detektoren, jeder mit seiner eigenen lokalen Signalverarbeitungseinheit, zusammen mit den Fotodetektoren.

7. Verfahren nach Anspruch 6, bei dem der Analysierschritt weiter den Schritt aufweist:

Verarbeiten der Ausgaben der logarithmischen Detektoren, wobei logarithmische Kompressionen verwendet werden, um relative Lichtintensitätspegel zu bestimmen.

8. Verfahren nach Anspruch 1, das weiter den Schritt aufweist:

Aufzeichnen einer Geschichte der Bandkante in einer Tabelle.

9. Verfahren nach Anspruch 8, das weiter den Schritt aufweist:

Durchführen einer Qualifikationsprozedur, um die Eignung eines Bandes festzustellen.

10. Verfahren nach Anspruch 1, das weiter den Schritt aufweist:

Erhalten einer Systemauflösung, die geringer ist als die Breite eines individuellen Bildelementes mit einem scharfen Übergang von hell nach dunkel.

11. Verfahren nach Anspruch 7, das weiter den Schritt aufweist:

Betreiben der Fotodetektoren über mehr als vier Dekaden der Lichtintensität.

12. Verfahren nach Anspruch 2, das weiter den Schritt aufweist:

Verwenden eines Transkonduktanz-Verstärkers, um den Strom zu jedem Knoten zu begrenzen.

13. Verfahren nach Anspruch 11, das weiter den Schritt aufweist:

Einstellen des Grenzstromes als den Eingangsruhestrom der Eingangs-Differentialstufe des Transkonduktanz-Verstärkers.

14. Verfahren zum Steuern der Position eines Magnetkopfes relativ zu der Erfassung einer Kante eines Bandes, wobei das Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 13 verwendet wird, das weiter den Schritt aufweist:

Positionieren des Magnetkopfes relativ zu der Kante des Bandes.

15. Verfahren nach Anspruch 14, das weiter den Schritt aufweist:

Analysieren des Bandkanten-Ortes entweder, wenn das Band in einem statischen Zustand ist, oder wenn das Band sich bewegt.

16. Verfahren nach Anspruch 15, bei dem der Analysierschritt dynamische Positionsinformation des Magnetkopfes in analoger Form verarbeitet.

17. Verfahren nach Anspruch 14, bei dem der Positionierschritt während einer Schreiboperation durchgeführt wird.

18. Verfahren nach Anspruch 17, bei dem der Positionierschritt weiter den Schritt aufweist:

Verfolgen entweder einer Bandkante oder einer mittleren Position beider Bandkanten während der Schreiboperation.

19. Verfahren nach Anspruch 14, bei dem der Positionierschritt während einer Leseoperation durchgeführt wird.

20. Verfahren nach Anspruch 19, bei dem der Positionierschritt weiter die Schritte aufweist:

Neupositionieren des Kopfes oberhalb einer nominalen Position eines vorbestimmten Datenmusters

Beginn einer Leseoperation;

Neupositionieren des Kopfes derart, daß sich der Lesespalt oberhalb des unteren Teiles des vorbestimmten Datenmusters befindet;

Speichern einer Positionszahl für den Kopf;

Neupositionieren des Lesespaltes im wesentlichen oberhalb des vorbestimmten Datenmusters;

Bewegen des Kopfes in Richtung auf den oberen Teil des vorbestimmten Datenmusters;

Berechnen einer zweiten Positionszahl von einer Mittellinie des vorbestimmten Datenmusters entsprechend einer Mittellinie durch eine entsprechende Datenspur;

Erzeugen einer Lesetabelle basierend auf der berechneten zweiten Positionszahl; und

Lesen der berechneten zweiten Positionszahl, um so die Einstellung des Kopfes zu bewirken.

21. Verfahren nach Anspruch 18, das weiter die Schritte aufweist:

Abfühlen der Kante des Bandes, wobei eine Vielzahl von Fotodetektoren unabhängig von der Matrix der Fotodetektoren in dem Chip benutzt werden; und

Einstellen des Azimut-Versatzes, wenn jede Ausgabe der Vielzahl der Fotodetektoren nicht gleich ist.

22. Verfahren zum Einrichten wenigstens eines Schreib- und Lesespaltes eines Bandes, wobei das Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 13 verwendet wird, dadurch gekennzeichnet, daß

eine Mittellinie, die zwischen wenigstens einem Schreib- und Lesepalt des Bandes läuft, mit wenigstens einer Indexmarkierung an einer bekannten Fotodetektorposition ausgerichtet ist, und

mit dem Schritt des Einrichtens des wenigstens eines Schreibund Lesespaltes durch Identifizieren der Versetzung zwischen dem Referenzpunkt und der wenigstens einer Indexmarkierung.

23. Vorrichtung zum Erfassen einer Kante eines Bandes, mit:

einer Vielzahl von Fotodetektoren, die hinter dem Band angeordnet sind, wobei jeder Fotodetektor ein elektrisches Signal erzeugt, das der Intensität des Lichtes entspricht, das auf ihn fällt;

einer Beleuchtungseinrichtung zum Projizieren von Licht auf das Band und die Fotodetektoren, so daß das Band einen Schatten auf die Fotodetektoren wirft, wobei der Schatten einen Übergangsbereich von hell nach dunkel hat, der eine Vielzahl von Fotodetektoren abdeckt;

gekennzeichnet durch

eine Analysiereinrichtung zum Bearbeiten von Signalen von den Fotodetektoren im Übergangsbereich, wobei die Fotodetektoren in der Form einer Matrix in einem Chip mit integrierter Schaltung angeordnet sind, wobei die Position jedes Fotodetektors in der Matrix aus der Herstellung des Chips bekannt ist, wobei die Analysiereinrichtung den Ort, relativ zu den bekannten Fotodetektorpositionen, eines schärfsten Übergangs von hell nach dunkel bestimmt, wobei der Ort des schärfsten Übergangs von hell nach dunkel dem Ort der Kante des Bandes entspricht.

24. Vorrichtung nach Anspruch 23, bei der die Analysiereinrichtung zum Verarbeiten von Signalen von Fotodetektoren räumliches Mitteln verwendet, um den Beitrag von Strom von jedem Fotodetektor an einem Knoten eines Widerstandsnetzwerkes zu bestimmen, um den Ort, relativ zu den bekannten Fotodetektorpostionen, eines schärfsten Übergangs von hell nach dunkel festzulegen.

25. Vorrichtung nach Anspruch 23, bei der die Fotodetektoren vertikale, bipolare Fototransistoren oder Fotodioden sind.

26. Vorrichtung nach Anspruch 23, bei der die integrierte Schaltung weiterhin eine Anordnung logarithmischer Detektoren aufweist.

27. Vorrichtung nach Anspruch 26, bei der die Fotodetektoren über mehr als vier Dekaden der Lichtintensität betrieben werden.

28. Vorrichtung nach Anspruch 23, die weiter aufweist:

eine Einrichtung zum Festlegen der Eignung des Bandes, indem eine Qualifikationsprozedur durchgeführt wird.

29. Vorrichtung nach Anspruch 23, bei der die Analysiereinrichtung ein Intensitätsprofil bestimmt.

30. Vorrichtung nach Anspruch 29, bei der die Analysiereinrichtung eine Ableitung des Intensitätsprofils berechnet, um festzustellen, wann jeder Fotodetektor an seinem schärfsten Übergang von hell nach dunkel ist, was eine beste Abschätzung der Bandkante angibt.

31. Vorrichtung nach Anspruch 28, bei der die Fotodektoren sich überlagern.

32. Vorrichtung nach Anspruch 31, bei der die Analysiereinrichtung weiter aufweist:

eine Einrichtung zum Kompensieren des Überlagerungsbetrages, um die tatsächliche Position der Kante des Bandes zu bestimmen.

33. Vorrichtung nach Anspruch 24, die weiter aufweist:

einen Transkonduktanz-Verstärker, um den Strom zu jedem Knoten zu begrenzen.

34. Vorrichtung nach Anspruch 33, bei der die Eingangsdifferentialstufe des Transkonduktanz-Verstärkers den Grenzstrom auf seinen Eingangsruhestrom einstellt.

35. Vorrichtung nach Anspruch 24, die weiter aufweist:

einen horizontalen Widerstand als das Widerstandsnetzwerk.

36. Vorrichtung nach Anspruch 35, bei der der horizontale Widerstand zwei MOS-Durchlaßtransistoren aufweist, deren Kanalwiderstände elektronisch gesteuert werden können.

37. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 23 bis 36, bei der die Positioniereinrichtung eine Neuleseoperation durchführt, um den Kopf entsprechend einer Position, die in einer Geschichtstabelle gespeichert ist, neu zu positionieren.

38. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 23 bis 37, bei der die Analysiereinrichtung arbeitet, wenn das Band statisch ist oder wenn das Band sich bewegt.

39. Verwendung einer Vorrichtung nach einem der Ansprüche 23 bis 38 zum Steuern der Position eines Magnetkopfes relativ zu der Erfassung einer Kante eines Bandes, wobei der Ort der Kante des Bandes der Ort des schärfsten Übergangs von hell nach dunkel ist, wobei die Vorrichtung weiterhin eine Positioniereinrichtung aufweist, die auf den Ort der Kante antwortet, um den Kopf relativ zu der Kante des Bandes zu positionieren.

40. Verwendung nach Anspruch 39, bei der die Positioniereinrichtung den Kopf während einer Schreiboperation positioniert.

41. Verwendung nach Anspruch 40, wobei die Vorrichtung weiterhin aufweist:

eine Einrichtung zum Verfolgen entweder einer Bandkante oder einer mittleren Position beider Bandkanten während der Schreiboperat ion.

42. Verwendung nach Anspruch 39, bei der die Positioniereinrichtung den Kopf während einer Leseoperation positioniert.

43. Verwendung nach Anspruch 42, bei der die Vorrichtung weiter aufweist:

eine Einrichtung zum Positionieren des Kopfes um ein vorbestimmtes Datenmuster;

eine Einrichtung zum Speichern einer Positionszahl des Kopfes;

eine Einrichtung zum Bewegen des Kopfes in Richtung auf einen oberen Teil des vorbestimmten Datenmusters;

eine Einrichtung zum Berechnen einer zweiten Positionszahl für eine Mittellinie des vorbestimmten Datenmusters entsprechend einer Mittellinie durch eine entsprechende Datenspur;

eine Lesetabelle zum Speichern der berechneten zweiten Positionszahl; und

eine Einrichtung zum Lesen der berechneten zweiten Positionszahl, um so die Einstellung des Kopfes zu bewirken.

44. Verwendung nach Anspruch 39, wobei die Vorrichtung weiter aufweist:

eine Vielzahl von Fotodetektoren, unabhängig von der Matrix der Fotodetektoren in dem Chip, zum Abfühlen der Kante des Bandes; und

eine Einrichtung zum Einstellen eines Azimut-Versatzes, wenn jede Ausgabe aus der Vielzahl der Fotodetektoren nicht gleich ist.

45. Verwendung nach Anspruch 44, bei der jeder der Vielzahl der Fotodetektoren aufweist:

einen Referenzteil und einen Abfühlteil, wobei jeder Ausgaben an die Einstelleinrichtung liefert.

46. Verwendung einer Vorrichtung nach einem der Ansprüche 23 bis 38 zum Einrichten wenigstens eines Schreib- und Lesespaltes eines Bandes, wobei eine Mittellinie, die zwischen wenigstens einem Schreib- und Lesespalt des Bandes läuft, mit wenigstens einer Indexmarke an einer bekannten Fotodetektorposition ausgerichtet ist, und wobei der Ort der Kante des Bandes der Ort des schärfsten Übergangs von hell nach dunkel ist und die Position des Schreib- und Lesespaltes bestimmt wird, indem die Versetzung zwischen der Kante und der wenigstens einen Indexmarkierung identifiziert wird.

47. Verwendung nach Anspruch 46, wobei die Vorrichtung weiter aufweist:

eine Anordnung logarithmischer Detektoren, jeder mit seiner eigenen lokalen Signalverarbeitungseinheit, die zusammen mit den Fotodektoren verwendet wird.

48. Verwendung nach Anspruch 47, wobei die Vorrichtung weiter aufweist:

eine Einrichtung zum Verarbeiten der Ausgaben der logarithmischen Detektoren, wobei logarithmische Kompression verwendet wird, um relative Lichtintensitätspegel zu bestimmen.