DE69220334T2

DE69220334T2 - Quadraturmodulator

Info

Publication number: DE69220334T2
Application number: DE69220334T
Authority: DE
Inventors: Masaki Ichihara; Tsuguo Maru
Original assignee: NEC Corp; Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Electronics Corp
Priority date: 1991-11-08
Filing date: 1992-11-05
Publication date: 1998-01-22
Anticipated expiration: 2012-11-06
Also published as: DE69220334D1; EP0546322B1; JPH05130156A; US5355101A; EP0546322A1

Description

Die Erfindung betrifft einen Quadraturmodulator zum Umsetzen einer Winkelmodulation, und insbesondere einen Quadraturmodulator mit einer Funktion zum Korrigieren eines Phasenfehlers, der durch eine Phasenschiebevorrichtung erzeugt wird.
Ein bekannter Quadraturmodulator wird mit Bezug auf die zeichnungen erläutert. Fig. 1 zeigt ein Beispiel eines typischen bekannten Quadraturmodulators, bei dem eine modulierte Ausgangswelle z ausgedrückt wird durch:
Z = cos ( t+∅(t)) (1)
wobei ω die Winkelfrequenz der Quadraturträger ist und ∅(t) eine überlagernde Phaseninformation ist. Die Amplitude der modulierten Welle ist in Gleichung (1) auf die Einheit gesetzt, da sie in diesem Fall nicht von Belang ist. Der Quadraturmodulator erzeugt diese Signalform durch Aufaddieren zweier Quadraturträger nach Multiplizieren der beiden Träger mit jeweils einem geeigneten Gewichtungsfaktor.
Zur Erzeugung der Signalform der Gleichung (1) werden zwei Komponentensignale erzeugt, von denen eines als gemeinsames Phasenkomponentensignal I bezeichnet wird, das ausgedrückt wird als
1 = cos∅(t)
und wobei das andere als Orthogonalphasenkomponentensignal Q bezeichnet wird und ausgedrückt wird als
Q = sin∅(t).
Die beiden Komponentensignale werden über einen Eingangsanschluß jeweils in Multiplizierer 30 und 31 eingegeben. Andererseits wird die Trägerwelle cos(ωt) durch einen Trägereingabeanschluß eingegeben, über den die Trägerwelle direkt zum Multiplizierer 30 geliefert wird und zum Multiplizierer 31 über eine Phasenschiebevorrichtung 29, in der die Trägerwelle um 90º in vorderrichtung phasenverschoben wird, um eine zweite Trägerwelle
cos(ωt+π/2) = -sinωt
zu bilden.
Das Ausgangssignal Z, das in einem Addierer 32 durch Addieren der Ausgaben beider Multiplizierer 30 und 31 gebildet wird, wird ausgedrückt durch
Z = I cos(ωt)-Q sin(ωt)
= cos∅(t) cos(ωt)-sin∅(t) sin(ωt)
= cos(ωt+∅(t)) (2)
Gleichung (2) ist diesselbe wie Gleichung (1), was bedeutet, daß die in Fig. 1 dargestellte Schaltung als Winkelmodulator arbeiten kann.
Das oben beschriebene Prinzip ist nur dann gültig, wenn der durch die Phasenschiebevorrichtung 29 umgesetzte Phasenschiebewinkel exakt 90º beträgt. In einer praktischen Schaltung tritt jedoch normalerweise ein Phasenschiebefehler wegen Differenzen beim Herstellungsprozeß oder der Anordnung der Schaltungskomponenten auf. Angenommen, der Fehler ist α rad, wie in Fig. 1 dargestellt ist, was bedeutet, daß der durch die Phasenschiebevorrichtung 29 umgesetzte Phasenschiebewinkel gleich π/2+α rad ist, wird die Gleichung (2) zu
Z = cos∅(t) cos(ωt)-sin∅(t) sin(ωt+α)
= cos∅(t) cos(ωt+a/2-a/2)-sin∅(t) sin(ωt+α/2+α/2)
= cos∅(t) cos(ωt+a/2) cos(α/2)
+cos∅(t) sin(ωt+α/2) sin(α/2)
-sin∅(t) sin(ωt+α/2) cos (α/2)
-sin∅(t) cos (ωt+α/2) sin (α/2)
= cos(α/2) cos(ωt+∅(t)+α/2)
+sin(α/2) sin(ωt-∅(t)+α/2) (3)
Obwohl der erste Term in Gleichung (3) sich in der Phase um α/2 und in der Amplitude um cos(α/2) von dem Signal Z unterscheidet, das auf der rechten Seite der Gleichung (2) erscheint, ist es in der Frequenz gleich dem Ausgangssignal Z, so daß der erste Term als eine der Signalkomponenten aufgefaßt werden kann. Andererseits ist der zweite Term, dessen Winkelfrequenz symmetrisch zu dem der Signalkomponente hinsichtlich der Winkelfrequenz ω des Trägers ist, eine Störkomponente, die als "Bild" (image) bezeichnet wird. Das Bild selbst ist eine unerforderliche Komponente und wirkt als Störwelle bei einer Kommunikation.
Das Verhältnis der Amplitude des ersten Terms zur Amplitude des zweiten Terms wird Unterdrückungsfaktor S/I genannt und wird ausgedrückt durch
S/I = cos(ω/2)/sin(ω/2) = 1/tan(ω/2) (4)
Gemäß Gleichung (4) führt selbst ein geringer Phasenfehler ω = 1º zu einer deutlichen Verschlechterung von 41dB im Bildunterdrückungsfaktor, was eine deutliche Störung bei der Kommunikation mit sich bringt.
Phasenfehler können in einer praktischen Schaltung wegen der Differenz im Layout oder der Verdrahtungslänge in ICs, in denen mehrere Schaltungen mit jeweils einem Aufbau wie in Fig. 1 integriert sind, kaum vermieden werden. Es ist somit bei einem Quadraturmodulator erforderlich, den durch die Phasenschiebevorrichtung verursachten Phasenfehler zu korrigieren.
Die bekannten Verfahren zum Korrigieren des Phasenfehlers umfassen die Auslöschung des Phasenfehlers an sich und die Auslöschung oder Kompensation der Wirkung des Phasenfehlers durch Addieren eines Korrektursignals zum Basisbandsignal.
Bei dem ersten Korrekturverf ahren wird eine der Trägerwellen für die Signale I und Q in eine Phasenverzögerungsschaltung eingegeben, in der die Phasenverzögerung von außen eingestellt wird.
Das zweite Korrekturverfahren wird durch eine Schaltung gemäß Fig. 2 umgesetzt, die in der japanischen Patent Kokoku- Veröffentlichung (nach der Prüfung) Nr. Hei-3-50445 beschrieben ist. Die in Fig. 2 dargestellte bekannte Schaltung wird durch Zufügen einer Pegeleinstellschaltung 4a zu der Schaltung der Fig. 1 gebildet. In dieser Pegeleinstellschaltung wird das Orthogonalphasenkomponentensignal Q mit einem Multiplikationsfaktor b in einen Multiplizierer 24 multipliziert und dann der gemeinsamen Phasensignalkomponente in einem Addierer 27 zur Erzeugung eines korrigierten gemeinsamen Phasenkomponentensignals I' addiert.
Wenn der durch die Phasenschiebevorrichtung 29 verursachte Phasenfehler zu α angenommen wird, dann wird das Ausgabesignal Z ausgedrückt durch
Z = (cos∅(t)+b sin∅(t)) cos∅(t)-sin∅(t) sin(ωt+α). Wenn nun der Multiplikationsfaktor b zu sinα angenommen wird, wird das Ausgabesignal Z zu
Z = cos∅(t) cos(ωt)+sinα sin∅(t) cos(ωt) -sin(t) sin(ωt) cos(α)-sin∅(t) cos(ωt) sinα
= cos∅(t) cos(ωt)-sin∅(t) sin(ωt) cosα
= cos(ωt+∅(t))+(1-cosα) sin∅(t)sin(ωt) (5)
Falls α sehr klein ist, ist 1-cosα=0, und aufgrund dessen wird das Ausgangssignal Z angenähert durch:
Z = cos(ωt+∅(t)) (6)
Folglich kann eine unerwünschte Welle aufgrund des Phasenfehlers um einen deutlichen Betrag durch Anwendung eines Multiplizierers unterdrückt werden, der einen Multiplikationsfaktor b gleich sinα aufweist.
In einem Automobiltelefon oder in einem bewegbaren Telefon, die in den letzten Jahren deutlich weiterentwickelt wurden, werden insbesondere eine einfache Einstellung und ein hoher Durchsatz erforderlich. Bei dem bekannten Quadraturmodulator, der das erste Verfahren anwendet, ist jedoch eine extrem feine Einstellung erforderlich, um den Phasenfehler zu korrigieren, so daß es nicht die Anforderung hinsichtlich der einfachen Einstellbarkeit erfüllt und noch zu teuer ist.
Obwohl die Einstellung zum Korrigieren des Phasenfehlers bei der konventionellen Schaltung, die das zweite Verfahren anwendet, relativ-einfach zu erreichen ist, hat sie die folgenden Nachteile:
(1) Gleichung (6) ist nur dann gültig, wenn der Phasenfehler α sehr klein ist. Falls α beispielsweise zu 10º wird, ist der zweite Term in Vergleich zum ersten Term in Gleichung (6) nicht vernachlässigbar, da der Pegel des ersten Terms nur um 36 dB des Pegels des ersten Terms unterdrückt wird. Im Bereich hoher Frequenz, d.h. im Mikrowellenbereich, wird der Phasenfehler häufig zu mehr als 10º, so daß der Unterdrückungsbetrag durch dieses Verfahren nicht ausreichend ist.
(2) Ein Ausgleich zwischen den beiden Komponentensignalen wird verloren, da die Pegeleinstellung des Basisbandsignals durch die Pegeleinstellschaltung nur auf das gemeinsame Phasenkomponentensignal angewandt wird. Insbesondere führt eine Zeitverzögerung aufgrund des Addierers 27 zu einer Verzerrung des Ausgabesignals.
Desweiteren hängt der Phasenfehler von der Umgebungstemperatur ab, da ICs, die Quadraturmodulatoren enthalten, aus Halbleitern bestehen, deren Charakteristika deutlich von einer Temperaturfluktuation beeinflußt werden. Die beiden konventionellen Quadraturmodulatoren weisen keine Mittel zum Kompensieren eines Phasenfehlers aufgrund von Temperaturfluktuation auf. Folglicht tritt ein deutlicher Anteil von Phasenfehlern in den bekannten Quadraturmodulatoren auf, die unter Raumtemperatur eingestellt werden, wenn sie außerhalb betrieben werden, wo sich die Umgebungstemperatur von der Raumtemperatur unterscheidet.
Ein Quadraturmodulator gemäß dem Oberbegriff des Patentansprchs 1 ist aus der EP-A-0318444 bekannt. Dieser Quadraturmodulator umfaßt ein Multiplikationsmittel zum Multiplizieren des zweiten Eingangssignals mit einem dritten Faktor zur Erzeugung des zweiten Modulationssignals, wobei das Korrekturmittel zumindest zwei der ersten, der zweiten und dritten Faktoren korrigiert.
EP-A-0324897 beschreibt einen nichtflüchtigen Speicher zum Speichern eines Steuerwertes, so daß ein ermittelter Steuerzustand beim Einschalten des Gerätes vorhanden ist.
Es ist eine Aufgabe der Erfindung, einen Quadraturmodulator zu schaffen, bei dem ein Phasenfehler in einem deutlichen Anteil korrigiert wird, selbst wenn der Phasenfehler nicht sehr gering ist.
Eine weitere Aufgabe der Erfindung liegt in der Schaffung eines Quadraturmodulators, bei dem die Verzerrung einer Ausgabe des Quadraturmodulators durch Ausgleich eines ersten und eines zweiten Modulationssignals deutlich reduziert ist.
Diese Aufgaben werden durch einen Quadraturmodulator gemäß Anspruch 1 gelöst; die verbleibenden Ansprüche betreffen weitere Entwicklungen der Erfindung.
Jedes der Addiermittel und der Multipliziermittel ist vorzugsweise durch einen Operationsverstärker gebildet, bei dem die Eingangsimpedanz des Operationsverstärkers unter einer Anzahl von Impedanzelementen zum Korrigieren von Multiplikationsfaktoren ausgewählt ist.
Die Daten des Phasenfehlers können während eines Einstellvorgangs in einem nichtflüchtigen Speicher gespeichert werden, der innerhalb des Quadraturmodulators angeordnet ist. Die Daten des Phasenfehlers können durch eine CPU direkt, nachdem der Quadraturmodulator gespeist wird, gelesen werden. Die Einstellmittel können in den Quadraturmodulator eingebracht sein.
Vorzugweise wird eine Temperaturabhängigkeit des Phasenfehlers durch die Korrekturmittel ausgelöscht. In diesem Fall kann die Umgebungstemperatur durch einen Thermodetektor erfaßt werden, der innerhalb des Quadraturmodulators angeordnet ist.
Diese und weitere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der Erfindung werden aus der folgenden Beschreibung eines bevozugten Ausführungsbeispiels mit Bezug auf die Zeichnungen deutlich. Es zeigen:
Fig. 1 ein Diagramm eines bekannten Quadraturmodulators,
Fig. 2 ein Blockdiagramm eines weiteren bekannten Quadraturmodulators,
Fig. 3 ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels eines Quadraturmodulators, das nützlich für das Verständnis der Erfindung ist,
Fig. 4 und 4A jeweils ein Schaltungsdiagramm der Pegeleinstellschaltung des Ausführungsbeispiels der Fig. 3,
Fig. 5 ein Blockdiagramm zur Erläuterung eines Einstellvorgangs für das Ausführungsbeispiel in Fig. 3,
Fig. 6 ein Graph der Temperaturcharakteristika eines Phasenfehlers im Ausführungsbeispiel der Fig. 3,
Fig. 7 ein Blockdiagramm zur Erläuterung eines Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen Quadraturmodulators,
Fig. 8 ein Schaltungsdiagramm eines Multiplizierers in dem Ausführungsbeispiel der Fig. 7, und
Fig. 9 ein Blockdiagramm zur Erläuterung eines Einsteilverfahrens für das Ausführungsbeispiel der Fig. 7.
Fig. 3 zeigt ein Blockdiagramm eines Quadraturmodulators, das nützlich für das Verständnis der Erfindung ist. In Fig. 3 umfaßt der Quadraturmodulator eine Modulatorschaltung mit Multiplizierern 30 und 31, eine Phasenschiebevorrichtung 29 und einen Addierer 32, die alle solchen in dem bekannten Quadraturmodulator entsprechen. Der Quadraturmodulator umfaßt weiterhin eine Modulationssignalzufuhrschaltung mit einem Modulationssignalgenerator 1, der ein digitales Modulationssignal erzeugt, D/A-Konvertern 2 und 3, deren Ausgabe in Übereinstimmung mit einer Abtastfrequenz aktualisiert wird, Pegeleinstellschaltungen 4 und 5, Tiefpaßfiltern 6 und 7 zum Unterdrücken einer Störung, die sich aus Quantenrauschen ergibt, Nachfilter 8 und 9 zum Unterdrücken einer Störung aufgrund von Abtasten, einer Zentralverarbeitungseinheit (CPU) 10, einem EEPROM 11 und einem Thermodetektor 12.
Die Ausgangssignale I' und Q' der Modulationssignalzufuhrschaltung werden von den Nachfiltern 8 und 9 an die Multiplizierer 30 bzw. 31 geliefert, in denen Quadraturträger cos(ωt) und -sin(ωt) durch die beiden Signale I' und Q' in der Weise moduliert werden, die anhand des bekannten Quadraturmodulators beschrieben wurde. Die beiden modulierten Signale werden dann in dem Addierer 32 addiert und von einem Ausgabeanschluß ausgegeben.
Die CPU 10 empfängt über eine serielle Schnittstelle SIO während eines Einstellvorganges Daten für Multiplikationsfaktoren der Pegeleinstellschaltungen 4 und 5 und schreibt dann die Daten in den EEPROM 11. Wenn die Versorgungsquelle an den Quadraturmodulator angelegt wird, liest die CPU 10 zunächst die im EEPROM 11 gespeicherten Daten, korrigiert dann die Daten für Multiplikationsfaktoren, die den Multipliziern zugeführt werden, die in den Pegeleinstellschaltungen 4 und 5 angeordnet sind in Übereinstimmung mit einer Temperaturinformation, die von dem Thermodetektor 12 geliefert wird. Die korrigierten Daten werden den Pegeleinstellschaltungen zum Einstellen der Multiplikationsfaktoren der Multiplizierer zugeführt, die in den Pegeleinstellschaltungen 4 und 5 angeordnet sind.
In Fig. 3 multipliziert die Pegeleinstelischaltung 4 das Gleichphasenkomponentensignal 1 mit einem ersten Faktor A und das Orthogonalphasenkomponentensignal Q mit einem zweiten Faktor B und addiert dann die beiden multiplizierten Komponentensignale. Die Summe wird als ihr Ausgabesignal, das als korrigiertes Gleichphasenkomponentensignal I' bezeichnet wird, über das Tiefpaßfilter 6 und das Nachfilter 8 ausgegeben. Andererseits multipliziert die Pegeleinstellschaltung 5 das Orthogonalphasenkomponentensignal Q mit einem dritten Faktor C und gibt über das Tiefpaßfilter 7 und das Nachfilter 9 das Produkt als ihr Ausgabesignal aus, das als korrigiertes Orthogonalphasenkomponentensignal Q' bezeichnet wird.
Dementsprechend werden das modulierte Gleichphasensignal X und das modulierte Orthogonalphasensignal Y, von denen jedes das Produkt eines der korrigierten Komponentensignale und des entsprechenden Trägers ist, wie folgt ausgedrückt:
X = I' cos(ωt) = Acos∅(t) cos(ωt)+Bsin∅(t) cos(ωt)
Y = -Q' sin(ωt+α) = -Csin∅(t) sin(ωt) cosα-Csin∅(t) cos(ωt) sinα
wobei α ein Phasenfehler ist, der durch die Phasenschiebevorrichtung 29 verursacht wird. Aufgrunddessen ergibt sich das Ausgabesignal Z, das durch Addieren der beiden modulierten Signale erzeugt wird, zu:
Z = X+Y = cos(ωt){Acos∅(t)+Bsin∅(t) -Csin∅(t)sinα} -sin(ωt) Csin∅(t) cosα (7)
Falls nun angenommen wird, daß A=1, B=tanα und C=1/cosα, wird die Gleichung (7) zu
Z = cos(ωt) cos∅(t) -sin(ωt) sin∅(t) = cos(ωt+∅(t) (8)
Die Gleichung (8) ist die gleiche wie Gleichung (2), so daß der Phasenfehler im wesentlichen vollständig kompensiert ist, unabhängig von seinem Betrag. Falls alternativ angenommen wird, daß C=1, A=cosα und B=sinα, wird (7) zu
Z = cos(ωt) cosα cos∅(t) -sin(ωt) sin∅(t) cosα cosα cos(ωt+∅(t)
Auch in diesem Fall wird eine Störung vollständig beseitigt, obwohl sich eine gewisse Reduktion in der Amplitude ergibt. Falls desweiteren angenommen wird, daß B=1, A=1/tanα und C=1/sinα wird Gleichung (7) zu
Z = cos(ωt) (1/tanα) cos∅(t) -sin(ωt) (1/sinα) sin∅(t) cosα = (1/tanα) cos (ωt+∅(t))
Auch in diesem Fall wird eine Störung eliminiert, obwohl die Amplitude aufgrund kleinem α instabil ist.
Wenn, wie oben beschrieben, eine geeignete Kombination der Werte für die drei Multiplikationsfaktoren A, B und C ausgewählt wird, kann das Ausgabesignal Z frei von einem Bild oder zumindest in einem deutlich reduzierten Umfang sein. Falls einer der drei Multiplikationsfaktoren zu 1 ausgewählt wird, kann die Schaltung der Pegeleinstellschaltungen vereinfacht werden.
Fig. 4 zeigt ein Beispiel einer Schaltungsanordnung der Pegeleinstelischaltung 4. Die Pegeleinstelischaltung 4 umfaßt Dekoder 13, eine Zeitabstimmungssteuerung 14, Kondensatoren Ca-Cd, CA-CD und CI, Analogschalter 41-44, die durch Steuersignale P&sub0;&sub0; und P&sub0;&sub1; gesteuert werden, die einen Satz von 2-Bit-Signalen bilden, und Analogschalter 45-48, die durch Steuersignale P&sub1;&sub0; und P&sub1;&sub1; gesteuert werden, die einen weiteren Satz von 2-Bit-Signalen bilden.
Um den ersten Faktor A auf einen geeigneten Wert einzustellen, wird einer der Schalter 41-44 durch Einstellen der Steuersignale P&sub1;&sub0; und P&sub1;&sub1; geschlossen. In gleicher Weise wird der zweite Faktor B auf einen geeigneten Wert durch Einstellen der Steuersignale P&sub1;&sub0; und P&sub1;&sub1; zum Schließen einer der Analogschalter 45-48 eingestellt. Durch diese Auswahlen wird der erste Faktor A durch eine Kombination des Kondensators C1 und eines der Kondensatoren Ca-Cd bestimmt, während der zweite Faktor B durch eine Kombination einer der Kondensatoren Ca-Cd und einer der Kondensatoren CA-CD bestimmt wird.
Die Zeitabstimmungssteuerung 14 steuert Zeitabstimmungssteuersignale für Umschalter S&sub1;-S&sub6; auf solche Weise, daß ∅&sub0;'=∅&sub0; und ∅'e = ∅e' wenn das Signal P&sub2;&sub0; auf 1 eingestellt ist, und das ∅&sub0;'=∅e und ∅e'=∅&sub0;' wenn das Signal P&sub2;&sub0; auf 0 eingestellt ist. Auf diese Weise ist der Quadraturmodulator dieses Ausführungsbeispiels in der Lage, einen positiven oder einen negativen Phasenfehler durch Steuerung der Schalter mittels Setzen des Bits P&sub2;&sub0; handzuhaben. Die Pegeleinstellschaltung 4 subtrahiert den Multiplikationswert des Signals Q vom Multiplikationswert des Signals 1, wenn P&sub2;&sub0; auf 1 ist, und addiert den Multiplikationswert der beiden Signale I und Q, wenn das Signal P&sub2;&sub0; auf 0 ist.
Der Aufbau der Pegeleinstellschaltung 5 ist in Fig. 4A dargestellt. Die Pegeleinstellschaltung 5 ist die gleiche wie die Pegeleinstellschaltung 4 der Fig. 4 mit der Ausnahme, daß die Pegeleinstellschaltung 5 nicht die Gruppe der Schalter 45-48, die Kondensatoren CA-CD und die Umschalter S&sub3; und S&sub4;, wie in Fig. 4 dargestellt ist, aufweist.
Bei dem oben beschriebenen Quadraturmodulator wird ein Phasenfehler im wesentlichen vollständig kompensiert, und somit wird die Balance zwischen den beiden Komponentensignalen nicht verloren, da beide Pegeleinstellschaltungen für die Handhabung des Gleichphasen- und des Orthogonaiphasenkomponentensignals vom Aufbau einander gleich sind.
Fig. 5 zeigt ein Blockdiagramm eines Aufbaus während eines Einstellvorgangs für einen Übermittler-Empfänger einschließlich eines Quadraturmodulators gemäß dem Ausführungsbeispiel. Der Übermittler-Empfänger 15 umfaßt die Modulatorsignalzufuhrschaltung 16, deren Aufbau in Fig. 3 dargestellt ist, eine Quadraturmodulatorschaltung 17, die einen Quadraturmodulator der Fig. 3 in Kombination mit der Modulationssignalzufuhrschaltung 16 bildet, einen Leistungsverstärker 18, eine Antenne 19 zum Übermitteln und Empfangen von Signalen und ein Empfangselement 20.
Wie in Fig. 5 dargestellt ist, wird die Einstellung durch einen Phasendetektor 21, der mit der Antenne 19 verbunden ist, und eine Steuervorrichtung 22 durchgeführt. Der Phasendetektor 21 erfaßt sowohl das Gleichphasenkomponentensignal als auch das Orthogonalphasenkomponentensignal vom Ausgang des Übermittlers-Empfängers 15 und mißt den Phasenfehler α, der durch eine Phasenschiebevorrichtung verursacht wird. Der Phasenfehler α wird dann der Steuervorrichtung 22 eingegeben, in der der Multiplikationsfaktor für die Pegeleinstellschaltungen 4 und 5 berechnet wird. Die resultierenden Faktoren werden durch die Steuervorrichtung 22 zur CPU 10 (Fig. 3) der Modulationssignalzufuhrschaltung 16 über die serielle Schnittstelle SI0 zugeführt. Der Phasendetektor und/oder die Steuervorrichtung kann innerhalb des Übermittlers-Empfängers vorgesehen sein.
Im folgenden wird der Betrieb zum Kompensieren einer Temperaturfluktuation mit Bezug auf Fig. 6 erläutert. Die Temperaturabhängigkeit der Charakteristika des Halbleiters an sich, der den Quadraturmodulator bildet, bewirkt eine Temperaturabhängigkeit des Phasenfehlers α. Der Phasenfehler α variiert entlang einer Linie 1a in Fig. 1 und bleibt beispielsweise bei Raumtemperatur an einem Punkt P. Nachdem das Einstellen zum Korrigieren des Phasenfehlers bei Raumtemperatur durchgeführt wurde, wird der Phasenfehler α an einem weiteren Punkt Q auf 0 eingestellt. Die Temperaturabhängigkeit des Phasenfehlers α verbleibt jedoch noch, so daß der Phasenfehler α sich entlang einer weiteren Linie 1b mit einer Temperaturfluktuation bewegt. Folglich tritt ein Phasenfehler Δα auf, wenn die Umgebungstemperatur von Raumtemperatur um ΔT steigt.
Der Übermittler-Empfänger umfaßt den Thermodetektor 12 innerhalb der Modulationssignalzufuhrschaltung 16, wie oben beschrieben und wie in Fig.3 dargestellt ist. Wenn Leistung an den Übermittler-Empfänger angelegt wird, liest die CPU 10 die Daten aus dem EEPROM 11 zum Einstellen der Multiplikationsfaktoren der Multiplizierer 4 und 5. Das Datenauslesen vom EEPROM 11 wird unter Raumtemperatur bei Q eingestellt, und somit korrigiert die CPU 10 die Daten in Übereinstimmung mit der momentanen Temperatur, die vom Thermodetektor 12 eingegeben wird. Die CPU 10 liefert dann die korrigierten Daten an die Pegeleinstellschaltungen 4 und 5, wodurch ein Phasenfehler aufgrund einer Temperaturfluktuation zum Auslöschen einer Störkomponente gelöscht wird.
Fig. 7 zeigt ein Blockdiagramm eines Quadraturmodulators gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung. Bei diesem Ausführungsbeispiel umfassen die Pegeleinstelischaltungen 4 und 5 jeweils zwei Multiplizierer 23 und 24 und 25 und 26 und einen Addierer 27, 28. Das Gleichphasenkomponentensignal I wird mit einem ersten Faktor a in dem Multiplizierer 23 multipliziert, und das Orthogonalphasenkomponentensignal Q wird mit einem zweiten Faktor b in einem Konstantenmultiplizierer 24 multipliziert, dann werden die beiden Signale miteinander in dem Addierer 27 zur Erzeugung eines korrigierten Gleichphasenkomponentensignals I' addiert.
In gleicher Weise wird das Orthogonalphasenkomponentensignal Q mit einem ersten Faktor a in einem Multiplizierer 26 multipliziert, und das Gleichphasenkomponentensignal I wird mit einem zweiten Faktor b in einem Multiplizierer 25 multipliziert, und dann werden die beiden multiplizierten Signale in dem Addierer 28 zur Erzeugung eines korrigierten Orthogonalphasenkomponentensignals Q' zueinander addiert. Jedes korrigierte Komponentensignal I' und Q' wird jeweils einem Multiplizierer 30 und einem Multiplizierer 31 eingegeben, ebenso wie die jeweiligen Träger cos(ωt) und -sin(ωt+α).
Falls nun angenommen wird, daß der erste und der zweite Faktor a und b in Termen des Phasenfehlers α wie folgt ausgedrückt werden
a = cos(α/2)
b = sin(α/2),
werden die korrigierten Komponentensignale I' und Q' ausgedrückt als
I' = cos∅(t) cos(α/2)+sin(α/2) = cos(∅(t) -α/2)
Q' = sin∅(t) cos(α/2)+cos∅(t) sin(α/2) = sin(∅(t)+α/2).
Folglich werden die modulierten Wellen X und Y, die jeweils von den Multiplizierern 30 und 31 ausgegeben werden, ausgedrückt als
X = cos(∅(t)+α/2-α) cos(ωt)
Y = -sin(∅(t)+α/2) sin(ωt+α).
Die Ausgabe Z des Quadraturmodulators, die im Addierer 32 durch Addition der beiden modulierten Wellen X und Y erzeugt wird, wird dann ausgedrückt als
Z = X+Y
= cos(∅(t)+α/2) cosα cos(ωt)
+sin(∅(t)+α/2) sinα cos(ωt)
-sin(∅(t)+α/2) sin(ωt) cosα
-sin(∅(t)+α/2) cos(ωt) sinα
= cosα cos(ωt+∅(t)+α/2) (9)
Obwohl das Ausgabesignal Z in Gleichung (9) eine gewisse Verminderung der Amplitude um einen Faktor cosα und eine gewisse Phasenverschiebung um α/2 im Vergleich zu dem Ausgabesignal Z aufweist, das in Gleichung (1) angegeben ist, ist in Gleichung (9) nur eine Signalfrequenzkomponente vorhanden, und das Bild ist vollständig eliminiert. Desweiteren ist die Balance der beiden korrigierten Komponentensignale hinsichtlich des ersten Beispiels wegen des Aufbaus der einander ähnlichen Pegeleinstellschaltungen verbessert.
Fig. 8 zeigt einen praktischen Aufbau für jeden der Multiplizierer 23 bis 26 mit einem Operationsverstärker 39, wobei Analogschalter 35-38 durch Steuersignale c1-c4 und cs für die Auswahl von Widerständen R1-R4 gesteuert werden. Wenn das Steuersignal C1 auf 1 ist, schließt der Schalter 35. Jeder der Analogschalter 35-38 schließt, wenn das jeweilige Steuersignal c1-c4 auf 1 eingestellt ist. Der Analogschalter 34 schließt, wenn das Signal cs auf 1 ist, und öffnet, wenn das Signal cs auf 0 ist, während der Analogschalter 33 schließt, wenn das Signal cs auf 0 ist, und öffnet, wenn das Signal cs auf 1 ist.
Wenn beispielsweise das Steuersignal c1 auf 1 eingestellt ist, schließt der Schalter 35 zur Auswahl des Widerstandes R1, wodurch der Faktor des Operationsverstärkers 39 zu R/R1 bestimmt wird. Der Operationsverstärker 39 wird zu einem nichtinvertierenden Verstärker, wenn das Signal cs auf 1 ist und wird zu einem invertierenden Verstärker, wenn das Signal cs auf 0 ist. Folglich wird der Faktor Fc des Operationsverstärkers 39 ausgedrückt als
Fc = (-1)a R/Ri (i=1,2,3,4: s ist gleich cs)
Wie in der oben bestehenden Gleichung dargestellt ist, wird der Faktor Fc entweder zu einem positiven oder zu einem negativen Wert, abhängig von dem Steuersignal cs. Die Steuersignale c1-c4 und cs werden von der CPU an die Multiplizierer über Steueranschlüsse CI&sub1; und CI&sub2; geliefert, wie in Fig. 7 dargestellt ist. In dem Ausführungsbeispiel kann einer der Multiplikationsfaktoren a und b auf 1 eingestellt werden. Falls die Multiplikationsfaktoren zu a=1 und b=tan(2/α) gewählt werden, gilt
I' = cos∅(t)+sin∅(t) tan(α/2) = (1/cos(α/2)) (cos∅(t) cos(α/2) +sin∅(t) sin(α/2)) = (1/cos(α/2)) cos∅(∅(t)-α/2))
Q'= sin∅(t)+cos∅(t) tan(α/2) = (1/cos(α/2)) ((sin∅(t) cos(α/2) +cos∅(t) sin(α/2)) = (1/cos(α/2)) sin(∅(t)+α/2))
X = (1/cos(α/2)) cos∅(t)+α/2-α) cos(ωt)
Y = -(1/cos(α/2)) sin(∅(t)+α/2)) sin(ωt+α) Folglich wird das Ausgabesignal Z zu
Z = X+Y
= (1/cos(α/2)) {cos(∅(t)+α/2) cosα cos(ωt)
+sin(∅(t)+α/2) sinα cos(ωt)
-sin(∅(t)+α/2) sin(ωt) cosα
-sin(∅(t)+α/2) cos(ωt) sinα
= (cosα/cos(α/2)) cos(ωt+∅(t)+α/2)
Somit ist das Ausgabesignal Z frei von einem Bild. Falls in gleicher Weise die Multiplikationsfaktoren zu a=1/tanα und b=1 gewählt werden, wird das Ausgabesignal ausgedrückt durch:
Z = (cosα/cos(α/2)) cos(ωt+ ∅(t)+α/2.
Diese Gleichung zeigt, daß Z auch frei von einem Bild ist, obwohl die Amplitude instabil ist. Wenn einer der Multiplikationsfaktoren a oder b zu 1 ausgewählt wird, kann der Aufbau eines der Multiplizierer in der Pegeleinstellschaltung vereinfacht werden.
Fig. 9 ist ein Blockdiagramm zur Erläuterung eines Beispiels einer Einstellung zum Korrigieren eines Phasenfehlers in der Quadraturmodulatorschaltung 17 des Ausführungsbeispiels. Die Ausgabe Z der Quadraturmodulatorschaltung 17, deren Anordnung in Fig. 7 dargestellt ist, wird durch einen Spektralanalysator 40 untersucht. Angenommen, daß die Modulationssignale cos(ωbt) und sin(ωbt) sind, erscheint nur eine Spektrallinie bei einer Winkelfrequenz ω+ωb, falls das Ausgabesignal Z kein Bild enthält. Falls andererseits die Träger einen Phasenfehler zwischen sich aufweisen, erscheint eine weitere Spektrallinie bei einer Winkelfrequenz ω-ωb im Spektrum aufgrund eines Bildes.
Wenn der Spektralanalysator 40 eine Spektrallinie eines Bildes erfaßt, liefert er Pegeldaten der Spektrallinie an eine CPU 41, die den ersten und den zweiten Faktor a und b in Übereinstimmung mit den Pegeldaten ermittelt und in das EEPROM 11 die Steuersignale einschreibt, die den Multiplizierern zuzuführen sind. Das Steuersignal wird der Pegeleinstellschaltung über Steueranschlüsse CI&sub1; und CI&sub2; zugeführt. Der Spektralanalysator kann innerhalb des Quadraturmodulators der Fig. 7 eingebracht sein.
Bei den oben beschriebenen Ausführungsbeispielen werden die korrigierten Modulationssignale I' und Q' von den Modulationssignalen I und Q durch Pegeleinstellschaltungen erzeugt, die Multiplizierer aufweisen. Die korrigierten Modulationssignale können jedoch in der CPU erzeugt werden, die sie im Digitalformat berechnet, im Unterschied zu den Ausführungsbeispielen.
Desweiteren kann die Korrektur der Multiplikationsfaktoren zum Kompensieren eines Phasenfehlers aufgrund der Phasenschiebevorrichtung jederzeit durchgeführt werden, obwohl in dem bestehenden Ausführungsbeispiel es zu dem Zeitpunkt durchgeführt wird, wenn dem Modulator Leistung zugeführt wird. Desweiteren ist nicht notwendigerweise eine Phasenschiebevorrichtung innerhalb des Quadraturmodulators gemäß der Erfindung angeordnet. In diesem Fall werden die Quadraturträger außerhalb des Quadraturmodulators erzeugt.

Claims

1. Quadraturmodulator mit:

Mitteln (29) zum Übertragen eines ersten und eines zweiten Trägers, wobei der erste und der zweite Träger in Quadraturbeziehung stehen,

ersten Addiermitteln (27) zum Addieren eines ersten und eines zweiten Eingangssignals zur Erzeugung eines ersten Modulationssignals (I') nach Multiplikation des ersten und des zweiten Eingangssignals mit einem ersten (a) bzw. einem zweiten (b) Faktor,

Mitteln zum Erzeugen eines zweiten Modulationssignals (Q'), ersten Modulationsmitteln (30) zum Modulieren des ersten Trägers mit dem ersten Modulationssignal (I') zur Erzeugung eines ersten modulierten Signais (X),

zweiten Modulationsmitteln (31) zum Modulieren des zweiten Trägers mit dem zweiten Modulationssignal (Q') zur Erzeugung eines zweiten modulierten Signals (Y),

Mitteln (32) zum Addieren des ersten und des zweiten modulierten Signals und

Korrekturmitteln,

dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zum Erzeugen des zweiten Modulationssignals zweite Additionsmittel (28) zum Addieren des ersten und des zweiten Eingangssignals zur Erzeugung des zweiten Modulationssignals (Q') nach dem Multiplizieren des ersten und des zweiten Eingangssignals mit dem zweiten (b) bzw. dem ersten Faktor (a) sind, wobei

das Korrekturmittel zumindest einen der ersten und zweiten Faktoren (a, b) in Übereinstimmung mit einem Phasenfehler (α) korrigiert, der zwischen dem ersten und dem zweiten Träger vorhanden ist.

2. Quadraturmodulator nach Anspruch 1, wobei die ersten und zweiten Addiermittel jeweils einen Operationsverstärker aufweisen.

3. Quadraturmodulator nach Anspruch 1, wobei einer der ersten und zweiten Faktoren (a, b) gleich 1 ist.

4. Quadraturmodulator nach Anspruch 1, mit weiterhin einem nichtflüchtigen Speicher (11) zum Speichern des Phasenfehlers.

5. Quadraturmodulator nach Anspruch 1, mit weiterhin einem Wärmedetektor (12) zur Erfassung der Umgebungstemperatur, wobei das Korrekturmittel weiterhin zumindest einen der ersten und zweiten Faktoren in Übereinstimmung mit der Umgebungstemperatur korrigiert.