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Diese Erfindung bezieht sich auf die Signalverarbeitung und
insbesondere auf die digitale Datenfehlerkorrektur in Mehrkanal-
Signalverarbeitungsanordnungen
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Die veröffentlichte europäische Patentanmeldung EP-A-0 048 229
beschreibt eine Anordnung zur Erzielung einer Korrektur von
Phasen- und Amplitudenfehlern, die in einem Einzelkanal-
Quadraturdetektor eines Doppler-Radarsystems auftreten. Eine
Korrektureinheit ist mit beiden Analog-/Digitalwandlern in den
I- und Q-Kanälen verbunden, um ein Radarsignal zu empfangen, das
von der Systemantenne empfangen und in dem Quadraturdetektor
phasendemoduliert wurde. Der Ausgang der Korrektureinheit ist
mit einem Regelnetzwerk zur Messung der Ausgangssignale von der
Korrektureinheit und zur Steuerung der letzteren derart
verbunden, daß die Amplituden- und Phasenfehler gleich null sind.
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Gemäß einem Grundgedanken der vorliegenden Erfindung wird ein
Verfahren zur digitalen Korrektur von I-/Q-Phasen- und
Amplituden-Unsymmetrien in Mehrfachsignalkanälen und zur
Korrektur von zwischenkanal-Phasen- und Amplituden-Fehlanpassungen in
Anordnungen von Signalkanälen geschaffen, bei dem das Verfahren
die Unsymmetrie- und zwischenkanal-Korrekturoperationen
kombiniert und die Schritte der Bildung von I- und Q-Kanälen aus
einem der Signalkanäle, der Orthogonalisierung der I- und Q-
Kanäle des einen Signalkanals, wobei dieser eine Signalkanal
einen Bezugskanal bildet, der Verwendung der orthogonalisierten
I- und Q-Kanäle des Bezugskanals zur Korrektur von Phasen- und
Amplituden-Unsymmetrien in dem Bezugskanal und des
gleichzeitigen Beginnens der Korrektur eines anderen Signalkanals, der
einen Hilfskanal bildet, durch Bilden der I- und Q-Kanäle von
dem Hilfskanal und Orthogonalisieren des Q- (I-) Kanals des
Hilfskanals mit dem I- (Q-) Kanal des Bezugskanals einschließt,
wobei der Bezugskanal somit zur Korrektur des Hilfskanals
verwendet wird.
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Gemäß einem weiteren Grundgedanken der vorliegenden Erfindung
wird eine Anordnung zur kombinierten digitalen Korrektur der
I-/Q-Phasen- und Amplituden-Unsymmetrien in
Mehrfachsignalkanälen und der zwischenkanal-Phasen- und
Amplituden-Fehlanpassungen in Anordnungen von Signalkanälen geschaffen, bei
der die Anordnung Einrichtungen zur Bildung von I- und Q-Kanälen
aus einem der Signalkanäle, Einrichtungen zur Orthogonalisierung
der I- und Q-Kanäle des einen Signalkanals, wobei dieser eine
Signalkanal einen Bezugskanal bildet, Einrichtungen zur
Verwendung der orthogonalisierten I- und Q-Kanäle des Bezugskanals zur
Korrektur von Phasen- und Amplituden-Unsymmetrien in dem
Bezugskanal, Einrichtungen zum gleichzeitigen Beginnen der Korrektur
eines weiteren Signalkanals unter Einschluß von Einrichtungen
zur Bildung der I- und Q-Kanäle von dem anderen Signalkanal,
wobei dieser andere Signalkanal einen Hilfskanal bildet, und
Einrichtungen zur Orthogonalisierung des Q- (I-) Kanals des
Hilfskanals mit dem I- (Q-) Kanal des Bezugskanals einschließt,
wobei der Bezugskanal somit zur Korrektur des Hilfskanals
verwendet wird.
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Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden unter
Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben, in
denen:
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Fig. 1 die Anordnung eines
Einzelblickrichtungszwangsbedingungs-Vorprozessors zeigt,
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Fig. 2-15 Modulbeschreibungen für Korrekturalgorithmen
sind, die die einzelnen Algorithmusschritte zeigen, die zur
gerätemäßigen Ausführung der Algorithmen benötigt werden, und
zwar im Einzelnen:
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Fig. 2 und 3 sich auf die
Gleichspannungsverschiebungskorrektur beziehen,
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Fig. 4, 5 und 6 sich auf die I-/Q-Phasen- und
Amplituden-Unsymmetrie-Korrektur beziehen,
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Fig. 7, 8 und 9 sich auf die
zwischenkanal-Fehlanpassungskorrektur beziehen,
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Fig. 10 und 11 sich auf eine Anordnung zur kombinierten
Kanal- und zwischenkanal-Korrektur beziehen,
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Fig. 12-15 sich auf weitere Anordnungen zur
kombinierten Kanal- und zwischenkanal-Korrektur beziehen, und
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Fig. 16 und 17 Tabellen der Kompliziertheiten des
Algorithmus sind.
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Das Betriebsverhalten digitaler adaptiver Störbeseitigungs-
Algorithmen wird dramatisch durch Hardware-Fehler beeinflußt.
Drei Arten von Fehlern sind Gleichspannungsverschiebungen, I-/Q-
Phasen- und Amplituden-Unsymmetrien und zwischenkanal-Phasen-
und Amplituden-Fehlanpassungen. Es ist möglich, jeden dieser
Fehler digital zu korrigieren.
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Im Fall eines Systems mit ZIF-Empfängern (Empfängern mit einer
Zwischenfrequenz von 0) und nachfolgenden
Analog-/Digital-Wandlerstufen sind die Gleichspannungsverschiebungen störende
Nullfrequenz-> Signale< , die in der Analog-/Digital-Wandlerstufe
nach der Abwärtsmischung auf das Null-zwischenfrequenz-Basisband
eingeführt werden. Die Gleichspannungsverschiebungskomponenten,
die längs eines Mehrkanalempfängers eingeführt werden, können
zur nicht notwendigen Verwendung eines zusätzlichen
Freiheitsgrades in dem adaptiven Störbeseitigungsalgorhitmus führen.
Entsprechend sollten diese Verschiebungen vor dem adaptiven
Verfahren in einem derartigen Ausmaß verringert werden, daß
sie unterhalb des schwächsten gewünschten oder Nutzsignals
liegen.
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I-/Q-Amplituden- und Phasenunsymmetriefehler werden an den
Quadratur-Teilerstufen und den Teilerstufen nachgeschalteten
Filterstufen des ZIF-Empfängers hervorgerufen, wobei zum
Beispiel ein nicht einwandfreier Kanal betrachtet sei, der ein
Dauerstrich-Störsignal empfängt. Wenn die I- und Q-Kanäle unter
einem Winkel von der orthogognalen Beziehung abweichen und wenn
eine Amplitudenfehlanpassung zwischen den Kanälen vorliegt, so
können die Ausgangssignale des ZIF-Empfängers wie folgt
geschrieben werden:
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Xi = A cos Φ (1)
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Xq = A γ sin (Φ + δ) (2)
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worin Φ = wt + α ist.
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Eine Überprüfung ergibt, daß es möglich ist, das Ausgangssignal
als Summe von zwei komplexen Signalen darzustellen:
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Xi + j Xq = A/2 { 1 + γ exp(j δ)} exp (jΦ)
+ A/2{ 1 - γ exp(-j δ)} exp (-jΦ) (3)
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Damit besteht die Wirkung der Unsymmetrien in der Einführung
eines > Geister< -Signals innerhalb des negativen
Frequenzbereiches mit einem Phasengradienten längs einer Anordnung, der
entgegengesetzt zu dem des Hauptsignals ist. Wenn die Fehler
erheblich sind, so kann das > Geister-Signal< einen Freiheitsgrad
innerhalb des adaptiven Prozesses einnehmen oder verhindern,
daß der Ausgangsrest ausreichend weit minimiert wird. Damit muß
jede Korrektur die Achsen (I und Q) derart orthogonalisieren,
daß das Störsignal zumindestens > um die maximal erzielbare
Nulltiefe unterhalb des Hauptsignals liegt< . Die nachfolgende
Tabelle 1 gibt die Zwangsbedingungen sowohl für δ als auch
γ für bestimmte Nulltiefen an:
Nulltiefe (dB) maximaler Phasenfehller(º) maximaler Verstärkungsfehler
Tabelle 1
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Im Fall einer Anwendung, beispielsweise für digitalen Rundfunk,
können Spiegelsignale von großen gegenüber dem Mittelpunkt
versetzten unerwünschten Signalen ein kleineres gewünschtes Signal
auf der entgegengesetzten Seite (in dem Hochfrequenzspektrum)
des Überlagerungsoszillators liegendes Signal überdecken.
Idealerweise sollten bei dieser Betriebsart die Spiegelsignale
zumindestens so stark unterdrückt werden, wie irgendwelche anderen
Störsignale.
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Zwischenkanal-Fehlanpassungen beeinflussen nicht die Fähigkeit
des Algorithmus, Schmalbandanwendungen durchzuführen. Sie
beeinflussen jedoch die Fähigkeit,
Blickrichtungs-Zwangsbedingungen mit irgendeinem Ausmaß an Zuverlässigkeit anzuwenden. Fig. 1
zeigt einen Einzelblickrichtungs-zwangsbedingungs-Vorprozessor.
Es sei der Bezugskanal mit einem Ausgang Xr und ein
fehlangepaßter Kanal mit dem Ausgang Xc betrachtet, wobei
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Xr = Xir + j Xic= A exp j (Φ) (4)
Xc = Xic + j Xqc
= A γ' exp j (Φ + α + δ') (5)
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ergibt, worin a die erwartete Phasenlage zwischen den
Antennenelementen in der Anordnung, δ' die Phasenfehlanpassung und
γ' die Amplitudenfehlanpassung sind. Durch Beschränken der
Anordnungs-Antwort in einer bestimmten Signalrichtung wird der
erwartete Beitrag von dieser Richtung in irgendeinem Kanal
dadurch beseitigt, daß das Bezugskanal-Signal bewertet und von
diesem Kanal subtrahiert wird (wodurch Beiträge aus anderen
Richtungen beeinflußt werden). Damit wird ein zwangsbedingungs-
Vorprozessor-Modul benötigt, das die Funktion:
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Xc' = Xc-Xr·exp j α
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gerätemäßig ausführt.
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Ein Rest in jedem der Hilfskanäle verbleibt, wenn Fehler
vorliegen. Dieser Rest ist als variabler Parameter Ri definiert,
worin:
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Ri = A { γ' exp j δ' - 1} (Φ + α) ist.
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Um eine Nullung eines Zwangsbedingungen unterworfenen Signals zu
verhindern, ist es erforderlich, daß dieser Rest unterhalb des
Rauschbodens eingedeckt wird. Die folgende Tabelle 2 gibt die
maximal zulässigen Zwischenkanal-Fehler für bestimmte Signal-/
Rauschverhältnisse (SNR) an (unter der Annahme, daß keine
Signalintegration erfolgt).
SNR (dB) maximaler Phasenfehler maximaler Verstärkungsfehler
Tabelle 2
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Die Kompensation von Gleichspannungsverschiebungen kann dadurch
erfolgen, daß die Gleichspannungskomponente abgeschätzt und von
den Eingangs-Datenabtastwerten subtrahiert wird. Diese
Abschätzung wird am besten durch eine Tiefpaßfilterung des
Eingangssignals erzielt, das lediglich aus den Verschiebungen und
dem Rauschen bestehen kann, was bedingt, daß sich das System
in einem speziellen Eichzustand befindet. Die Fig. 2 und 3
zeigen zwei Abschätzverfahren. Das erste Verfahren (Fig. 2) ist
ein nicht-rekursives Verfahren und umfaßt eine > Güterwagen< -
(> Boxcar< -) Summierung über N Eingangs-Abtastwerte:
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Vdc Vi(nτ)/N
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Mit zunehmender Fensterlänge wird eine bessere Abschätzung
erzielt. Das zweite Verfahren (Fig. 3) ist ein rekursives
Verfahren. Ein rekursives 6dB/Oktave-Filter mit einer
Verstärkung von eins wird wie folgt ausgeführt:
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Vdc(nτ) bVdc((n-1)τ) + (1-b)Vi(nτ)
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Dieses Verfahren setzt voraus, daß der Filterkoeffizient b
nahezu gleich 1 ist, um eine sehr niedrige Grenzfrequenz zu
erzielen.
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Für die folgenden I-/Q-Korrekturtechniken wird angenommen, daß
der I-Kanal die richtige Phase und Amplitude aufweist, und daß
der Q-Kanal entsprechend eingestellt wird. Die Phasenkorrektur
wird dadurch erzielt, daß ein berechneter Anteil des I-Kanals
dem Q-Kanal hinzugefügt wird, und die Korrektur der Amplitude
wird dadurch erreicht, daß das resultierende Q-Kanal-Signal
einfach skaliert wird. Somit wird der
Korrektureinrichtungs-Algorithmus zu:
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Xi' = Xi
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Xq' = Wa(Xq+WpXi)
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worin Wa und Wp die Amplituden- bzw.
Phasenkorrektur-Wertigkeit sind.
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Es sei der Eingang an die Korrektureinrichtung von einem nicht
perfekten Kanal betrachtet. Die Linearität ermöglicht es uns,
eine einzelne Dauerstrichsignalkomponente zu betrachten, wie
sie durch die Gleichungen (1) und (2) beschrieben ist. Das
korrigierte Signal ist durch
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Xi' = A cos Φ
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Xq' = AWa {γ(sinΦ cosδ + cosΦsinδ)+Wpcosφ}
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gegeben, weil Xi und Xq orthogonal und von gleicher
Amplitude sein müssen, ermöglicht es dies, nach Wa und Wp
aufzulösen, was:
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Wa = 1 / γ cos δ
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Wp = - γ sin δ
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ergibt.
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Die Parameter Wa und Wp können automatisch mit Hilfe eines
der drei in den Fig. 4, 5 und 6 gezeigten Verfahren abgeleitet
werden. Das Verfahren nach Fig. 4 ist ein in geschlossener
Schleife arbeitendes Korrekturverfahren, das aus einer
Phasenkorrektureinrichtung gefolgt von einer
Amplitudenkorrektureinrichtung besteht. Die I-/Q-Orthogonalität wird durch Korrelation
der Ausgänge von dem Phasenkorrekturabschnitt und durch
Verwenden einer maßstäblich veränderten Version des Ergebnisses
zur Erneuerung des Wertes der Wertigkeit Wp erzielt, wobei
das Vorzeichen des Schleifenzeitkonstanten-Faktors > a< eine
Gegenkopplung sicherstellt. Wenn die Ausgänge zueinander in
Quadratur stehen, so strebt die mittlere Korrelation auf Null
und damit hört die Werterneuerung der Wertigkeit auf. Die
Gleichung für die Werterneuerung von Wp ist daher durch:
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Wp(n) = b·Wp(n-1) - α·{ Wp(n-1)·Xqxi + Xi²}
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gegeben.
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Die Amplitudenkorrektur wird durch Berechnen eines
Fehlerausdruckes von dem Ausgang der Korrektureinrichtung
(Zi² - Zq²) und durch Verwenden dieses Ausdruckes zur
Werterneuerung der Wertigkeit Wa erzielt. Wenn die Amplituden
angepaßt sind, so geht dieser Fehlerausdruck in Richtung auf
einen eingeschwungenen zustand ohne jede weitere wesentliche
Werterneuerung für den Wertigkeitsparameter Wa.
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Sowohl in dem Phasen- als auch in dem Amplitudenabschnitt kann
der Koeffizient > b< zweckmäßigerweise auf 1 gesetzt werden. Die
Werterneuerungsgleichung für Wa ist durch:
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Wa(n)=b·Wa(n-1)-a·(Wa(n-1)·Yq+Yi)(Wa(n-1)Yq-Yi)
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gegeben.
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Das Verfahren nach Fig. 5 ist ein in offener Schleife
betriebenes Verfahren, das Abschätzwerte für die Parameter K&sub1;=Wa und
K&sub2;=Wp·Wa unter Verwendung der Eingangsdaten an die
Korrektureinrichtung bindet und dann ein Ausgangssignal berechnet, das
durch
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Xi = Xi
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Xq' = K&sub1;·Xq + K&sub2;·Xi
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gegeben ist.
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Wenn die Eingänge an die Korrektureinrichtung durch die
Gleichungen (1) und (2) definiert sind, so ist das Produkt Xi·Xi
gegeben durch
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Xi·Xi = A²/2 + A²/2 cos (2wt+α)
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Wenn Xi·Xi über eine Anzahl von Abtastwerten gemittelt wird
und die Eingangssignalfrequenz ausreichend hoch ist, so geht
der zweite Ausdruck auf Null und damit ist der Mittelwert von
Xi·Xi (der als < Xi·Xi> definiert ist) durch:
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< Xi·Xi> =A&sub2;/2
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gegeben.
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In ähnlicher Weise sind die Ausdrücke < XqXq> und < XiXq)
durch
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< XqXq> = A²/2· γ²
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< XiXg> = A²/2· γ sin δ
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gegeben ist.
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Befriedigende Abschätzwerte von K&sub1; und K&sub2; ergeben sich aus
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K&sub1;=Wa < XiXi> {< XiXi)·< XqXq> -< XiXq> ²}
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K&sub2;=Wa·Wp {< XiXq> < XiXi)·< XqXq> -< XiXq> ²}
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Das Verfahren nach Fig. 6 ist ein in offener Schleife
arbeitender Algorithmus, der getrennte Phasen- und
Amplituden-Korrekturabschnitte umfaßt. Die Parameter Wp und Wa sind durch die
folgenden Näherungen gegeben:
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Wp = -< XiXq> /< XiXi>
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Wa = < XiXi> / < YqYq>
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worin Xq der Imaginärausgang von dem Phasenkorrekturabschnitt
ist.
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Nunmehr wird die zwischenkanal-Phasen- und Amplituden-Korrektur
betrachtet. Im vorstehenden wurde angegeben, daß die Korrektur
durchgeführt werden kann, wenn mehrere verstümmelte Signale
vorhanden sind. Im Fall einer Zwischenkanal-Korrektur wird eine
Eichquelle (Xir Bezugskanal) benötigt, derart, daß die
absoluten Phasen des Signals an jedem Antennenelement oder an
entsprechenden Punkten in den Kanälen identisch sind. Dies
ermöglicht eine Erkennung der relativen Phasen zwischen den
Kanälen am Ausgang.
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Bei einer Zwischenkanalkorrektur wird ein Bezugskanal
unterhalten, während alle anderen Kanäle so korrigiert werden, daß sie
mit diesem ausgerichtet sind. Es seien die Ausgänge von dem
Bezugskanal und einem nicht perfekten Hilfskanal betrachtet,
die beide bereits für eine I-/Q-Unsymmetrie korrigiert wurden,
wie dies in den Gleichungen (4) und (5) beschrieben ist. Eine
Zwischenkanalkorrektur wird durch Anwenden einer komplexen
Wertigkeit auf das Hilfskanalsignal erzielt und ist gegeben
durch:
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Wc = Wi - j · Wq = exp{-jδ'}/γ'
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Somit sind die Ausgänge an die Korrektureinrichtung wie folgt:
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Xic' = Xic·Wi + Xqc·Wq
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Xqc' = Xqc·Wi + Xic·Wq
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worin Wq = sin δ'/γ' und Wi = cos δ'/γ' ist.
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Drei Verfahren zur Ableitung der Parameter Wi und Wq werden
nunmehr beschrieben.
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Das schematisch in Fig. 7 gezeigte Verfahren verwendet die
gleiche Prinzipien, wie sie für das Verfahren nach Fig. 4
beschrieben wurden. Unter Verwendung dieser Prinzipien kann
gezeigt werden, daß eine gute Annäherung für die Parameter Wi
und Wq gegeben ist durch:
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Wq = < XirXqc> /< XicXic>
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Wi = < XirXic> /< XicXic>
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Das schematisch in Fig. 8 gezeigte Verfahren ist eine
Modifikation des Verfahrens nach Fig. 7 und lediglich auf einen Fall
anwendbar, wenn das Eichsignal von einer einzigen Frequenz ist.
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In diesem Fall weist das Produkt Xc·Xc keine oszillierenden
Ausdrücke auf und ist gegeben durch:
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Xc·Xc = A²γ²
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Damit ist:
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Wq 3·< XirXqc> /< Xic·Xic + XqcXqc>
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Wi 2·< XirXic> /< Xic·Xic + XqcXqc>
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Das in Fig. 9 gezeigte Verfahren ist eine Erweiterung der
vorstehenden Technik zur Berechnung der Komponenten der Parameter
W&sub1; und Wq, die keine oszillierenden Ausdrücke haben. Auch
dieses Verfahren ist wiederum nur anwendbar, wenn die Eichquelle
eine einzige Frequenz aufweist.
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Mittelwerte werden gebildet, um die Auswirkungen des Rauschens
aus den Parametern zu beseitigen.
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Bisher wurde auf die Kanal- (I-/Q-) Korrektur und die
zwischenkanal-Korrektur in Form von getrennten Prozessen bezug genommen.
Die I/Q-Korrektur umfaßt die Drehung und maßstäbliche
Veränderung oder Skalierung der Q-Kanaldaten, und in gleicher Weise
dreht und skaliert die Zwischenkanalkorrektur sowohl die I- als
auch Q-Komponenten der Hilfskanalsignale. Es wird nunmehr ein
kombiniertes I-/Q- und zwischenkanal-Korrekturschema und damit
ein wirkungsvollerer Prozeß vorgeschlagen, bei dem die I-/ und
Q-Komponenten des Hilfskanals lediglich einmal transformiert
werden.
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Es seien die üblichen Ausgänge von dem Bezugskanal und einem
Hilfkanal betrachtet, wenn beide mit einem
Dauerstrich-Eichsignal gespeist werden. Somit definieren wir:
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Xir = A cos Φ
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Xqr = Aγ cos (Φ+δ)
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Xic = Aγ' cos (Φ+δ')
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Xqc = Aγ'' sin (Φ+δ'')
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Die Bezugs-I- und Q-Kanäle können unter Verwendung von bereits
im vorstehenden unter Bezugnahme auf die I-/Q-Phasen- und
Amplitudenunsymmetrien beschriebenen Verfahren orthogonalisiert
werden. Während dieser Stufe kann die Korrektur des
Hilfskanalsignals dadurch begonnen werden, daß Xqc mit Xir
orthogonalisiert wird. Entsprechend ist:
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Xqc' = bq·Xqc + aqXic
= A sin Φ
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eine Auflösung nach aq und bq ergibt:
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aq = - sin δ''/γ' cos(δ''-δ')
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bq = cos δ'/γ'' cos(δ'-δ')
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Der I-Kanal kann nunmehr entweder bezüglich des Bezugs-Q-Kanals
(Xqr') oder des korrigierten Q-Kanals (Xqc')
orthogonalisiert werden. Damit ist:
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Xic' = biXic + aiXqc'
= A cos Φ
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Das führt zu:
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ai = tan δ
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bi = 1/γ' cos δ'
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Die Wertigkeiten aq und bq können dadurch abgeschätzt
werden, daß die folgenden Funktionen berechnet werden:
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aq -< XirXqc> / {< XqcXqc> < XicXic> -< XicXqc> ²}
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bq < XirXic> / {(< XqcXqc> < XicXic> -< XicXqc> ²}
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Zwei Techniken, die dies erzielen, werden im folgenden
erläutert, wobei sie schematisch in den Fig. 10 und 11 bzw. 12-15
gezeigt sind. Bei der ersten Technik wird das Kanalsignal Xic
bezüglich des Kanalsignals Xqc orthogonalisiert. Die
Wertigkeiten ai und bi sind gegeben durch:
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ai -< XicXqc'> / {< Xqc'Xqc'> < XicXic> -< XicXqc'> ²}
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bi- Xqc'Xqc'> / {< Xqc'Xqc'> < XicXic> -< XicXqc'> ²}
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Hinsichtlich Fig. 10 ist festzustellen, daß hierin ein
Bezugskanal mit dem Index r und Kanäle 1, 2 bis N gezeigt sind. Die
Moduln 1 und 2 umfassen die Funktionen nach den Fig. 1, 5 bzw.
6 und 11.
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Bei der zweiten Technik wird Xic bezüglich des korrigierten
Bezugssignals Xqr orthogonalisiert, und die Wertigkeiten ai
und bi können durch die folgenden Funktionen formelmäßig
ausgedrückt werden:
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ai = -< Xqc'Xic> /< XicXir>
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bi = -< Xir'Xir> /< XicXir>
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Fig. 12 zeigt einen Bezugskanal mit dem Index r und Kanäle 1, 2
bis N wie zuvor. Die Moduln 1', 2' und 3' umfassen die
Funktionen nach den Fig. 13, 14 und 15.
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Fig. 16
faßt die Kompliziertheiten der Algorithmen hinsichtlich
der Anzahl der spezifischen Funktionen und der Gesamtzahl der
Funktionen zusammen, und Fig. 17 ist eine ähnliche Aufstellung
bei der Anwendung sowohl der Kanal- als auch der
Zwischenkanalkorrektur, wobei sowohl das kombinierte Korrekturverfahren als
auch ein Verfahren berücksichtigt wird, das eine Kanalkorrektur
umfaßt, die mit einer Zwischenkanal-Korrektur kaskadiert ist.
Eine Duplikat-Berechnung von Produkten und Kreuzprodukten
ermöglicht die Durchführung einer gewissen Optimierung der
Algorithmen.
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Es ist zu erkennen, daß das I-/Q-Korrekturverfahren nach Fig. 4
berechnungsmäßig wirkungsvoller ist, als die Verfahren nach den
Fig. 5 und 6, jedoch ist der Schleifenkoeffizient > a< von der
Signalstärke abhängig. Dies bedeutet, daß ein Eichsignal
benötigt wird, oder daß der Koeffizient hinsichtlich des
Leistungspegels eingestellt werden muß, mit entsprechend größerem Bedarf
an Hardware oder Software. Die Software würde eine Addition,
eine Multiplikation und eine Nachschlagetabelle umfassen, was
dieses Verfahren hinsichtlich der Operationen weniger
wirkungsvoll machen würde. Die Verfahren nach den Fig. 5 und 6 sind
hinsichtlich der Gesamtkompliziertheit gut angepaßt, mit Ausnahme
der Tatsache, daß das letztere zwei Nachschlagetabellen
erfordert.
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Das kombinierte Korrekturverfahren nach den Fig. 12 bis 15 weist
einen geringeren Berechnungszusatzbedarf als das Verfahren nach
den Fig. 10 und 11 auf, benötigt jedoch zwei unterschiedliche
Nachschlagetabellen anstelle von einer Nachschlagetabelle. Aus
Fig. 17 ist zu erkennen, daß das Verfahren nach den Fig. 10 und
11 optimiert werden kann, wobei die Gesamtzahl der
arithmetischen Operationen um zwei verringert wird. Das I-Q-Verfahren
nach Fig. 4 kaskadiert mit dem Zwischenkanal-Verfahren nach
Fig. 7 ergibt eine Gesamtzahl von arithmetischen Funktionen
ähnlich der des kombinierten Verfahrens nach den Fig. 12 bis
15 und hat den Vorteil einer einzigen Nachschlagetabelle, doch
erhöht der verdeckte zusatzbedarf bei der Normalisierung von
> a< (wie dies durch die Additionssummen in Fig. 17 gezeigt ist)
die Gesamtzahl der Operationen um drei.