DE69124140T2

DE69124140T2 - Autofokussystem mit Phasendifferenz-detektierender Einheit mit Verwendung einer Korrelationsschaltung

Info

Publication number: DE69124140T2
Application number: DE69124140T
Authority: DE
Inventors: Hiroshi C O Fuji Phot Iwabuchi; Yoshimitsu C O Fuji Phot Kudoh; Takashi C O Fuji Photo F Miida; Hideki C O Fuji Photo Fi Mutoh
Original assignee: Fuji Photo Film Co Ltd
Current assignee: Fujifilm Holdings Corp
Priority date: 1990-05-30
Filing date: 1991-05-29
Publication date: 1997-04-30
Anticipated expiration: 2011-05-30
Also published as: US5359383A; EP0459484A3; JP2614137B2; EP0459484A2; DE69124140D1; JPH0432813A; EP0459484B1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Diese Erfindung betrifft einen automatischen Fokusdetektor für eine Kamera, wie im Oberbegriff des Anspruches 1 bezeichnet.
Ein derartiges Autofokussystem des Standes der Technik (EP-A-0298486), das ein Phasendifferenz-Erfassungsverfahren verwendet, wird in Fig. 8 gezeigt. Eine Kondensorlinse 3, eine Separatorlinse 4 und eine Phasendifferenz-Erfassungseinheit befinden sich hinter einer Ebene 2, die gleichbedeutend mit der Oberfläche eines Films ist und hinter der Aufnahmelinse 1 einer Kamera (nicht gezeigt) liegt.
Die Phasendifferenz-Erfassungseinheit besteht aus linearen Bildabtastelementen 5 und 6, die zwei durch die Separatorlinse 4 gebildete optische Abbildungen eines Objekts (nicht gezeigt) empfangen. Die Abtastelemente unterwerfen die Abbildungen einer photoelektrischen Umwandlung. Eine Korrelationsfunktionsschaltung 7 stellt fest, ob die Linse 1 scharf eingestellt ist oder nicht. Diese Feststellung wird aus Bildelementsignalen getroffen, die nach Maßgabe von Helligkeitsverteilungen der Elemente 5 und 6 erzeugt werden.
Die auf den Bildabtastelementen 5 und 6 erzeugten Abbildungen werden in Richtung auf die optische Achse verschoben, wenn sich die Abbildung des Objekts vor der Ersatzebene 2 befindet. Dies wird als ein vorderer Fukussierungszustand bezeichnet. Im hinteren Fokussierungszustand werden die Abbildungen weg von der optischen Achse verschoben. Wenn die Linse richtig fokussiert ist, kommen die Abbildungen zu vorbestimmten Stellen, die zwischen den im vorderen Fukussierungszustand genommenen Stellen und den im hinteren Fukussierungszustand genommenen Stellen liegen. Die Korrelationsfunktionsschaltung 7 kann somit feststellen, ob die Linse richtig auf das Objekt fokussiert ist oder nicht. Das heißt, die Schaltung 7 führt für die durch die linearen Bildabastelemente ausgegebenen Bildelementsignale eine Korrelationsoperation durch, um die relativen Abstände der Abbildungen von der optischen Achse zu ermitteln. Auf diese Weise stellt die Korrelationsfunktionsschaltung 7 fest, ob der richtige Fokussierungszustand erhalten wird oder nicht.
Das obige Phasendifferenz-Erfassungsverfahren wird im Folgenden ausführlicher beschrieben. Die Bildelementsignale werden durch die linearen Bildabtastelemente 5 und 6 mit vorbestimmten Synchronisierungszeittakten ausgegeben und können durch die Signale R(t) bzw. B(t) dargestellt werden (wie in Fig. 8 gezeigt). Die relative Verschiebung (Betrag der relativen Bewegung) dieser Bildelementsignale kann durch L dargestellt werden. In dem Erfassungsverfahren wird eine Korrelationsoperation gemäß Gleichung (1) unten durchgeführt, um einen Korrelationswert H(L) zu gewinnen. Bei einem vorbestimmten Bewegungsbetrag L&sub1; wird entschieden, daß der richtige Fokussierungszustand erreicht wird, wenn der Korrelationswert ein Minimum (oder Maximum) ist. Wenn bei einem Bewegungsbetrag L&sub2;, der von dem vorbestimmten Bewegungsbetrag L&sub1; abweichend ist, der Korrelationswert ein Maximum (oder Minimum) ist, wird entschieden, daß der vordere Fokussierungszustand (oder der hintere Fokussierungszustand) erhalten wird. Außerdem wird der Fehler pro Einheit ΔL, der bereitgestellt wird, bis der richtige Fokussierungszustand erlangt wird, aus (L&sub2; - L&sub1;)/H(L) geschätzt, wo
und wo n die Anzahl von Bildelementen ist und L eine ganzzahlige Variable im Bereich von 0 bis 10 ist.
Bisher wird die oben beschriebene Korrelationsoperation mit einer digitalen Operationseinrichtung, z.B. einem Mikroprozessor, durchgeführt, wobei die ausgegebenen Bildelementsignale der linearen Bildabtastelemente 5 und 6 in digitale Daten umgewandelt werden. Das Verfahren ist jedoch insofern nachteilig, als eine Schaltung mit großen Abmessungen und kompliziertem Aufbau zur Verwirklichung erforderlich ist. Außerdem ist die Geschwindigkeit der arithmetischen Operation relativ langsam.
Um diese Schwierigkeiten zu überwinden, wird in dem System des Standes der Technik eine analoge Korrelationsfunktionsschaltung verwendet, wie in Fig. 9 gezeigt.
Bei dieser Schaltung werden die Signale R(t) und B(t) in einer zeitseriellen Weise durch die linearen Bildabtastelemente 5 und 6 (Fig. 8) ausgegeben und an die Eingänge Pr0 bzw. Pb0 angelegt. Der Eingang Pro ist mit dem invertierenden Eingang (-) eines Differenzverstärkers 10 über einen Pufferverstärker und eine Reihenschaltung verbunden, die aus einem Schaltelement 8, einem kapazitiven Element Cs1 und einem Schaltelement 9 besteht. Beide Anschlüsse des kapazitiven Elements Cs1 werden über Schaltelemente 11 und 12 geerdet. Ähnlich ist der Eingang Pb0 mit dem nichtinvertierenden Eingang (+) des Differenzverstärkers 10 über einen Pufferverstärker und eine Reihenschaltung verbunden, die aus einem Schaltelement 13, einem kapazitiven Element Cs2 und einem Schaltelement 14 besteht.
Beide Anschlüsse des kapazitiven Elements Cs2 werden über Schaltelemente 15 und 16 geerdet. Eine aus einem kapazitiven Element Ci und einem Schaltelement 18 bestehenden Parallelschaltung ist zwischen den invertierenden Eingang und den Ausgang 11 des Differenzverstärkers 10 geschaltet, wobei der nichtinvertierende Eingang des Verstärkers 10 geerdet ist.
Die Eingänge Pr0 und Pb0 sind weiter mit dem nichtinvertierenden bzw. dem invertierenden Eingang eines Analogkomparators 19 verbunden. Der Ausgang des Analogkomparators 19 ist mit einer Kanalauswahlschaltung 20 verbunden.
Die Kanalauswahlschaltung 20 liefert Auswahlsignale &epsi;&sub1;, &epsi;&sub2;, KA und KB, um die Ein/Aus-Operationen der Schaltelemente 8, 9 und 11 bis 16 zu steuern.
Der Analogkomparator 19 gibt ein Signal Sgn aus, das einen hohen ("H") Pegel aufweist, wenn R(t) ≥ B(t), und einen tiefen ("L") Pegel, wenn R(t) < B(t). Die Kanalauswahlschaltung 20 bestimmt die Spannungspegel der Auswahlsignale &epsi;&sub1;, &epsi;&sub2;, KA und KB nach Maßgabe der Pegel des Signals Sgn.
Die Funktion der wie oben beschrieben aufgebauten arithmetischen Einheit wird nun mit Verweis auf das Zeitdiagramm von Fig. 10 beschrieben.
Zuerst wird das Schaltelement 18 mit einem Rückstellsignal &epsi;RST von einer Rückstelleinrichtung (nicht gezeigt) eingeschaltet. Als Folge wird das kapazitive Element CI entladen. Danach wird das Schaltelement 18 ausgeschaltet, um die in Fig. 10 gezeigten Operationen zu starten.
Wenn die Beziehung zwischen den betätigten Signalen R(t) ≥ B(t) ist, wie in der Periode zwischen den Zeiten t&sub1; und t&sub2; gezeigt, ist das Signal Sgn auf dem "H"-Pegel. Nach Maßgabe des Signals Sgn werden die Auswahlsignale &epsi;&sub1;, &epsi;&sub2;, KA und KB mit einem vorbestimmten Zeitschema erzeugt. Das heißt, die Auswahlsignale &epsi;&sub1; und &epsi;&sub2; werden in einer solchen Weise erzeugt, daß sie nicht zur selben Zeit auf den "H"- Pegel angehoben werden, und ähnlich werden die Auswahlsignale KA und KB werden so erzeugt, daß sie nicht zur selben Zeit auf den "H"-Pegel angehoben werden.
In dem Fall, wo R(t) < B(t) hergestellt wird, wie in der Periode zwischen den Zeiten t3 und t4 gezeigt, wird das Signal Sgn auf "L" gesetzt. Die Auswahlsignale KA und KB werden in entgegengesetzter Phase relativ zu den in der durch t&sub1; und t&sub2; markierten Zeitperiode gesetzten Signalen KA und KB erzeugt. Die Auswahlsignale &epsi;&sub1; und &epsi;&sub2; werden mit demselben Zeitschema in jeder der durch t&sub1; - t&sub4; markierten Perioden ohne Rücksicht auf den Pegel des Signals Sgn erzeugt.
In der ersten Hälfte TF1 der Periode zwischen den Zeiten t&sub1; und t&sub2; werden die Schaltelemente 12 und 16 und die Schaltelemente 8 und 15 infolge der Auswahlsignale &epsi;&sub1;, &epsi;&sub2;, KA und KB eingeschaltet, so daß das kapazitive Element Cs1 durch das Signal R(t) aufgeladen wird, während das kapazitive Element Cs2 entladen wird (Fig. 9).
In der zweiten Hälfte TR1, whrend der Periode zwischen den Zeiten t&sub1; und t&sub2;, werden die Schaltelemente 9 und 11 eingeschaltet, so daß die Ladung des kapazitiven Elements Cs1 mit der Ladung des kapazitiven Elements Cs2 verbunden wird. Zur selben Zeit werden die Schaltelemente 13 und 14 eingeschaltet, während die Schaltelemente 15 und 16 ausgeschaltet werden. Dies erlaubt dem Signal B(t), über das kapazitive Element Cs2 dem Differenzverstärker 10 zugeführt zu werden. Als Folge wird die durch Gleichung (2) unten definierte Ladung q(t) in dem kapazitiven Element CI gespeichert.
q(t) = (CI/Cs1) x R(t) - (CI/Cs2) x B(t) ... (2)
Wenn während der ersten Hälfte TF2 der Periode zwischen den Zeiten t&sub3; und t&sub4; R(t) < B(t), werden die Schaltelemente 11 und 13 und die Schaltelemente 12 und 16 eingeschaltet, so daß das kapazitive Element Cs2 durch das Signal B(t) geladen wird, während das kapazitive Element Cs1 entladen wird. In der zweiten Hälfte TR2 derselben Periode werden die Schaltelemente 14 und 15 eingeschaltet, und die Ladung des kapazitiven Elements Cs2 wird zu der Ladung des kapazitiven Elements CI addiert. Zur selben Zeit werden die Schaltelemente 8 und 9 eingeschaltet, während die Schaltelemente 11 und 12 ausgeschaltet werden, so daß das Signal R(t) über Cs1 an den Differenzverstärker 10 angelegt wird. Als Folge wird die durch Gleichung (3) unten dargestellte Ladung q(t) in dem kapazitiven Element Ci gespeichert.
q(t) = (CI/Cs2) x B(t) - (CI/Cs1) x R(t) ... (3)
Wie aus den oben beschriebenen Gleichungen (2) und (3) ersichtlich ist, bewirkt die arithmetische Einheit, daß die dem Korrelationswert entsprechende Ladung in dem kapazitiven Element CI gespeichert wird. Der Wert wird durch Subtrahieren eines der Signale R(t) oder B(t), welches auch immer den tieferen Pegel hat, von dem anderen erhalten. Folglich wird durch wiederholendes Ausführen der oben beschriebenen arithmetischen Operation in bezug auf die betätigten Signale R(1),... und R(n) und B(1) bis B(n) die Summe der Absolutwerte der Differenzen zwischen diesen Signalen am Ausgang 17 bereitgestellt, das heißt, es wird ein durch Gleichung (4) unten dargestellter Korrelationswert H ausgegeben.
Als nächstes werden die Signale R(t) und B(t) von den linearen Bildabtastelementen 5 und 6 mit einer Phasendifferenz gelesen, und die oben beschriebene arithmetische Operation wird in bezug auf die so gelesenen Signale durchgeführt, so daß ein Korrelationswert in bezug auf die Phasendifferenz erhalten wird. Ähnlich wird die Korelationsoperation in bezug auf andere Phasendifferenzen durchgeführt. Als Folge wird die Verteilung der Korrelationswerte entsprechend der oben beschriebenen Gleichung (1) erhalten. Der richtige Fokussierungszustand kann dadurch aus der Verteilung bestimmt werden.
Eine auf der oben beschriebenen analogen Korrelationsoperation basierende Phasendifferenz-Erfassungsschaltung ist insofern vorteilhaft, als sie bei hohen Geschwindigkeiten zu arbeiten imstande ist. Mit zunehmender Geschwindigkei nimmt jedoch die Genauigkeit der Operation stark ab. Das heißt, wenn die Operationen der Schaltelemente die mit den Eingängen Pr0 und Pb0 verbundenen kapazitiven Lasten beeinflussen, werden die Spannungen an dem invertierenden und dem nichtinvertierenden Eingang der Analogkomparators 19 verändert. Folglich wird die Spannung am Ausgnag Sgn des Analogkomparators 19 ebenfalls verändert. Die Ein/Aus-Steuerung der Schaltelemente wird daher nicht genau durchgeführt, was die Genauigkeit des erhaltenen Korrelationsergebnisses verringert.
In dem Fall, wo Pufferverstärker mit großem Ausgangsstromvermögen mit den Eingängen Pr0 und Pb0 verbunden werden, wird die Schaltung unvermeidlich voluminös Folglich wird der Stromverbrauch erhöht, wobei die erzeugte Wärmemenge zunimmt.
Angesichts des Vorangehenden ist es die Aufgabe dieser Erfindung, ein Fokussierungssystem zur Verfügung zu stellen, das eine analoge Korrelationsoperation mit hoher Genauigkeit durchführt.
Die vorangehende Aufgabe wird die durch Merkmale wie in Anspruch 1 beansprucht erfüllt.
Ein automatisches Fokussierungssystem umfassend: eine Sensoreinrichtung mit einer ersten photoelektrischen Umwandlungseinrichtung zum Umwandeln eines von zwei optischen Bildern eines Objekts in ein analoges elektrisches Signal mit einer Mehrzahl von Bildelementen, und einer zweiten photoelektrischen Umwandlungseinrichtung zum Umwandeln des anderen der zwei optischen Bilder in ein analoges elektrisches Signal mit einer Mehrzahl von Bildelementen, wobei die Sensoreinrichtung die von der photoelektrischen Umwandlungseinrichtung mit einer vorbestimmten Dauer für jedes Bildelement bereitgestellten analogen elektrischen Signale in einer Weise liest, daß die analogen elektrischen Signale gegenseitig phasenverschoben sind; eine Vergleichseinrichtung, die das dem einen optischen Bild entsprechende analoge elektrische Signal und das dem anderen optischen Bild entsprechende analoge Signal, die durch die Sensoreinrichtung mit einer vorbestimmten Periode ausgegeben werden, miteinander vergleicht, um festzustellen, welches der analogen elektrischen Signale den gößeren oder kleineren Pegel aufweist, und einen geschalteten Kondensator-Integrator, in dem in jeder Ausgabeperiode der Sensoreinrichtung ein erstes kapazitives Element mit einem der analogen elektrischen Signale aufgeladen wird, während ein zweites kapazitives Element mit dem anderen aufgeladen wird, und durch Addieren der Ladung des ersten kapazitiven Elements zu der Ladung des zweiten kapazitiven Elements nach Maßgabe eines Ausgangssignals der Vergleichseinrichtung eine Ladung in einem dritten kapazitiven Element gespeichert wird, die einem Wert entspricht, der durch Subtrahieren des im Pegel tieferen analogen elektrischen Signals vom dem in Pegel höheren analogen elektrischen Signal für jedes Bildelement erhalten wird, und durch Speichern der Ladung in dem dritten kapazitiven Elements über eine Mehrzahl von Perioden Ladungen integriert werden, die der Summe von Ladungen entsprechen, wobei jede dem Wert entspricht, der durch Subtrahieren des im Pegel tieferen analogen elektrischen Siganls vom dem in Pegel höheren analogen elektrischen Signal erhalten wird, worin erfindungsgemäß der geschaltete Kondensator-Integrator eine Schalteinrichtung aufweist, die, wenn die Ladungen die Ladungen des ersten und zweiten kapazitiven Elements in jeder Periode zueinander addiert werden, Lasten, deren Kapazitäten dem ersten und zweiten kapazitiven Element gleichwertig sind, mit dem Ausgang der Sensoreinrichtung verbindet.
In der Phasendifferenz-Erfassungseinheit wird eine Einrichtung zum Verändern der Kapazität des dritten kapazitiven Elements bereitgestellt.
Bei der Phasendifferenz-Erfassungseinheit der vorliegenden Erfindung werden die an ihre Eingänge angelegten kapazitiven Lasten während der Korrelationsoperationen unverändert gelassen, und der Korrelationswert kann daher mit hoher Genauigkeit erhalten werden.
Außerdem kann, da die Kapazität des dritten kapazitiven Elements in dem geschalteten Kondensator-Integrator verändert werden kann, die Verstärkung des geschalteten Kondensator-Integrators justiert werden.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist ein Schaltbild, das eine Korrelationsfunktionsschaltung der vorliegenden Erfindung zeigt.
Fig. 2 ist ein Schaltbild, das ein Schaltelement zeigt, das in der in Fig. 1 gezeigten Funktionsschaltung verwendet werden kann.
Fig. 3 ist ein Zeitdiagramm der Wirkungsweise der Funktionsschaltung.
Fig. 4 bis 7 zeigen eine in der Funktionsschaltung ausgeführte Korrelationsoperation.
Fig. 8 zeigt ein automatisches Fokussierungssystem, das die erfindungsgemäße Phasendifferenz-Erfassungseinheit verwendet.
Fig. 9 ist ein Schaltbild, das eine herkömmliche Korrelationsfunktionsschaltung zeigt.
Fig. 10 ist ein Zeitdiagramm der Korrelationsoperation in der in Fig. 9 gezeigten Schaltung.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGEN
Bevorzugte Ausführungen der vorliegenden Erfindung werden mit Verweis auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben.
Wie in Fig. 1 gezeigt, ist ein erster Eingang Pr0 mit einem Pufferverstärker 21 verbunden, dessen Ausgang A mit dem invertierenden Anschluß B eines Differenzverstärkers 37 verbunden ist. Diese Verbindung erfolgt über ein erstes Netzerk, das eine Reihenschaltung ist, die aus einem Schalterkreis 24, einem kapazitiven Element Ca1 und einem Schalterkreis 25 besteht. Die Verbindung erfolgt außerdem über ein zweites Netzwerk, das ebenfalls eine Reihenschaltung ist, die aus einem Schalterkreis 26, einem kapazitiven Element Ca2 und einem Schalterkreis 27 besteht.
Das Schaltelement des Schalterkreises 24 wird als Reaktion auf ein Steuersignal S3 mit seinem Kontakt a und als Reaktion auf ein Steuersignal S4 mit seinem Kontakt b verbunden. Das Schaltelement des Schalterkreises 25 wird als Reaktion auf ein Steuersignal S2 mit seinem Kontakt a und als Reaktion auf ein Steuersignal S6 mit seinem Kontakt b verbunden. Das Schaltelement des Schalterkreises 26 wird als Reaktion auf ein Steuersignal S4 mit seinem Kontakt a und als Reaktion auf ein Steuersignal S3 mit seinem Kontakt b verbunden. Das Schaltelement des Schalterkreises 27 wird als Reaktion auf ein Steuersignal S1 mit seinem Kontakt a und als Reaktion auf ein Steuersignal S5 mit seinem Kontakt b verbunden.
Die Kontakte b dieser Schalterkreise 24, 25, 26 und 27 sind mit dem nichtinvertierenden Eingang D des Differenzverstärkers 37 verbunden. Ein zweiter Eingang Pb0 ist mit einem Pufferverstärker 23 verbunden, dessen Ausgang C mit dem invertierenden Eingang B des Differenzverstärkers 37 über ein drittes Netzwerk verbunden ist, das eine Reihenschaltung ist, die aus einem Schalterkreis 28, einem kapazitiven Element Cb1 und einem Schalterkreis 29 besteht. Die Verbindung erfolgt außerdem über ein zweites Netzwerk, das ebenfalls eine Reihenschaltung ist, die aus einem Schalterkreis 30, einem kapazitiven Element Cb2 und einem Schalterkreis 31 besteht.
Das Schaltelement des Schalterkreises 28 wird als Reaktion auf ein Steuersignal S3 mit seinem Kontakt a und als Reaktion auf ein Steuersignal S4 mit seinem Kontakt b verbunden. Das Schaltelement des Schalterkreises 29 wird als Reaktion auf ein Steuersignal S1 mit seinem Kontakt a und als Reaktion auf ein Steuersignal S5 mit seinem Kontakt b verbunden. Das Schaltelement des Schalterkreises 30 wird als Reaktion auf ein Steuersignal S4 mit seinem Kontakt a und als Reaktion auf ein Steuersignal S3 mit seinem Kontakt b verbunden. Das Schaltelement des Schalterkreises 31 wird als Reaktion auf ein Steuersignal S2 mit seinem Kontakt a und als Reaktion auf ein Steuersignal S6 mit seinem Kontakt b verbunden.
Die Kontakte b dieser Schalterkreise 28, 29, 30 und 31 sind mit dem nichtinvertierenden Eingang D des Differenzverstärkers 31 verbunden.
Die kapazitiven Elemente Ca1, Ca2, Cb1, Cb2 weisen untereinander gleiche Kapazitäten auf, das heißt, jedes hat eine Kapazität Cc.
Eine Konstantspannung VREF, die durch eine aus den Widerständen R1 und R2 und einem Pufferverstärker 32 bestehenden Konstantspannungs- Erzeugungsschaltung bereitgestellt wird, wird an den nichtinvertierenden Eingang D des Differenzverstärkers 37 angelegt. Die Konstantspannung VREF ist auf weniger als die minimale Betriebsspannung der Signale R(t) und B(t) eingestellt worden.
Der invertierende Eingang B des Differenzverstärkers 37 ist mit dem Ausgang F über ein Netzwerk verbunden, das aus einem kapazitiven Element Cf1 und einem Schaltelement 33 besteht, über ein Netzwerk aus einem kapazitiven Element Cf2 und einem Schaltelement 34, über ein Netzwerk aus einem kapazitiven Element Cf3 und einem Schaltelement 35 und über ein Netzwerk aus einem kapazitiven Element Cf4 und einem Schaltelement 36. Die Ein/Aus-Operation des Schaltelements 36 wird durch ein Rückstellsignal RS gesteuert, und die Ein/Aus-Operationen der Schaltelemente 33, 34 und 35 werden durch Schaltsteuersignale Sf1, Sf2 bzw. Sf3 gesteuert, die von einer Decodierungsschaltung 38 ausgegeben werden.
Der Ausgang F des Differenzverstärkers 37 ist mit einem Ausgangspufferverstärker 40 über eine Abtast-Halte-Schaltung verbunden, die ein Schaltelement 39 und ein kapazitives Element Cs umfaßt. Das Ausgangssignal H des Verstärkers 40 wird an einen Ausgang 41 angelegt. Das Schaltelement 39 wird synchron mit einem Steuersignal SH eingeschaltet, das auf den Pegel "H" gesetzt wird, wenn ein Korrelationswert berechnet wird, so daß eine Abtastoperation ausgeführt wird, indem das Schaltelement auf diese Weise eingeschaltet wird.
Eine Steuerschaltung 42 wird bereitgestellt, um die vorerwähnten Steuersignale S1 bis S6 zum Steuern der Funktionen der Schaltelemente 24 bis 31 zu erzeugen. Der Ausgang A des Pufferverstärkers ist über einen Schalterkreis 43 mit dem nichtinvertierenden Eingang eines Differenzverstärkers 45 verbunden, und der Ausgang C des Pufferverstärkers 23 ist über einen Schalterkreis 44 mit dem invertierenden Eingang des Differenzverstärkers 45 verbunden. Die Schaltelemente der Schalterkreise 43 und 44 werden als Reaktion auf ein Voreinstellsignal mit ihren Kontakten a oder b verbunden. Die Kontakte b der Schalterkreise 43 und 44 sind miteinander verbunden.
Der Differenzverstärker 45 hat zwei Ausgänge. Einer der zwei Ausgänge ist über ein kapazitives Element C01 mit dem invertierenden Anschluß eines Differenzverstärkers 46 verbunden, und der invertierende Anschluß ist über ein Schaltelement 47 mit dem Kontakt b des Schalterkreises 44 verbunden. Der andere Ausgang ist über ein kapazitives Element CO&sub2; mit dem nichtinvertierenden Anschluß des Differenzverstärkers 46 verbunden, und der invertierende Anschluß ist über ein Schaltelement 48 mit dem Kontakt b des Schalterkreises 43 verbunden. Die Schaltelemente 47 und 48 werden eingeschaltet, wenn das Voreinstellsignal PR auf dem Pegel "H" ist, und ausgeschaltet, wenn das Signal PR auf dem Pegel "L" ist.
Der Ausgang des Differenzverstärkers 46 ist mit einem Eingang D eines D-Flipflops 49 verbunden. Ein erstes Taktsignal SCK wird an eine Inverterschaltung 50 angelegt, so daß die Letztere ein invertiertes Signal SCKB ausgibt. Das so ausgegebene invertierte Signal SCKB wird an den Takteingang CK des D-Flipflops 49 angelegt. Das Rückstellsignal RS wird an eine Inverterschaltung 51 angelgt, so daß die Schaltung ein invertiertes Signal BRS ausgibt. Das so ausgegebene invertierte Signal BRS wird an den Rückstelleingang des D-Flipflops 49 angelegt. Als Folge gibt der Flipflopkreis zwei entgegengesetzte logische Signale über seine zwei Ausgänge Q und aus.
Das erste Taktsignal SCK und das zweite Taktsignal CK werden mit Hilfe einer Verzögerungsschaltung, die aus den Invertern 52 und 53, einem kapazitiven Element Cd und einer ersten Decodierungsschaltung besteht, zu Taktsignalen T und J verarbeitet. Die erste Decodierungsschaltung besteht aus einem NOR-Gatter 54, einem NAND-Gatter 55 und den Invertern 50 und 56. Die Taktsignale T und J und die Ausgangssignale Q und werden durch eine zweite Decodierungsschaltung, die die NOR-Gatter 56 und 57, die Inverter 58 und 59 und die NAND-Gatter 60 und 61 umfaßt, zu Steuersignalen S1, S2, S3, S4, S5 und S6 verarbeitet. Die so erzeugten Steuersignale werden über Pufferschaltungen 62, 63, 64, 65, 66 und 67 an ihre jeweiligen Schalterkreise 24 bis 31 angelegt.
Das erste Taktsignal SCK ist ein Rechteckwellensignal, dessen Periode gleich der Periode ist, die benutzt wird, um die Bildelemente durch die linearen Bildabtastelemente 5 und 6 (Fig. 8) abzutasten. Das zweite Taktsignal CK ist ein Rechteckwellensignal, dessen Periode gleich einer Periode ist, um die Schaltelemente 24 bis 31 synchron mit dem ersten Taktsignal SCK zu betreiben.
Die Schaltelemente 33 bis 36 können analoge CMOS-Schalterkreise sein, wie in Fig. 2 gezeigt.
Die in Fig. 1 gezeigte Korelationsfunktionsschaltung entspricht der Korelationsfunktionsschaltung 7 in Fig. 8. Wenn die Signale R(t) und B(t) nach Maßgabe eines vorbestimmten Abtastzeitschemas (d.h. mit dem Timing des ersten Taktsignals SCK) aus den linearen Bildabtastelementen 5 und 6 gelesen werden, werden die Signale an die Eingänge Pr0 und Pb0 angelegt. Die Funktionsschaltung unterzieht sie dann einer arithmetischen Operation, um einen Korrelationswert H auszugeben.
Im Betrieb erzeugt die Decodierungsschaltung 38 die Steuersignale Sf1, Sf2 und Sf3 nach Maßgabe der logischen Werte von Eingangsdaten F1 und F2, wie in der Tabelle (1) unten angegeben, um dadurch die Schaltelemente 33 bis 35 selektiv einzuschalten. Tabelle (1)
Durch Setzen der Eingangsdaten F1 und F2 auf die geeigneten Werte kann die Kapazität zwischen dem invertierenden Eingang B und dem Ausgang F des Differenzverstärkers 37 in vier Stufen eingestellt werden. Zur Bequemlichkeit der Beschreibung wird angenommen, daß die gesamte zwischen den invertierenden Eingang B und den Ausgang F des Differenzverstärkers 37 geschaltete Kapazität durch CF dargestellt wird.
Wenn das Schaltelement 36 durch das Rückstellsignal RS eingeschaltet wird, wird der invertierende Eingang des Differenzverstärkers 37 über das Schaltelement 36 mit dem Ausgang verbunden. Für diesen Fall wird die zwischen den zwei Anschlüssen gebildete Kapazität CF entladen.
Die Wirkungsweise der Steuerschaltung 42 wird nun beschrieben. Vor der Korrelationsoperation ändert zuerst das Voreinstellsignal PR seinen Pegel von "L" auf "H" und zurück auf "L" in dieser Reihenfolge. Wenn es auf dem Pegel "H" ist, werden die Schaltelemente 43, 44, 47 und 48 eingeschaltet, die kapazitiven Elemente C01 und C02 werden auf den Wert des Offsets im Differenzverstärker 45 aufgeladen, und die Offset- Einstellung wird durchgeführt. Nach der Offset-Einstellung wird das Voreinstellsignal PR auf den Pegel "L" gesetzt, so daß die Anker der Schaltelemente 43 und 44 mit den jeweiligen Kontakten a verbunden werden und die Schaltelemente 47 und 48 ausgeschaltet werden. Als Folge werden der invertierende Eingang und der nichtinvertierende Eingang des Differenzverstärkers 45 mit den Anschlüssen A bzw. C verbunden.
In dem Fall, wo die Beziehung zwischen den Spannungspegeln der an den Anschlüssen A und C bereitgestellten betriebenen Signale (R(t) ≥ B(t)) ist, wird das Differenzsignal davon zwischen den Ausgängen des Differenzverstärkers 45 bereitgestellt, das heißt, im Differenzverstärker 46 ist das Potential am nichtinvertierenden Eingang höher als an seinem invertierenden Eingang. Als Folge gibt der Differenzverstärker 46 das Signal Sgn auf einem logischen Wert "H" aus.
In dem Fall, wo R(t) < B(t) ist, wird deren Differenzsignal zwischen den Ausgängen des Differenzverstärkers 45 bereitgestellt, und im Differenzverstärker 46 ist folglich das Potential am invertierenden Eingang höher als das am nichtinvertierenden Eingang. Als Folge liefert der Differenzverstärker 46 das Signal Sgn mit einem logischen Wert "L".
Das Signal Sgn wird an das D-Flipflop 49 synchron mit dem ersten Taktsignal SCK angelegt, das zum selben Zeitpunkt wie die Signale R(t) und B(t) auftritt. Als Folge erzeugt das Flipflop 49 Ausgänge wie in Tabelle (2) gezeigt. Tabelle (2)
Die Steuerschaltung 42 decodiert die nach Maßgabe der mathematischen Beziehung zwischen den Signalen R(t) unf B(t) und dem ersten und zweiten Taktsignal SCK und CK erzeugten Ausgangssignale Q und . Die Decodierungsoperation liefert die Steuersignale S1 bis S6 synchron mit den Perioden zum Lesen der Beziehung zwischen den Signalen R(t) und B(t) wie in Fig. 3 gezeigt.
Die Korrelationsoperation wird nach Maßgabe der Steuersignale durchgeführt, wobei die Signale R(t) und B(t) durch die linearen Bildabtastelemente 5 und 6 in der Phasendifferenz-Erfassungseinheit 8, wie in Fig. 8 gezeigt, ausgegeben werden.
Bevor die Korrelationsoperation gestartet wird, werden die Eingangssignale F1 und F2 angelegt, so daß die Schaltelemente 33 bis 35 selektiv eingeschaltet werden, um die Kapazität CF (die Kapazität zwischen dem invertierenden Eingang und dem Ausgang des Differenzverstärkers 37) einzustellen. Zu dieser Zeit wird das Rückstellsignal RS vorübergehend auf den Pegel "H" gesetzt, so daß die Kapazität CF entladen wird. Außerdem wird mit dem Voreinstellsignal PR die Offset-Einstellung des Differenzverstärkers 45 durchgeführt.
Die Signale B(t) und R(t) werden mit einer Periode Ta eingegeben.
Der Fall, wo die Bezeihung zwischen diesen Signalen R(t) ≥ B(t) ist, wie in der Zeitdauer zwischen den Zeiten t&sub1; und t&sub2;, wird nun beschrieben. Wenn das Polaritätssignal Sgn auf den Pegel "H" gesetzt wird, wie in der obigen Tabelle (2) angezeigt, sind in der ersten Hälfte TF1 der Periode ziwschen den Zeiten t&sub1; und t&sub2; das Steuersignal S1 auf dem Pegel "L", das Steuersignal S2 auf dem Pegel "L", das Steuersignal S3 auf dem Pegel "L", das Steuersignal S4 auf dem Pegel "H", das Steuersignal S5 auf dem Pegel "H" und das Steuersignal S6 auf dem Pegel "H". In der zweiten Hälfte TR1 derselben Periode sind das Steuersignal S1 auf dem Pegel "H", das Steuersignal S2 auf dem Pegel "L", das Steuersignal S3 auf dem Pegel "H", das Steuersignal S4 auf dem Pegel "L", das Steuersignal S5 auf dem Pegel "L" und das Steuersignal S6 auf dem Pegel "H".
Folglich werden in der ersten Hälfte TF1 der Zeitdauer die Schalterkreise 24 bis 31 wie in Fig. 4 gezeigt betätigt, so daß die kapazitiven Elemente Ca1 und Cb1 entladen werden, während die kapazitiven Elemente Ca2 und Cb2 als Reaktion auf die Signale R(t) bzw. B(t) geladen werden. In der zweiten Hälfte TR1 derselben Zeitdauer werden die Schalterkreise 24 und 31 wie in Fig. 5 gezeigt betätigt. Das heißt, das kapazitive Element Ca2 wird über die Schalterkreise 27 und 29 mit dem kapazitiven Element Cb1 in Reihe geschaltet, so daß die Ladung q(t), die der Potentialdifferenz zwischen den Signalen R(t) und B(t) entspricht, als Kapazität CF gespeichert wird. Die Ladung Δq(t) wird durch Gleichung (7) unten dargestellt:
Δq(t) = (CF/Ca2) x R(t) - (CF/Cb1) x B(t) ... (7)
Der Fall, wo R(t) < B(t), wie im Fall der Periode zwischen den Zeiten t3 und t4 in Fig. 3, wird nun beschrieben. Da das Polaritätssignal Sgn auf den Pegel "L" gesetzt ist, wie in der obigen Tabelle (2) gezeigt, sind in der ersten Hälfte TF2 der Periode ziwschen den Zeiten t3 und t4 das Steuersignal S1 auf dem Pegel "L", das Steuersignal S2 auf dem Pegel "L", das Steuersignal S3 auf dem Pegel "L", das Steuersignal S4 auf dem Pegel "H", das Steuersignal S5 auf dem Pegel "H" und das Steuersignal S6 auf dem Pegel "H". In der zweiten Hälfte TR2 derselben Periode sind das Steuersignal S1 auf dem Pegel "L", das Steuersignal S2 auf dem Pegel "H", das Steuersignal S3 auf dem Pegel "H", das Steuersignal S4 auf dem Pegel "L", das Steuersignal S5 auf dem Pegel "H" und das Steuersignal S6 auf dem Pegel "L".
Folglich werden in der ersten Hälfte TF2 der Zeitdauer die Schalterkreise 24 bis 31 wie in Fig. 6 gezeigt betätigt, so daß die kapazitiven Elemente Ca1 und Cb1 entladen werden, während die kapazitiven Elemente Ca2 und Cb2 als Reaktion auf die Signale R(t) bzw. B(t) geladen werden. In der zweiten Hälfte TR2 derselben Zeitdauer werden die Schalterkreise 24 und 31 wie in Fig. 7 gezeigt betätigt. Das heißt, das kapazitive Element Ca1 wird über die Schalterkreise 25 und 31 mit dem kapazitiven Element Cb2 in Reihe geschaltet, so daß die Ladung q(t), die der Potentialdifferenz zwischen den Signalen R(t) und B(t) entspricht, in einer Kapazität CF gespeichert wird. Die Ladung q(t) wird durch die folgende Gleichung (8) dargestellt:
Δq(t) = (CF/Cb2) x B(t) - (CF/Ca1) x R(t) ... (8)
Wie aus den oben beschriebenen Gleichungen (7) und (8) zu sehen ist, wird die Ladung, die dem Wert entspricht, der erhalten wird, indem das Signal (entweder R(t) oder B(t)) mit dem tieferen Pegel von dem Signal mit dem höheren Pegel subtrahiert wird, in dem Kapazitätselement CF gespeichert. Durch wiederholendes Ausführen der oben beschriebenen Operationen in bezug auf die Signale R(1),... und R(n) und B(1), ... B(n) wird somit die Summe der Absolutwerte der Differenzen zwischen diesen Signalen am Ausgang 41 bereitgestellt. Die Summe ist der Korrelationswert H, der durch Gleichung (9) dargestellt werden kann.
wo Cc = Ca1 = Ca2 = Cb1 = Cb2
Als nächstes werden die Signale R(t) und B(t) von den linearen Bildabtastelementen 5 und 6 in einer Weise gelesen, daß sie phasenverschoben sind. Das heißt, die phasenverschobenen Signale B(t) und R(t-L) werden ausgelesen. In bezug auf die so ausgelesenen Signale werden die oben beschriebenen Operationen durchgeführt, und als Folge davon wird ein Korrelationswert H(L) in bezug auf die Phasendifferenz L erhalten. Ähnlich wird die Korrelationsoperation für die anderen Phasendifferenzen durchgeführt, wodurch die Verteilung der durch die folgende Gleichung (10) dargestellten Korrelationswerte erhalten werden kann. Auf diese Weise kann aus der Verteilung der Korrelationswerte bestimmt werden, ob der richtige Fokussierungszustand erlangt wird oder nicht.
Wie oben beschrieben wurde, wird die Korrelationsoperation synchron mit dem Lesen der durch die linearen Bildabtastelemente zu betreibenen Signale R(t) und B(t) durchgeführt. Auf diese Weise kann schnell bestimmt werden, ob der richtige Fokussierungszustand erlangt worden ist oder nicht.
Außerdem bleiben, auch wenn die Schalterkreise 24 bis 31 wie in Fig. 4 bis 7 gezeigt betätigt werden, die kapazitiven Lasten in die Pufferverstärker 21 und 23 unverändert. Das heißt, die Spannungen an den Anschlüssen A und C werden durch die Operationen der Schaltelemente nicht beeinflußt. Mit Hilfe der Steuerschaltung 42 kann daher die arithmetische Operation den Korrelationswert mit hoher Genauigkeit hervorbringen.
Wie aus der oben beschriebenen Gleichung (10) zu sehen ist, kann die Kapazität CF verändert werden, indem die Schaltelemente 33 bis 35 mit den Eingangssignalen F1 und F2 selektiv eingeschaltet werden. Auf diese Weise kann die Schaltungsverstärkung auf einen gewünschten Wert eingestellt werden. Zum Beispiel kann in dem Fall, wo die Erfindung auf das automatische Fokussierungssystem einer Kamera angewandt wird, der Prozeß in dem am besten geeigneten Dynamikbereich ausgeführt werden, wobei die Kapazität CF nach Maßgabe der Helligkeit des Objekts eingestellt wird.
Wie oben beschrieben wurde, bleiben die an die Eingänge der Phasendifferenz-Erfassungsschaltung der vorliegenden Erfindung angelegten kapazitiven Lasten während der Korrelationsoperation unverändert, und der Korrelationswert kann somit mit hoher Genauigkeit erlangt werden. Da die Kapazität des dritten kapazitiven Elements in dem geschalteten Kondensator-Integrator verändert werden kann, kann außerdem die Verstärkung des Kondensator-Integrators justiert werden, so daß der Prozeß in dem am besten geeigneten Dynamikbereich durchgeführt werden kann.

Claims

1. Autofocussystem mit:

einer Sensoreinrichtung (5, 6) zum Empfangen eines Paares von optischen Bildern innerhalb einer vorbestimmten Zeitdauer und zum Erzeugen einer Vielzahl von Ausgangssignalen ((R(t), B(t)), die die Bilder angeben, wobei die Sensoreinrichtung (5, 6) eine fotoelektrische Umformereinrichtung zum Umformen des Paares von optischen Bildern eines Objekts in erste und zweite analoge elektrische Signale (R(t), B(t)) aus einer Vielzahl von Bildelementen aufweist;

einer Vergleichseinrichtung (42) zum Vergleichen der Ausgangssignale, um festzustellen, welches der Ausgangssignale einen gegenüber dem anderen häheren oder niedrigeren Pegel hat, und

einer Integratoreinrichtung (24, 25, 26, 27, 28, 29, 30, 31, 37, Ca1, Ca2, Cb1, Cb&sub2;, CF) zum Speichern einer Differenz der Vielzahl von Ausgangssignalen nach Maßgabe der von der Vergleichseinrichtung vorgenommenen Feststellung, wobei die Integratoreinrichtung (24, 25, ... CF) aufweist:

eine erste kapazitive Einrichtung (Ca1, Ca2) zum Speichern einer Ladung nach Maßgabe des ersten analogen elektrischen Signals (R(t));

eine zweite kapazitive Einrichtung (Cb1, Cb2) zum Speichern einer Ladung nach Maßgabe des zweiten analogen elektrischen Signals (B(t)), und

eine dritte kapazitive Einrichtung (CF) zum Speichern einer Ladung nach Maßgabe einer Differenz zwischen den Ladungen der ersten und zweiten kapazitiven Einrichtungen (Ca1, Ca2, Cb1, Cb2);

dadurch gekennzeichnet, daß

die Integratoreinrichtung (24, 25, ... CF) außerdem eine Äquivalenzeinrichtung aufweist, mit der die Pegel der Vielzahl von Ausgangssignalen (R(t); B(t)) durch Verbindung von Belastungen, die in ihrer Kapazität den ersten und zweiten kapazitiven Einrichtungen äquivalent sind, mit der Sensoreinrichtung (5, 6) beizubehalten sind, wobei

die ersten und zweiten kapazitiven Einrichtungen (Ca1, Ca2, Cb1, Cb2) jeweils ein Paar von kapazitiven Elementen aufweisen, die so geschaltet sind, daß eines (Ca2, Cb2) eines jeden Paares geladen wird, während das andere (Ca1, Cb1) entladen wird.

2. Autofocussystem nach Anspruch 1, bei dem die Sensoreinrichtung (5, 6) die analogen elektrischen Signale (R(t), B(t)) innerhalb der vorbestimmten Zeitdauer für jedes Bildelement derart liest, daß die analogen elektrischen Signale gegeneinander phasenverschoben werden;

die Vergleichseinrichtung (42) das analoge elektrische Signal (R(t)), das dem einen optischen Bild entspricht, und das analoge elektrische Signal (B(t)), das dem anderen optischen Bild entspricht, miteinander vergleicht, die von der Sensoreinrichtung innerhalb einer vorbestimmten Periode ausgegeben werden, um zu bestimmen, welches eine der analogen elektrischen Signale größer oder kleiner in seinem Pegel ist, und

die Integratoreinrichtung (24, 25, ... CF) eine geschaltete Kondensator-Integratoreinrichtung ist, bei der in jeder Ausgangsperiode der Sensoreinrichtung (5, 6) die erste kapazitive Einrichtung (Ca1, Ca2) mit einem der analogen elektrischen Signale geladen wird, während die zweite kapazitive Einrichtung (Cb1, Cb2) mit dem anderen geladen wird, und die Ladung der ersten kapazitiven Elemente zu der Ladung der zweiten kapazitiven Elemente nach Maßgabe eines Ausgangssignals der Vergleichseinrichtung (42) hinzuaddiert wird, eine Ladung in der dritten kapazitiven Einrichtung (CF) gespeichert wird, die einem Wert entspricht, der durch Subtrahieren des analogen elektrischen Signals, das den niedrigeren Pegel aufweist, von dem analogen elektrischen Signal, das den höheren Pegel hat, für jedes Bildelement erhalten wird, und durch Speichern der Ladung in der dritten kapazitiven Einrichtung (CF) über eine Vielzahl von Perioden Ladungen integriert werden, die der Summe von Ladungen entsprechen, die jeweils dem Wert entsprechen, der durch Subtrahieren des analogen elektrischen Signals mit niedrigem Pegel von dem analogen elektrischen Signal mit höherem Pegel erhalten wird, wobei

die geschaltete Kondensator-Integratoreinrichtung (24, 25, ... CF) eine Schaltereinrichtung (24, 25, 26, 27, 28, 29, 30, 31) zum Verbinden, wenn die Ladungen der ersten und zweitenkapazitiven Einrichtungen (Ca1, Ca2, Cb1, Cb2) in jeder Periode zueinander addiert werden, der in ihrer Kapazität mit den ersten und zweiten kapazitiven Einrichtungen äquivalenten Belastungen mit dem Ausgang der Sensoreinrichtung (5, 6) aufweist.

3. Autofocussystem nach Anspruch 2, das außerdem eine Einrichtung (33, 34, 35, 36) zum Ändern der Kapazität der dritten kapazitiven Einrichtung (CF) in der geschalteten Kondensator-Integratoreinrichtung (24, 25, ... CF) aufweist.