DE69113860T2 - Schaltungsanordnung zur Regelung des Leitungsstroms in einem Telefonapparat. - Google Patents

Description

• Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung für einen Telefonapparat mit einem integrierten Spannungsverstärkungs- und -regelungsmodul zwischen einem ersten und einem zweiten Leitungsendteil, wobei diese Teile mit einer Diagonalen einer Gleichrichterbrücke verbunden sind, während eine Telefonleitung mit der anderen Diagonalen dieser Brücke verbunden ist, wobei dieses Modul an sich einen Speiseanschluß, einen Modulationsanschluß zur Kopplung an den ersten Leitungsendteil und einen als Bezugsspannung gewählten Bezugsanschluß zur Kopplung an den zweiten Leitungsendteil aufweist, über wenigstens ein Widerstandselement zur Messung des Leitungsstromes,
• wobei der Telefonapparat, der weiterhin eine Leitungsstromregelung gewährleistet mittels eines ersten Feldeffekttransistors und/oder eines ersten bipolaren Hochverstärkungstransistors, dessen Steuerelektrode über eine Polarisationswiderstand gespeist wird und dessen Hauptstromstrecke in dem Zweig zwischen dem ersten und dem zweiten Leitungsendteil liegt und das integrierte Verstärkungs- und -regelungsmodul aufweist, empfindlich ist für die Einführung eines Spannungsabfalls in diesen Zweig unter Ansteuerung eines zweiten Transistors, dessen Basis die an dem Widerstandselement zur Messung der Spannung entwickelte Spannung erhält nach Filterung über ein Tiefpaßfilter und dessen Kollektor mit dem Polarisationswiderstand des ersten Transistors verbunden ist.
• Eine derartige Schaltungsanordnung für einen Telefonapparat ist aus dem Dokument EP-A-0 146 183 bekannt, in dem insbesondere der Gebrauch einer integrierten Schaltung beschrieben wird, welche die Hauptfunktionen, wie Übertragung, Empfang und Regelung der wirklichen Speisespannung gewährleistet, beispielsweise eine unter der Bezeichnung TEA 1060 (oder eine abgeleitete Form) kommerziell erhältliche integrierte Schaltung von PHILIPS.
• Da die Normen, denen Telefonapparate entsprechen sollen, relativ oft geändert werden und da diese Normen außerdem von Land zu Land wesentlich verschieden sind, ist es nicht möglich, diese Schaltungsanordnungen als völlig integrierte Schaltungen vorzusehen, die ohne externe Elemente alle Basisfunktionen des Telefonapparats gewährleisten, durch die es möglich ist, die Wirkungsweise zu regeln, so daß spezielle Regelungen, die in dem Gebrauchsbereich gelten, berücksichtigt werden.
• Es ist durchaus bekannt, daß als Ergebnis der Integration von noch komplexeren Funktionen in massenweise hergestellten Schaltungsanordnungen wesentliche Preissenkungen für die Schaltungsanordnungen erreicht werden, sowohl was die Anzahl Elemente anbelangt als auch für den Aufwand beim Zusammenbauen. Da äußere Elemente zu einer integrierten Schaltung hinzugefügt werden müssen, wie im Fall eines Telefonapparats, aus dem obengenannten Grund, gibt es ein Problem beim Treffen einer möglichst guten Wahl um die Menge und den Preis der äußeren Elemente auf ein Minimum zu beschränken. Dennoch sollte es möglich sein, mittels dieser Elemente die gewünschten Arbeitsbedingungen unter allen beliebigen Umständen genau zu bestimmen.
• Wegen der Tatsache, daß die Länge der Verbindungsleitung eines Telefonapparats wesentlich verschieden sein kann, kann auch der Leitungsstrom, der auftritt, sobald der Hörer abgehoben wird, wesentlich verschieden sein und deswegen erfordern die Normen oft, daß dieser Strom auf einen Maximalwert beschränkt wird, wenn die leitung sehr kurz ist, so daß ein nutzloser und weiterhin störender Energieverlust vermieden wird, spezifische Schalter arbeiten. Die Schaltungsanordnung, die eine derartige Strombegrenzung oder eine Stromregelung schafft erfordert das Vorhandensein einer bestimmten Anzahl äußerer Elemente, und zwar wegen der relativ hohen Spannungen, denen diese Elemente ausgesetzt sein können (und insbesondere der genannte erste Transistor, der einen Spannungsabfall erzeugt, der größer sein kann als die erlaubte Spannung in einer integrierten Schaltung der heutigen Technologie), sowie andere zugehörige Elemente, wie Widerstände, deren Wert beliebig gewählt werden darf zum Festlegen der Stromgrenze, notwendig zum Erfüllen der Norm.
• Die in der obengenannten Patentanmeldung beschriebene Schaltungsanordnung erfordert eine Vielzahl äußerer Elemente und führt folglich zu einer Struktur des Telefonapparats, dessen Wirkungsweise technisch bestimmt befriedigend ist, dessen Gestehungspreis jedoch niedriger sein müßte.
• Deswegen ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung eine Verbesserung der bekannten Schaltungsanordnung zu schaffen, durch die es möglich ist, daß mehr Elemente in integrierten Schaltungen integriert sind und daß nur eine minimale Anzahl äußerer Elemente erfordert, die unbedingt notwendig sind zum Durchführen der von den Normen erforderten Einstellungen, die meistens von Land zu Land verschieden sind.
• Deswegen wird nach der Erfindung eine Schaltungsanordnung für einen Telefonapparat definiert durch die Kennzeichen des Anspruchs 1.
• Der erste Transistor ist ein Feldeffekttransistor, ein bipolarer gleichwertiger Transistor d.h. ein Hochverstärkungstransistor, bekannt unter der Bezeichnung Darlington-Transistor oder eine Kombination aus Feldeffekttransistoren und bipolaren Transistoren. Die Tatsache, daß die Hauptstromstrecke des ersten Transistors zwischen dem ersten Leitungsendteil und dem Modulationsanschluß des integrierten Moduls liegt, ist vorteilhaft in dem Sinne, daß die diesem Modul zugeführten maximalen Spannungen im Vergleich zu der Bezugsspannung nicht sehr hoch sind und daß auf diese Weise der zweite Transistor sowie die Ausgleichsdiode und die Stromquelle, die den Knotenpunkt zwischen der Basis dieses zweiten Transistors und der ausgleichenden Diode speist, in dem Verstärkungs- und Steuermodul integriert werden kann und folglich zu einer wesentlichen Einsparung führt.
• Weiterhin zeigt die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ein wesentlich anderes Verhalten, das im wesentlichen anders ist als das der bekannten Schaltungsanordnung, und zwar wegen der Tatsache, daß der Emitter des zweiten Transistors mit einer Spannungsquelle endlicher Impedanz verbunden ist, wobei der Wert durch äußere Elemente beliebig gewählt werden kann, und bildet eine lineare Spannungsverstärkung mit dem Polarisationswiderstand des ersten Transistors eine lineare Spannungsverstärkung. Dadurch entsteht an dem Polarisationswiderstand des ersten Transistors ein Spannungsabfall, der zu der an dem Strommeßwiderstandselement erzeugten DC- Spannung proportional ist, wenn das Widerstandselement eine durch die Schwellenspannungsquelle mit einer bestimmten inneren Impedanz festgelegte Schwelle überschreitet. Die Erfindung hat den Vorteil, daß eine Bewertung der Leitungslänge auf einfache Weise dadurch erfolgen kann, daß der Leitungsstrom (die an dem Strommeßwiderstandselement erzeugte Spannung) gemessen wird, wodurch auf diese Weise die durch die Leitungslänge verursachte Dämpfung auf einfache Weise in dem integrierten Verstärkungsund -regelungsmodul ausgeglichen werden kann.
• Nach einem ersten Ausführungsbeispiel ist die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung dadurch gekennzeichnet, daß die Schwellenspannungsquelle durch einen Spannungsgenerator mit einer niedrigen inneren Impedanz gebildet wird, dessen Ausgangsklemmen durch eine Teilerbrücke aus zwei Widerständen miteinander verbunden sind, während der Punkt in der Mitte dieser Teilerbrücke den Schwellenspannungsquellenausgang mit einer spezifischen Impedanz bildet. In einer bevorzugten praktischen Ausführungsform des genannten Spannungsgenerators ist dem Fachmann eine als "Band gap" bezeichnete Struktur durchaus bekannt und schafft eine stabile 1,2 V Spannung, die mittels einer durch zwei Widerstände gebildete Teilerbrücke auf beispielsweise eine Schwellenspannung in der Größenordnung von 0,6 V gebracht werden kann, deren Impedanz durch den Wert der zwei Widerstände der Brücke in einer parallelen Kombination festgelegt wird. Auch in diesem Fall kann der "Band gap- Spannungsgenerator in dem integrierten Verstärkungs- und Regelungsmodul integriert werden.
• In einem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung wird die genannte Schwellenspannungsquelle einerseits durch einen zwischen dem Emitter des zweiten Transistors und der Bezugsspannung vorgesehenen Widerstand und andererseits durch eine als Schwellenstromquelle bezeichnete Spannungsquelle gebildet, die den obengenannten Widerstand von der Speiseklemme her speist. In diesem Fall kann der betreffende Widerstand ein äußeres Element sein, so daß die innere Impedanz der Schwellenspannungsquelle gewählt werden kann. Die Speisespannungsquelle kann aber auf vorteilhafte Weise in dem integrierten Modul integriert sein.
• Auf vorteilhafte Weise wird das Strommeßwiderstandselement durch zwei reihengeschaltete Meßwiderstände gebildet, während die Basis eines dritten Transistors mit einem gemeinsamen Punkt der zwei Strommeßwiderstände verbunden ist, wobei der Emitter mit dem zweiten Leitungsendteil und der Kollektor mit der Gate-Elektrode des ersten Transistors verbunden ist. Mit Hilfe dieses dritten Transistors wird die Schutzfunktion des Telefonapparats im Falle einer unbeabsichtigten Leitungsüberlastung gewährleistet durch die tatsache, daß wenn die Schwellenspannung des dritten Transistors überschritten wird, was die Gate-Elektrode des ersten Transistors auf eine Spannung bringt, nahe bei der Bezugsspannung, die unbeabsichtigte Überlastung durch den Spannungsabfall des ersten Transistors absorbiert wird.
• Auch hier kann der dritte Transistor wieder in dem integrierten Modul integriert sein.
• Eine andere Funktion, die als Schleifenöffnungsfunktion bezeichnet wird, besteht aus der Unterbrechung des Leitungsstromes, insbesondere beim Wählen und kann auf einfache Weise mit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung gewährleistet werden, und zwar durch die Tatsache, daß ein vierter Transistor an seiner Basis Steuerimpulse erhält zum Öffnen der Schleife, wobei der Emitter dieses vierten Transistors mit der Bezugsspannung verbunden ist und der Kollektor mit der Gate- Elektrode des ersten Transistors. Auch der vierte Transistor ist auf einfache Weise integrierbar.
• Eine Abwandlung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung weist weiterhin das Kennzeichen auf, daß das genannte Tiefpaßfilter, das durch einen zwischen der Bezugsklemme des integrierten Moduls und der Ausgleichsdiode vorgesehenen Filterwiderstand und durch einen mit einem Ende mit dem gemeinsamen Punkt des Filterwiderstandes und der Ausgleichsdiode verbundenen und mit dem anderen Ende über die Hauptstromstrecke eines fünften, als Schalt Transistor bezeichneten Transistors mit der Bezugsspannung verbundenen Glättungskondensator gebildet ist, wobei dieser Transistor an der Gate-Elektrode die Schleifenöffnungsimpulse erhält, wobei die Polarität dieses Schalttransistors zur Gewährleistung einer Unterbrechung der Verbindung von dem Glättungskondensator zu der Bezugsspannung, parallel zu der Öffnung der Schleife gewählt worden ist.
• Diese Abwandlung hat den Vorteil der Ausgleichung der Ladungs- und Entladungsübergänge des Glättungskondensators beim Durchführen der Schleifenöffnung.
• Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
• Fig. 1 einen Schaltplan der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung in einem ersten Ausführungsbeispiel,
• Fig. 2 den Schaltplan eines zweiten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung mit einer Schleifenöffnungsfunktion.
• Fig. 1 zeigt den vereinfachten Schaltplan eines Telefonapparats mit einem integrierten Spannungsverstärkungs- und -regelungsmodul 10, das zwischen einem ersten Leitungsendteil 11 und einem zweiten Leitungsendteil 12, wobei diese Teile mit einer Diagonalen einer Gleichrichterbrücke 13 verbunden sind, die über die Klemmen 14 und 15 über ein passives Schutzschaltungselement 16 an der anderen Diagonalen die zwei Drähte der Telefonleitung erhält. Das integrierte Verstärkungs- und Regelungsmodul 10 enthält beispielsweise eine Modulationsklemme LN, eine Bezugsklemme SL und eine Speiseklemme Vcc, die über einen Widerstand R&sub1; in der größenordnung von 600 Ohm mit der Klemme LN und ebenfalls über einen Speicherkondensator 18 mit dem zweiten Leitungsendteil 2 verbunden ist. Das integrierte Modul 10 gewährleistet eine Spannungsregelungsfunktion durch Absorbierung von Strom über die Leitung, so daß, wenn der zweite Leitungsendteil 12 als Bezugsspannung gewählt wird, die durch die Klemme LN angebotene Spannung zwischen etwa 4 und 5 Volt liegt. Auf Basis der Spannung der Klemme LN, die einen Gleichstromanteil aufweist, sowie ein Modulationssignal, wird an der Klemme Vcc an dem Widerstand R&sub1; eine DC-Spannung erzeugt, die durch den Kondensator 18 stabilisiert und zum Speisen des integrierten Moduls 10 benutzt wird. Zwischen den Klemmen LN und SL ist eine Zener-Diode 19 vorgesehen, welche die Spannung während der Periode des Übergangs beim Abheben des Hörers auf beispielsweise 8,2 V beschränkt. Die Bezugsklemme SL des integrierten Moduls 10 ist über ein Strommeßwiderstandselement mit zwei reihengeschalteten Widerständen 9a und 9b mit dem zweiten Leitungsendteil 12 gekoppelt. Es ist dabei vorgesehen, daß der DC-Spannungsabfall in dem Satz der beiden Widerstände 9a und 9b 1,2 V nicht überschreitet. Dieser Spannungsabfall ermöglicht im Vergleich zu der Bezugsspannung eine Korrektur der Verstärkung der Modulationsverstärker zwischen bestimmten Grenzen, so daß die läänge der Telefonleitung auf an sich bekannte und in der Gebrauchsanleitung der integrierten Schaltung TEA 1060 und Abgeleiteten beschriebene und von den herstellern dieser integrierten Schaltungen veröffentlichte Art und Weise berücksichtigt wird.
• Die Modulationsklemme LN des integrierten Moduls 10 soll mit dem ersten Leitungsendteil 11 verbunden werden. Aber wegen der Tatsache, daß das Modul zum Erzeugen einer festen Spannung der Größenordnung von 3 bis 4,2 V zwischen den Klemmen vorgesehen ist, und zwar durch Absorbierung des Leitungsstromes auf die Art und Weise einer Zener-Diode, machen bestimmte Regeln und insbesondere die französische Norm eine Beschränkung des Leitungsstromes notwendig, insbesondere wenn die leitung kurz ist.
• Deswegen ist eine Leitungsregelschaltung vorgesehen, die einen ersten Transistor T&sub1; aufweist, dessen Hauptstromstrecke in eine Schleife zwischen dem ersten und dem zweiten Leitungsendteil 11, 12 aufgenommen ist, während der Transistor T&sub1; einen Spannungsabfall in der Leitung herbeiführen soll, wodurch der Leitungsstrom geregelt werden kann. In dem in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel ist der erste Transistor T&sub1; ein darlington-Transistor, dessen Hauptstromstrecke zwischen dem ersten leitungsendteil 11 und der Modulationsklemme LN des Moduls 10 liegt. Die Gate- Elektrode des ersten Transistors T&sub1; wird über einen Polarisationswiderstand 20 aus dem ersten Leitungsendteil 11 gespeist und schafft Leitfähigkeit dieses Transistors, wenn die Telefonleitung mit einer Spannung gespeist wird, welche die Schwellenspannung des ersten Transistors T&sub1; vermehrt um die Leitung-frei-Spannung der Diodenbrücke 13 übersteigt.
• Die Leitungsstromregelschaltung enthält ebenfalls einen zweiten Transistor T&sub2;, dessen Kollektor mit dem Knotenpunkt zwischen dem Polarisationswiderstand 20 und der Gate-Elektrode des ersten Transistors T&sub1; verbunden ist und dessen Emitter über einen Emitterwiderstand 21 mit der Bezugsspannung verbunden ist. Die Basis des zweiten Transistors T&sub2; ist mittels einer Ausgleichsdiode D mit der Bezugsklemme SL verbunden, wobei diese Diode in der Figur durch einen als Diode vorgesehenen Transistor dargestellt ist, und ein durch einen Reihenwiderstand 22 und einen Glättungskondensator 23 für eine Umleitung zu der Bezugsspannung. Die Basis des zweiten Transistors T&sub2; wird mittels einer Stromquelle S&sub1; mit der Spannung Vcc gespeist. Die Leitungsstromregelschaltung wird zum Schluß vervollständigt durch eine als Schwellenstromquelle bezeichnete Stromquelle S&sub2;, die den Emitterwiderstand 21 des zweiten Transistors T&sub2; mit der Spannung Vcc speist.
• Die Wirkungsweise der leitungsstromregelschaltung wird wie folgt erläutert.
• In dem Tiefpaßfilter 22, 23 wird ein Wert für den Widerstand 22 gewählt, der einen vernachlässigbaren Spannungsabfall am Widerstand erzeugt, während der von der Stromquelle S&sub1; erzeugte kleine Strom berücksichtigt wird. Das durch die Ausgleichsdiode D und den zweiten Transistor T&sub2; gebildete Gefüge bildet eine Vergleichsschaltung, die am Emitter des zweiten Transistors T&sub2; eine DC-Spannung erzeugt, die dem Wert der DC-Spannung an der Bezugsklemme SL des integrierten Verstärkungsund Regelungsmoduls 10 nahezu entspricht.
• Es lassen sich nun zwei Fälle unterscheiden:
• - wenn die durch die bezugsklemme SL angebotene DC-Spannung kleiner ist als die an dem Emitterwiderstand 21 durch den Strom der Schwellenstromquelle S&sub2; erzeugte Schwellenspannung, fließt der Strom der Stromquelle S&sub1; über die Ausgleichsdiode D, und der zweite Transistor T&sub2; ist nicht leitend. In dem Fall wird der erste Transistor T&sub1; gespeist und ist nach wie vor leitend. Dieser Fall würde einer sehr langen Telefonleitung entsprechen, in der der Spannungsabfall so groß sein würde, daß es nicht notwendig sein würde, mittels des ersten Transistors T&sub1; einen zusätzlichen Spannungsabfall zu erzeugen;
• - in dem zweiten Fall, der im wesentlichen allgemeiner ist, ist die DC-Spannung der Bezugsquelle SL höher als die von der Schwellenstromquelle S&sub2; am Widerstand 21 erzeugte Schwellenspannung. Der zweite Transistor T&sub2; erzeugt auf diese Weise den zusätzlichen Strom, der notwendig ist für den Emitter um in die Nähe der DC-Spannung der Bezugsklemme SL zu gelangen. Der Kollektorstrom des zweiten Transistors T&sub2; verursacht einen Spannungsabfall in dem Polarisationswiderstand 20 des ersten Transistors T&sub1;, was seinerseits wieder einen entsprechenden Spannungsanstieg in der Hauptstromstrecke dieses Transistors verursacht. Zum Schluß können die Balance-Umstände für eine bestimmte Telefonleitung nach der folgenden Gleichung geschrieben werden:
• ΔVT1 = ΔVSL R&sub2;&sub0;/R&sub2;&sub1;
• in der ΔVT1 den Spannungsabfallsanstieg in dem ersten Transistor 11 bis über die Schwellenspannung (etwa 1,2 V für einen Darlington-Transistor), ΔVSL den Spannungsanstieg der Bezugsklemme SL durch den Leitungsstrom, gemessen durch die Strommeßwiderstände 9a und 9b, und R&sub2;&sub0;/R&sub2;&sub1; das verhältnis des Wertes des Widerstandes 20 zu dem des Widerstandes 21 darstellt.
• Da V&sub0; die Schwellenspannung ist, auf welche die Schaltungsanordnung Bezug nimmt und die von dem Spannungsabfall im Widerstand 21 erzeugt wird wegen der Schwellenstromquelle S&sub2;, hat diese Spannung V&sub0; einen Innenwiderstand, dessen Wert mittels des Widerstandes 21 gewählt werden kann, während die Neigung der Spannungsschwankungen an den Klemmen des Transistors T&sub1; als Funktion der Spannungsschwankung an der Bezugsklemme SL mittels des Polaristaionswiderstandes 20 gewählt werden kann.
• Die mit dem integrierten Spannungsverstärkungs- und -regelungsmodul 10 zusamenarbeitende Leitungsstromregelschaltung hat eine Stromkennlinie als Funktion der Leitungsspannung, die einen ersten Teil aufweist, der der Tatsache entspricht, daß der zweite Transistor T&sub2; nicht leitend ist und gestattet, daß der erste Transistor T&sub1; leitend ist wenn dessen eigene Schwelle überschritten ist. In diesem Teil mit niedriger Leitungsspannung hat das Gebilde eine sehr niedrige innere Impedanz, wonach nach einer Beugung, die der Tatsache entspricht, daß der zweite Transistor T&sub2; leitend wird, wenn es einen Leitungsspannungsanstieg gibt, dieser Anstieg des durch das Schaltungsgebilde absorbierten Stromes um den Faktor (1/R&sub9;).(R&sub2;&sub1;/R&sub2;&sub0;) mit der Leitungsspannung schwankt, wobei in diesem Ausdruck R&sub9; die Summe der Widerstände 9a und 9b darstellt. Nachdem ein von der Schwellenstromquelle 52 gelieferter Strom festgelegt ist, kann dennoch die Lage der Beugung in der Strom-Spannungskennlinie der Schaltungsanordnung beliebig geändert werden, indem der Wert des Widerstandes 21 geändert wird, sowie die Neigung der Leitungsstromregelung durch das Verhältnis der Widerstände 9a, 9b, 21 und 20.
• Wie in Fig. 1 angegeben, kann die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ebenfalls auf sehr einfach Weise eine zusätzliche Schutzfunktion gegen unabsichtliche Überlastung der Telefonleitung schaffen mittels eines dritten Transistors T&sub3;, dessen Emitter mit der Bezugsspannung verbunden ist, dessen Kollektor mit der Gate- Elektrode des ersten Transistors T&sub1; und dessen Basis mit der Mitte der durch die zwei Widerstände 9a und 9b gebildeten Brücke verbunden ist, die das Leitungsstrommeßwiderstandselement bildet Die einzelnen Werte der Widerstände 9a und 9b werden derart gewählt, daß für einen Randstromwert und einen zufälligen Leitungsstromwert die Leitungsschwelle des dritten Transistors T&sub3; überschritten wird, was zu einem Anstieg des Gate-Elektrodenwertes des ersten Transistors T&sub1; gegenüber der Bezugsspannung führt, und folglich einen hohen Spannungsabfall in dem ersten Transistor T&sub1; erzeugt, der auf diese Weise die ganze Schaltungsanordnung schützt, wenn die Überlastung fortgesetzt wird.
• Außer dem ersten Transistor T&sub1; und dem Polarisationswiderstand 20 wird der restliche Teil der in dem Ausführungsbeispiel beschriebenen Schaltungsanordnung DC-Spannungen ausgesetzt, die etwas höher sind, in der Größenordnung von nur 5 oder 6 Volt, als die durch den zweiten Leitungsendteil 12 dargestellte Bezugsspannung, so daß ein großer Teil der diese Schaltungsanordnung bildenden Elemente nun gleichzeitig in derselben Schaltungsanordnung integriert werden können wie das integrierte Spannungsverstärkungsund -regelungsmodul 10. Dies ist auf symbolische weise in Fig. 1 durch einen mit gestrichelten Linien angegebenen Kasten 25 um einen Schaltungsteil 100 herum angegeben, der die Stromquellen S&sub1; und S&sub2; sowie die Diode D und die Transistoren T&sub2; und T&sub3; enthält, wobei diese Elemente integriert sind.
• Die Elemente außerhalb der integrierten Schaltung, die zum großen teil zur Bestimmung der Arbeitsumstände der beschriebenen Schaltungsanordnung benutzt werden, können die unten angegebenen Werte haben: Widerstände Bezugswert (Ohm) Kondensatoren Bezugswert (uFarad)
• Wenn ein erster Transistor T&sub1;, dessen Stromverstärkung von der größenordnung 10.000 ist, eine Stromquelle S&sub1;, die 2,5 uA erzeugt, und eine Schwellenstromquelle S&sub2;, die 100 uA erzeugt, verwendet werden, erzeugt die beschriebene Schaltungsanordnung eine Beugung in der Kennlinie, die bei einem Leitungsstrom von 28 mA liegt, für eine Leitungsspannung (an den Klemmen 14 und 15 vor der Diodenbrücke 13) bei etwa 8,3 Volt. Für eine Leitungsspannung hinter dieser Beugung zeigt die Schaltungsanordnung eine deutliche innere Impedanz von etwa 1200 Ohm, was einen linearen Anstieg des Leitungsstromes als Funktion der leitungsspannung herbeiführt. Ein Leitungsstrom von 55 mA wird beispielsweise für eine Leitungsspannung von 40 V erhalten.
• Fig. 2 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung. Diese Schaltungsanordnung hat eine spezifische Anzahl Elemente der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung, die durch dasselbe Bezugszeichen angegeben sind und deren Funktion nicht abermals beschrieben wird.
• Ein erster Unterschied der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 im vergleich zu der in Fig. 1 ist die Art und Weise, wie die Schwellenspannung erhalten wird, durch die es möglich ist, die Beugung in der Strom-Spannungskennlinie festzulegen. Die Kennlinie wird geschaffen durch einen Spannungsgenerator 30 vom "Band gap"-Typ, der eine sehr stabile temperaturgeregelte Spannung um 1,2 Volt herum am ersten Ende eines Widerstandes 21aerzeugt, dessen anderes Ende mit dem Emitter des zweiten Transistors T&sub2; verbunden ist. Der Emitter des zweiten Transistors T&sub2; ist über einen Widerstand 21b mit der Bezugsspannung verbunden, so daß der Verbindungspunkt 31 zwischen den Widerständen 21a und 21b eine Schwellenspannung darstellen, die durch das verhältnis der Widerstände 21 zu 21b bestimmt wird, während die innere Impedanz dieser Spannungsquelle, gesehen von dem Emitter des zweiten Transistors T&sub2; dem gleichwertigen Widerstand der Parallelschaltung der Widerstände 21a und 21b entspricht.
• Die Schutzfunktion des Telefonapparats wenn die leitung überlastet ist, wird auf diese Weise verwirklicht wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel mittels eines dritten Transistors T&sub3;, der auf diesel Weise verbunden ist und betrieben wird. Der erste Transistor T&sub1; bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist eine n-leitender Feldeffekttransistor vom MOS-Typ, der als Feldeffekttransistor vom Anreicherungs- oder vom Verarmungstyp arbeitet. Wenn ein Transistor gewählt wird, der in der Anreicherungsbetriebsart arbeitet, ist die Schwellenspannung möglichst niedrig, beispielsweise in der Größenordnung von nur 1,5 Volt.
• In dem als Beispiel in Fig. 2 dargestellten Diagramm ist angegeben, wie eine Leitungsstromunterbrechungsfunktion, insbesondere beim Wählen, auf sehr einfache Weise mit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung verwirklicht werden kann. Diese Funktion wird gewährleistet durch einen vierten Transistor T&sub4;, dessen Basis über eine Klemme 33 Schleifenöffnungsregelimpulse zugeführt bekommt, dessen Emitter mit der Bezugsspannung verbunden ist und dessen Kollektor mit der Gate- Elektrode des ersten Transistors T&sub1; verbunden ist. Wenn es an der basis des vierten Transistors T&sub4; einen positiven Steuerimpuls gibt, wird dieser Transistor leitend und bringt die gate-Elektrode des ersten Transistors T&sub1; auf den Bezugsspannungspegel, wodurch dieser Transistor gesperrt wird, so daß an den Leitungsklemmen nur noch der Vorspannungswiderstand 20 vorhanden ist. Dieser Vorspannungswiderstand wird derart gewählt, daß er einen derartigen Wert hat, daß er die Bedingungen des maximalen Stromes der Schleifenöffnungsphase erfüllt.
• Fig. 2 zeigt eine Verbesserung nach der Erfindung, wodurch Schleifenöffnungsund -schießimpulse an der Telefonleitung erhalten werden, die eine Amplitude Null haben. Diese Verbesserung besteht aus der Einführung eines als Schalttransistor bezeichneten fünften Transistors T&sub5;, dessen Hauptstromstrecke zwischen dem Kondensator 23 und der Bezugsspannung liegt. Dieser fünfte Transistor T&sub5; hat zur Aufgabe, eine leitende Verbindung zwischen dem Kondensator 23 und der Bezugsspannung im normalen Betrieb zu schaffen, während diese Verbindung während eines Schleifenöffnungsimpulses unterbrochen wird. Auf ähnliche Weise wird der Kondensator 23 nicht irgend einer Ladungsänderung während der Schaltphase ausgesetzt, während der Leitungsstrom wieder denselben Wert annimmt wie der, den es vor dem Schaltvorgang gab. Der fünfte Transistor T&sub5; kann mit der Schleifenöffnungsklemme 33 auf jede übliche Weise gekoppelt werden um den obengenannten Vorgang zu gewährleisten. Aber die einfachste Lösung besteht us der Verbindung der Gate-Elektrode des fünften Transistors T&sub5; unmittelbar mit der Steuerklemme 33, während dazu ein p-Leitender Feldeffekttransistor (JFET) gewählt wird.
• Auf dieselbe Art und Weise wie in Fig. 1 dargestellt, wird in dem zweiten Ausführungsbeispiel die Tatsache dargestellt, daß eine spezifische Anzahl Elemente mit dem integrierten Spannungsverstärkungs- und -regelungsmodul 10 integriert werden können, wie durch einen mit strichpunktierten Linien angegeben Kasten dargestellt ist, der einen teil der Schaltungsanordnung 200 darstellt einschließlich der Elemente, die vorzugsweise integriert werden, d.h.: Diode D, Stromquelle S, Transistoren T&sub2;, T&sub3; und T&sub4;, und Spannungsgenerator 30.
• Es ist einfach zu verstehen, daß die außerhalb der integrierten Schaltungen 10, 200 gelassenen Elemente die Regelung der Arbeitskennlinienmerkmale des Telefonapparats sowie der Elemente, wie des ersten Transistors T&sub1; des fünften Transistors T&sub5; und der Kondensatoren 18 und 23, die aus technischen Gründen nicht integrierbar sind, ermöglichen.
• Die Regelfunktion des leitungsstromes kann auf einfache Weise ausgeschaltet werden, wenn man das wünscht. Es reicht, die Widerstände 22 und 21b, fortzulassen, den Kondensator 23 und den Transistor T&sub5; durch eine direkte Verbindung zwischen der Diode D und der Bezugsspannung zu ersetzen und eine direkte Verbindung zwischen dem Ausgang des Spannungsgenerators 30 und dem Emitter des zweiten Transistors T&sub2; zu schaffen.

Claims (6)

1. Schaltungsanordnung für einen Telefonapparat mit einem integrierten Spannungsverstärkungsund -regelungsmodul (10) zwischen einem ersten (11) und einem zweiten (12) Leitungsendteil, wobei diese Teile mit einer Diagonalen einer Gleichrichterbrücke (13) verbunden sind, während eine Telefonleitung (14, 15) mit der anderen Diagonalen dieser Brücke verbunden ist, wobei dieses Modul an sich einen Speiseanschluß (Vcc), einen Modulationsanschluß (LN) zur Kopplung an den ersten Leitungsendteil (11) und einen als Bezugsspannung gewählten Bezugsanschluß (SL) zur Kopplung an den zweiten Leitungsendteil (12) aufweist, über wenigstens ein Widerstandselement (9) zur Messung des Leitungsstromes,

wobei der Telefonapparat, der weiterhin eine Leitungsstromregelung gewährleistet mittels eines ersten Feldeffekttransistors Cr&sub1;) und/oder eines ersten bipolaren Hochverstärkungstransistors, dessen Steuerelektrode über eine Polarisationswiderstand (20) gespeist wird und dessen Hauptstromstrecke in dem Zweig zwischen dem ersten und dem zweiten Leitungsendteil liegt und das integrierte Verstärkungs- und -regelungsmodul (10) aufweist, empfindlich ist für die Einführung eines Spannungsabfalls in diesen Zweig unter Ansteuerung eines zweiten Transistors (T&sub2;), dessen Basis die an dem Widerstandselement (9) zur Messung der Spannung entwickelte Spannung erhält nach Filterung über Tiefpaßfilter und dessen Kollektor mit dem Polarisationswiderstand (20) des ersten Transistors (T&sub1;) verbunden ist,

dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Transistor (T&sub2;) über eine direkt durch eine Stromquelle (S&sub1;) von der Speisequelle (Vcc) polarisierte Ausgleichsdiode (D) mit seiner Basis mit dem Ausgang des Tiefpaßfilters (22, 23) verbunden ist und mit seinem Emitter mit einer Schwellenspannungsquelle (21, S&sub2;), (21a, 21b, 30) verbunden ist, die andererseits mit der Bezugsspannung verbunden ist, wobei die innere Impedanz der Spannungsquelle festliegt zur Verwirklichung einer linearen Regelung des Leitungsstromes als Funktion des Spannungsabfalls in dem ersten Transistor, und daß der zweite Transistor (T&sub2;), die Ausgleichsdiode (D) und die Stromquelle (S&sub1;) in dem integrierten Modul (10) einverleibt werden können wegen der Tatsache, daß die Hauptstromstrecke des ersten Transistors (T&sub1;) zwischen dem ersten Leitungsendteil (11) und der Modulationsklemme (LN) liegt, wobei der Polarisationswiderstand (20) aus diesem ersten Endteil (11) gespeist wird.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwellenspannungsquelle durch einen Spannungsgenerator (30) mit einer niedrigen inneren Impedanz gebildet wird, dessen Ausgangsklemmen durch eine Teilerbrücke aus zwei Widerständen (21a, 21b) miteinander verbunden sind, während der Punkt in der Mitte dieser Teilerbrücke den Schwellenspannungsquellenausgang mit einer spezifischen Impedanz bildet.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die genannte Schwellenspannungsquelle einerseits durch einen zwischen dem Emitter des zweiten Transistors (T&sub2;) und dem zweiten Leitungsendteil (12) vorgesehenen Widerstand (21) und andererseits durch eine als Schwellenstromquelle bezeichnete Spannungsquelle (S&sub2;) gebildet ist, die den obengenannten Widerstand von der Speiseklemme (Vcc) her speist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Strommeßwiderstandselement durch zwei reihengeschaltete Meßwiderstände (9a, 9b) gebildet ist, wobei die Basis eines dritten Transistors (T&sub3;) mit einem gemeinsamen Punkt der zwei Strommeßwiderstände verbunden ist, wobei der Emitter mit dem zweiten Leitungsendteil (12) und der Kollektor mit der Gate-Elektrode des ersten Transistors (T&sub1;) verbunden ist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß ein vierter Transistor (T&sub4;) an seiner Basis Steuerimpulse erhält zum Öffnen der Schleife der Telefonleitung, wobei der Emitter dieses vierten Transistors mit dem zweiten Leitungsendteil (12) und der Kollektor mit der Gate-Elektrode des ersten Transistors (T&sub1;) verbunden ist.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das genannte Tiefpaßfilter durch einen zwischen der Bezugsklemme (SL) des integrierten Moduls und der Ausgleichsdiode (D) vorgesehenen Filterwiderstand (22) und durch einen mit einem Ende mit dem gemeinsamen Punkt des Filterwiderstandes und der Ausgleichsdiode verbundenen und mit dem anderen Ende über die Hauptstromstrecke eines fünften, als Schalttransistor bezeichneten Transistors (T&sub5;) mit der Bezugsspannung verbundenen Glättungskondensator gebildet ist, wobei dieser Transistor an der Gate- Elektrode die Schleifenöffnungsimpulse erhält, wobei die Polarität dieses Schalttransistors (T&sub5;) zur Gewährleistung einer Unterbrechung der Verbindung von dem Glättungskondensator zu der Bezugsspannung, parallel zu der Öffnung der Schleife gewählt worden ist.