DE69110843T2

DE69110843T2 - Schaltenergiequelle.

Info

Publication number: DE69110843T2
Application number: DE69110843T
Authority: DE
Inventors: Koji Hisanaga; Shigeo Miyazawa; Hiroyuki Motomura; Mikinao Takizawa
Original assignee: NEC Corp; Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1990-12-10
Filing date: 1991-12-10
Publication date: 1996-03-14
Anticipated expiration: 2011-12-11
Also published as: JP2961897B2; EP0490639A3; EP0490639B1; CA2057310A1; AU641829B2; DE69110843D1; EP0490639A2; US5267133A; CA2057310C; JPH04210775A; AU8896191A

Description

Hintergrund der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Resonanz-Schaltenergiequelle, die in der Lage ist, ein Schalten bei Spannung Null auf der Basis der Resonanz zwischen einem Induktor und einem Kondensator durchzuführen, und insbesondere einen in eine solche Schaltenergiequelle eingebauten Teilspannungsresonanzwandler.
Eine Resonanz-Schaltenergiequelle, die mit einer festen Frequenz gesteuert werden kann, wird untersucht. Diese Art Schaltenergiequelle hat einen Teilspannungsresonanzwandler, der nur beim Einschalten und Ausschalten der Schalter teilweise schwingt. Ein Resonanzwandler dieser Art unterstützt durch Verringerung der Schaltverluste Hochfrequenzoperationen, erlaubt aufgrund der Spannung-Clamp-Kennlinie die Verwendung von Teilen, die hohen Spannungen gegenüber nicht sehr widerstandsfähig sind, und macht die feste Frequenzsteuerung frei von Überlegungen, die herkömmliche Spannungsresonanzwandler der Frequenzsteuerung zukommen lassen sollten. Eine spezielle Konstruktion des Teilspannungsresonanzwandlers ist beispielsweise in "Electronic Technologies", Nikkan Kogyo Shimbun, März 1990, pp. 30-37 offenbart.
Das Problem mit dem herkömmlichen Teilspannungsresonanzwandler ist jedoch, daß der Induktor zum Durchführen des Nullspannungsschaltens aus einem Haupttransformator mit Wicklungen gebildet wird, was einen komplizierten und teueren Transformator zur Folge hat. Ein anderes Problem ist, daß aufgrund der besonderen Schaltungsanordnung, d.h. ohne Rückgriff auf einen Transformator, der ausschließlich zur Ansteuerung des Hilfsschalters dient, die Potentiale eines Hauptschalters und eines Hilfsschalters nicht angeglichen werden können, was weiter die Kosten erhöht.
Das Dokument US-A-4 959 764 offenbart einen Doppelschalter-DC/DC-Wandler, der bei Beendigung der Einschaltdauer jedes Schalters eine ausreichende induktive Energie gespeichert hat, um die Aufladung der Eigen- und Streukapazität der Schalterkombination zu ändern, was eine Nullspannung über den jeweils anderen Schalter vor seinem Einschalten liefert. Ein kurze Totzone zwischen den von der Steuerschaltung gelieferten Einschaltpulsen läßt Zeit für diesen Übergang.

Zusammenfassung der Erfindung

Es ist deshalb eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Schaltenergiequelle bereitzustellen, die in der Lage ist, Nullspannungsschalten mit einer einfachen Schaltungsanordnung durchzuführen.
Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine allgemein verbesserte Schaltenergiequelle bereitzustellen.
Eine Schaltenergiequelle der vorliegenden Erfindung hat einen Haupttransformator, einen mit der Primärwicklungsseite des Haupttransformators verbundenen Hauptschalter, einen Pulsbreite-Steuerschaltkreis zum Erzeugen eines Steuersignals, um die Einschaltzeit des Hauptschalters zu ändern, bis die rückgekoppelte Ausgangsspannung der Sekundärwicklungsseite des Haupttransformators einen vorgegebenen Wert erreicht, einen zum Hauptschalter parallel geschalteten Kondensator, einen an der Verzweigung von Kondensator und Primärwicklungsseite des Haupttransformators mit dem Kondensator verbundenen Induktor, einen Hilfsschalter zum selektiven Öffnen oder Schließen einer parallelen Verbindung des Induktors und des Kondensators als Antwort auf ein Steuersignal, eine erste Diode, die mit dem Hauptschalter in Reihe geschaltet ist und nichtleitend gemacht wird, wenn eine niedrigere Spannung als die Nullspannung an der ersten Diode anliegt, eine zweite Diode, die mit dem Hilfsschalter in Reihe geschaltet ist und nichtleitend gemacht wird, wenn eine niedrigere Spannung als die Nullspannung an der zweiten Diode anliegt, und einen Steuerschaltkreis zum Verzögern des vom Pulsbreite-Steuerschaltkreis zum Hauptschalter laufenden Steuersignals, bis für das Potential an der Verzweigung der Wert Null festgestellt worden ist.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Die oberen und andere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung ersichtlicher, die anhand der beiliegenden Zeichnungen vorgenommen wird, in denen:
FIG. 1 ein Schaltbild ist, das einen herkömmlichen Teilspannungsresonanzwandler zeigt;
FIG. 2 die Wellenformen der Spannungen und Ströme zeigt, die in verschiedenen Abschnitten des herkömmlichen Wandlers auftreten;
FIG. 3 ein Schaltbild ist, das einen die vorliegende Erfindung verkörpernden Teilspannungsresonanzwandler zeigt;
FIG. 4 die Wellenformen der Spannungen und Ströme zeigt, die in verschiedenen Abschnitten der Ausführungsform auftreten; und
FIG. 5 ein Schaltbild ist, das eine andere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.

Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen

Um die vorliegende Erfindung besser zu verstehen, wird kurz bezuggenommen auf eine herkömmliche Schaltenergiequelle, insbesondere auf deren in FIG. 1 gezeigten Teilspannungsresonanzwandler. Wie gezeigt, ist der Teilspannungsresonanzwandler im Grunde als ein gesondert angeregter Wandler, der einen Vorwärtswandler verwendet, ausgeführt. Der Wandler hat einen Hauptschalter S1, einen Hilfsschalter S2, einen aus einer Primärwicklung Nr, einer Clampwicklung Nc, einer Hilfswicklung Na und einer Sekundärwicklung Ns bestehenden Transformator T, einen mit der Sekundärseite des Transformators T verbundenen Gleichrichterschaltkreis R, parasitäre Dioden D1 und D2, eine Clampdiode D3, einen Resonanzkondensator Cr, einen Clampkondensator Cc, einen Pulsbreite-Modulationsschaltkreis PWM, einen Verzögerungsschaltkreis DELAY und einen Pulstransformator PT.
Bezuggenommen wird auch auf FIG. 2, um die Funktionsweise des herkömmlichen Resonanzwandlers unter den Überschriften Modus 1-6 zu beschreiben.
(1) Modus 1 (Zeit t&sub1;-t&sub2;): Wenn der Hauptschalter S1 eingeschaltet wird, fließt ein Anregungsstrom durch den Resonanzinduktor Lr, der die Streuinduktanz Lr des Transformators T nützt. Der Anregungsstrom erhöht sich linear.
(2) Modus 2 (Zeit t&sub2;-t&sub3;): Wenn zur Zeit t&sub2; der Hauptschalter ausgeschaltet wird, fließt der durch den Hauptschalter S1 geflossene Strom IS1 in den Resonanzkondensator Cr. Folglich steigt die Spannung Vcr des Kondensators Cr resisoidal an.
(3) Modus 3 (Zeit t&sub3;-t&sub4;): Wenn die Spannung des Resonanzkondensators Cr mit dem Resonanzstrom vom Resonanzinduktor Lr aufgeladen worden ist, d.h. die Spannung VG1 des Hauptschalters S1 die Ladespannung des Clampkondensators Cc erreicht, wird die Clampdiode D3 leitend, um die Spannung VG1 des Schalters S1 bei einem konstanten Wert zu blockieren. Ein Strom fließt ebenfalls von der Clampwicklung Nc, die die gleiche Anzahl von Wicklungen wie die Primärwicklung Cr hat, über die parasitäre Diode D2 des Hilfsschalters S2 in den Clampkondensator Cc.
(4) Modus 4 (Zeit t&sub4;-t&sub5;): Wenn der Hilfsschalter S2 eingeschaltet wird, bevor die über die parasitäre Diode D2 und die Clampdiode D3 in den Clampkondensator Cc fließenden Ströme auf Null abfallen, wird der Kondensator Cc durch die Spannung der Clampwicklung Nc entladen. Folglich kehrt die im Clampkondensator Cc über die Zeitdauer t&sub3;-t&sub4; gespeicherte Ladung über die Clampwicklung Nc zur Eingangsseite zurück.
(5) Modus 5 (Zeit t&sub5;-t&sub6;): Wenn der Hilfsschalter S2 zur Zeit t&sub5; ausgeschaltet wird, fließt der durch den Clampkondensator Cc hindurchgeflossene Strom in den Resonanzinduktor Lr, mit dem Ergebnis, daß eine Resonanz zwischen dem Induktor Lr und dem Kondensator Cr auftritt. Daher fällt die Spannung des Kondensators Cr sinusförmig ab.
(6) Modus 6 (Zeit t&sub6;-t&sub7;): Wenn zur Zeit t&sub6; die Entladung des Resonanzkondensators beendet ist, fließt der durch den Resonanzinduktor Lr hindurchgeflossene Strom in die parasitäre Diode D1 des Hauptschalters S1. Da die Spannung des Hauptschalters S1 während dieser Zeitdauer Null ist, kann der Hauptschalter S1 eingeschaltet werden, um ein Nullspannungsschalten durchzuführen.
Wie oben festgestellt, hat der herkömmliche Resonanzkondensator die Hilfswicklung Na in dem Transformator und regt durch die in dem Clampkondensator Cc und dem Hilfsschalter S2 gespeicherte Spannung umgekehrt den Transformator T an, um dadurch die Spannung des Hauptschalters S1 auf Null zu senken, d.h. um ein Nullspannungsschalten durchzuführen. Jedoch ist der den Induktor bildende Transformator T kompliziert im Aufbau, da er, wie vorher diskutiert, vier Wicklungen Nr, Nc, Na und Ns hat. Außerdem muß der Pulstransformator PT mit dem Hilfsschalter S2 verbunden werden, da aufgrund der speziellen Schaltungsanordnung die Potentiale des Hauptschalters und des Hilfsschalters S2 nicht angeglichen werden können, was die Herstellungskosten erhöht.
Bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, die die obenstehenden Probleme nicht aufweisen, werden nachstehend beschrieben. In den Ausführungsformen sind die gleichen oder ähnliche Bauteile wie die Bauteile des oben beschriebenen herkömmlichen Resonanzwandlers mit den gleichen Bezugszeichen und -zahlen bezeichnet, und zur Vereinfachung wird eine überflüssige Beschreibung vermieden.
Nach FIG. 3 ist ein die vorliegende Erfindung verkörpernder Teilspannungsresonanzwandler gezeigt und weist einen Haupttransformator T auf. Ein Hauptschalter S1 ist in die Primärseite des Haupttransformators T eingebaut. Ein Pulsbreite- Steuerschaltkreis PWM erzeugt ein Steuersignal, um die Dauer des eingeschalteten Zustands des Hauptschalters S1 zu ändern, bis die rückgekoppelte Ausgangsspannung der Sekundärseite des Haupttransformators T einen vorgegebenen Wert erreicht. Ein Resonanzkondensator Cr ist parallel zum Hauptschalter S1 geschaltet. Ein Resonanzinduktor Lr ist an der Verzweigung von Kondensator und Primärseite des Haupttransformators T mit dem Kondensator Cr verbunden. Als Antwort auf das oben erwähnte Steuersignal öffnet oder schließt ein Hilfsschalter S2 selektiv eine parallele Verbindung des Induktors Lr und Kondensators Cr. Eine Diode D1 ist mit dem Hauptschalter S1 in Reihe geschaltet und wird ausgeschaltet, wenn eine niedrigere Spannung als die Nullspannung am Schalter S1 anliegt. Eine Diode D2 ist mit dem Hilfsschalter S2 in Reihe geschaltet und wird ausgeschaltet, wenn eine niedrigere Spannung als die Nullspannung am Schalter S2 anliegt. Ein Nullspannung-Meßschaltkreis ZVS und ein Flipflop FF bilden einen Steuerschaltkreis zum Verzögern des vom Pulsbreite-Steuerschaltkreis zum Hauptschalter S1 laufenden Steuersignals, bis er den Abfall des Potentials an der oben erwähnten Verzweigung auf Null detektiert.
Die Funktionsweise der Ausführungsform wird mit Bezug auf FIG. 4 beschrieben. Wenn sich der Hilfsschalter S2 zur Zeit t&sub0; einschaltet, nimmt aufgrund der Resonanz zwischen dem Induktor Lr und dem Kondensator Cr die Spannung über dem Resonanzkondensator Cr fortlaufend ab. Wenn zu einer Zeit t&sub1; der Strom IS1 auf den Maximalwert ansteigt, mißt der Nullspannung- Meßschaltkreis ZVS eine Nullspannung und schickt dann ein Signal zum Flipflop FF, um den Hauptschalter S1 einzuschalten. Zu diesem Zeitpunkt würde der Hauptschalter S1 nur bei Anliegen einer negativen Spannung eingeschaltet werden (t&sub1;- t&sub3;), da die Diode D1 in Reihe mit dem Hauptschalter S1 geschaltet ist. Dies, verbunden mit der Tatsache, daß die Lücke zwischen der Zeit t&sub0; und t&sub1; eine Konstante ist, die im wesentlichen durch den Induktor Lr und den Resonanzkondensator Cr festgelegt ist, erlaubt, den Nullspannung-Meßschaltkreis ZVS und das Flipflop durch einen Verzögerungsschaltkreis zu ersetzen, der nur bei Ansteigen des Ansteuerpulses eine vorgegebene Verzögerung einstellt. Diese Art Verzögerungsschaltkreis ist als alternative Ausführungsform in FIG. 5 gezeigt. Diese Zeitlücke sollte jedoch vorzugsweise so kurz wie möglich sein, da die Pulsbreite während einer solchen Zeitlücke nicht kontrollierbar ist. Während der Hauptschalter S1 in einem eingeschalteten Zustand ist (t&sub1;-t&sub2;), fließt ein Strom mit einer rechteckförmigen Wellenform durch den Hauptschalter S1. Andererseits kann der Hilfsschalter S2 jederzeit während der Zeitdauer t&sub2;-t&sub4; ausgeschaltet werden, während der Hauptschalter eingeschaltet ist. Der Anstieg der Ausgangsspannung wird von dem Nullspannung-Meßschaltkreis ZVS detektiert und dann über einen Photokoppler zum Pulsbreite- Steuerschaltkreis PWM geschickt. Daraufhin werden sowohl der Hauptschalter S1 als auch der Hilfsschalter S2 zur Zeit t&sub4; ausgeschaltet. Der kurz vor dem Ausschalten der Schalter S1 und S2 durch den Hilfsschalter S2 geflossene Strom beginnt zeitgleich mit dem Ausschalten der Schalter S1 und S2 mit dem Aufladen des Kondensators Cr. Daher wird verhindert, daß sich die Spannungen über den Schaltern S1 und S2 plötzlich ändern, ein Nullspannungsschalten wird ausgeführt.
Angenommen, der Hilfsresonanz-Schalterschaltkreis sei mit einer Ganzwellen-Anordnung versehen. Dann wird, wenn ein negativer Strom durch den Resonanzinduktor Lr fließt, die bei eingeschaltetem Hauptschalter S1 in dem Induktor Lr aufgespeicherte Anregungsenergie während der Zeitdauer t&sub3;-t&sub4; von den Schaltern S1 und S2 verbraucht, wobei sich der Wirkungsgrad verringert. Angesichtsdessen verwendet die Ausführungsform durch Schaltung der Diode D2 in Reihe mit dem Schalter S2 eine Halbwellen-Anordnung.
FIG. 5 zeigt eine alternative Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, bei der an Stelle des Nullspannung- Meßschaltkreises ZVS und des Flipflops FF, ein Verzögerungsschaltkreis DELAY, wie vorher erwähnt, eingesetzt wird. Insbesondere erzeugt der Verzögerungsschaltkreis DELAY eine vorgegebene oder feste Verzögerung, nur wenn der Steuerpuls nach oben geht.
Zusammengefaßt ist zu sehen, daß die vorliegende Erfindung eine Schaltenergiequelle mit einem Hauptschalter und einem Hilfsschalter bereitstellt, die jeweils als Nullspannung-Schalter und Nullstrom-Schalter dienen, und dabei verschiedene Vorteile erreicht, die unten aufgezählt sind.
(1) Eine Resonanzvorrichtung hat eine genügend niedrige Resonanzfrequenz, um die Verzögerung des Haupt- und Hilfsschalters relativ zur Schaltzeitdauer ausreichend zu verringern. Dies erlaubt, die Einschaltzeit des Hauptschalters auf Basis der Pulsbreite zu steuern und erlaubt deshalb eine Steuerung der Ausgangsspannung ohne Änderung der Schaltfrequenz.
(2) Eine Schaltenergiequelle mit einem minimalen Rauschen ist realisiert, da der Hilfsschalter zur Ein- und Ausschaltzeit eine kleine Stromänderung hervorruft und da der Hauptschalter zur Ein- und Ausschaltzeit eine kleine Spannungsänderung hervorruft. Da ferner Spannung und Strom während des Übergangs der Schalter voneinander unabhängig sind, treten trotz der Schaltoperationen kaum Verluste auf, um Hochfrequenzoperationen durchzuführen.
(3) Die am Hauptschalter anliegende Spannung hat anstelle einer vollständig sinusförmigen Wellenform eine trapezförmige Wellenform. Die Schalter müssen deshalb hohen Spannungen gegenüber nicht widerstandsfähig sein und können als preiswerte Teile ausgeführt sein. Wenn Feldeffekttransistoren als Schalter verwendet werden, wird der Einschaltwiderstand der Schalter verringert.
(4) Die Belastungen, die auf die mit dem Hilfsschalter verbundenen Teile wirken, sind viel kleiner als die Belastungen, die auf eine Resonanzenergiequelle ausgeübt werden würden, die eine vollständig sinusförmige Spannung oder einen vollständig sinusförmigen Strom verwendet, was zu einer Kostenreduzierung beiträgt.
(5) Die Spannungen zum Steuern des Haupt- und des Hilfsschalters basieren auf dem gleichen Potential und schließen damit die Notwendigkeit eines Trenntransformators aus. Damit gelingt die Ausführung eines preiswerten Ansteuerschaltkreises.
Verschiedene Abwandlungen werden für Fachleute möglich sein, nachdem sie in der vorliegenden Offenbarung unterrichtet worden sind, ohne von deren Bereich, wie in den angefügten Ansprüchen festgelegt, abzuweichen.

Claims

1. Schaltenergiequelle mit:

einem Haupttransformator;

einem mit der Primärwicklungsseite des Haupttransformators verbundenen Hauptschalter;

einem Pulsbreite-Steuerschaltkreis zum Erzeugen eines Steuersignals, um die Einschaltzeit des Hauptschalters zu ändern, bis die rückgekoppelte Ausgangsspannung der Sekundärwicklungsseite des Haupttransformators einen vorgegebenen Wert erreicht;

einem mit dem Hauptschalter parallel geschalteten Kondensator;

einem Induktor, der an der Verzweigung von Kondensator und Primärwicklungsseite des Haupttransformators mit dem Kondensator verbunden ist;

einem Hilfsschalter zum selektiven Öffnen oder Schließen einer parallelen Verbindung des Induktors und Kondensators als Antwort auf das Steuersignal;

einer ersten Diode, die mit dem Hauptschalter in Reihe geschaltet ist und nichtleitend gemacht wird, wenn eine niedrigere Spannung als die Nullspannung an der ersten Diode anliegt;

einer zweiten Diode, die mit dem Hilfsschalter in Reihe geschaltet ist und nichtleitend gemacht wird, wenn eine niedrigere Spannung als die Nullspannung an der zweiten Diode anliegt; und

Steuereinrichtungen zum Verzögern des vom Pulsbreite- Steuerschaltkreis zum Hauptschalter laufenden Steuersignals bis für das Potential an der Verzweigung der Wert Null festgestellt worden ist.

2. Schaltenergiequelle nach Anspruch 1, bei der die Steuereinrichtung einen Nullspannung-Meßschaltkreis und ein Flipflop aufweist.

3. Schaltenergiequelle nach Anspruch 1, bei der die Steuereinrichtung einen Verzögerungsschaltkreis aufweist, um das zum Hauptschalter laufende Signal um eine vorgegebene Zeitdauer relativ zu dem zum Hilfsschalter laufenden Steuersignal zu verzögern.