DE69108848T2

DE69108848T2 - Verfahren und Schaltungsanordnung zum Abgleichen von Abweichungen in die Eingangs- und/oder Ausgangsspannung eines Umwandlers.

Info

Publication number: DE69108848T2
Application number: DE69108848T
Authority: DE
Inventors: Nils Thomas Baeckman; Bror Mats Karlsson
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Vertiv Sweden AB
Priority date: 1990-10-24
Filing date: 1991-10-14
Publication date: 1995-11-30
Anticipated expiration: 2011-10-15
Also published as: CA2053737A1; EP0483897B1; SE9003399L; DE69108848D1; ES2072533T3; SE467384B; SE9003399D0; ATE121232T1; US5229928A; DK0483897T3; EP0483897A1; CA2053737C

Description

Technisches Gebiet

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zur Steuerung von Leistungsröhren, die in wenigstens einem Wandler enthalten sind, der einen Teil einer Wandlerschaltung bildet, die an ihrem Eingang wenigstens zwei Gleichspannungen empfängt und Stromimpulse jeweils diesen Gleichspannungen entsprechend über ein gemeinsames Ausgangsfilter an eine gemeinsam Last abgibt, wobei die Steuerung darauf abzielt, die Gleichspannungen gleich zu halten.
In impulsbreitenmodulierten Strombetriebwandlern mit einer Impulsbreite von über 50% des Zyklus eines Stromimpulses, muss die sogenannte Abfall Kompensation ausgezogen werden, um unstabile Steuerung der Wandler zu vermeiden. Eine nähere Beschreibung davon findet sich z.B. in "Application Note U-97" der Firma Unitrode mit dem Titel "Modelling, Analysis and Compensation of the Current-Mode Controller". Wie auch noch näher aus der nachfolgenden Beschreibung hervorgehen wird, umfasst die Abfall Kompensation kurz auch den vorliegenden Fall wobei die Steuerung mittels eines Stopp- Impulses für jeden Stromimpuls durchgeführt wird, und der Stopp-Impuls mit Hilfe einer Sägezahnspannung gebildet wird. Der Anstieg der Sägezahnspannung hat gegenläufig zum Abfall des Stromimpulssägezahns eine Abfall der durch das Ausgangsfilter gebildet wird und mit einem Zyklus erscheint der gleich dem Zyklus des Stromimpulses ist und einer Eingangsgleichspannung entspricht, die durch die Anzahl der Eingangsgleichspannungen geteilt ist. Eine weitere Sägezahnspannung wird gebildet durch die Subtraktion der erstgenannten Sägezahnspannung von der zum addierten Stromimpuls, der der Eingangsgleichspannung entspricht, proportionalen Impulsspannung und der Stopp-Impuls wird jedesmal erzeugt, wenn der Sägezahn dieser weiteren Sägezahnspannung einen vorgegebenen festen Spannungspegel erreicht.
In einer Anordnung dieser Art ist es wichtig, dass die Eingangsgleichspannungen unter sich gleich sind, d.h., dass kein Ungleichgewicht erscheint, weil dies zu schwerwiegenden Nachteilen führen kann. Kleine Unterschiede zwischen den Wirkungsgraden von z.B. zwei Konvertern benötigen die Möglichkeit zur individuellen Abstimmung des Leistungsausganges aus den Konvertern.
Es ist auch wünschbar, dass die Frequenz des Ausgangsfilters so hoch wie möglich ist, um leicht ausfiltern zu können. So ist es erwünscht, dass alle Impulse und alle Impulslücken soweit wie möglich gleich sind, so dass nur die Summenfrequenz aller Konverter im Filter erscheinen.
Mit Ungleichgewicht wird hier gemeint, dass die Eingangs-Gleichspannungen ungleich sind und dass die Wandler die Ausgangsfilter mit Strom beliefern, der ein Frequenzspektrum hat, das eine Frequenz enthält, die tiefer ist als die für die das Filter dimensioniert ist. Riffel erscheinen am Ausgang und Störungen am Eingang. Ein Konverter kann überbelastet sein und der andere gibt weniger Leistung ab als die, für die er vorgesehen ist. Im ungünstigsten Fall kann ein Konverter eine derart hohe Eingangsspannung erhalten, dass er defekt wird. Eine Form des Ungleichgewichtes kann sich ergeben, wenn die Eingangsspannungen gleich sind, aber Impulse und Impulsintervalle ungleich sind.In diesen Fällen sind die Symptome auf schwerwiegende Störungen an den Eingängen und Ausgängen beschränkt.

Stand der Technik

Eine Schaltungsanordnung die im wesentlichen in der Art als Einleitung oben beschrieben ist ist in der EP - 0 162 374 beschrieben. In dieser bekannten Schaltungsanordnung wird die Steuerung ausgeführt, indem die Einschaltzeit der Stromkonverter geändert wird, so dass die relativen Abweichungen der Eingangs - Gleichspannungen unausgeglichen sind wenn die Abweichungen einen vorgegebenen Wert überschreiten. Diese Lösung kann den Fall nicht beheben, wenn beide Eingangsspannungen unter einen gewissen Wert absinken, sie benötigt jedoch für diesen Fall eine Notlösung indem die Kopplungsanordnung vollständig abgeschaltet wird.
Eine weitere Schaltungsanordnung von im wesentlichen derselben Ar, wie oben als Einleitung beschrieben ist in der US-A-4 347 558 beschrieben. In dieser Anordnung werden die beiden Eingangsspannungen durch Steuerung der Einschaltzeit der Leistungsröhren ausgeglichen, d.h. die Impulsbreite der Ausgangs - Stromimpulse wird geändert. Diese bekannte Schaltungsanordnung löst das Problem nicht, das erscheint, wenn Strombetriebs-Steuerung als ein Weg der Regulierung verwendet ist. Stombetriebs-Steuerung ist im Stand der Technik noch nicht einmal erwähnt.
US - 4 062 057, JP 60-106 361 und WO 81 02077 sind repräsentativ für den allgemeinen Stand der Technik ohne etwas zu lehren das der vorliegenden Erfindung, wie sie weiter unten beschrieben ist gleichen würde.

Beschreibung der Erfindung

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung in der Weise zu schaffen, wie sie als Einleitung angegeben ist, durch die eine vollständige Lösung der Probleme bei der Steuerung der Leistungsabgabe von Wandlern die von Gleichstromeinspeisung erhalten wird, d.h. die Lösung soll die oben erwähnten Probleme im Zusammenhang mit der Steuerung behandeln. Sie soll ausserdem ermöglichen unter allen operationellen Bedingungen zu arbeiten, d.h. unter kontinuierlichen wie auch unter diskontinuierlichen Induktorströmen am Filterausgangsbetrieb.
Im Verfahren entsprechend der Erfindung wird diese Aufgabe durch den Schritt gelöst, die entsprechenden Stromimpulse in bezug aufeinander ohne wesentliche Anderung deren Impulsbreite ändern.
In der Schaltungsanordnung entsprechend der Erfindung wurde die oben genannte Aufgabe mittels einer Steuerungsschaltung zur Steuerung der Eingangsspannung durch Verschieben der entsprechenden Stromimpulse in bezug zueinander ohne deren Impulsbreite wesentlich zu ändern, gelöst.
Ausführungsbeispiele zum Verfahren und zu der Schaltungsanordnung entsprechend der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung und der Zeichnung und sie sind in den abhängigen Patentansprüchen beansprucht.

Beschreibung der Zeichnung

Die Erfindung wird nachfolgend mit Bezug auf die Zeichnung näher erläutert. In der Zeichnung zeigen:
Fig.1 ein prinzipielles Schaltungsschema einer Wandlerschaltung in der die Erfindung angewendet werden kann,
Fig.2 eine ähnliche prinzipielle Schaltungsanordnung einer Ausführungsform einer Steueranordnung, die in der Schaltungsanordnung gemäss der Erfindung enthalten ist,
Fig.3 Strom- und Spannungsdiagramme im Zusammenhang mit Fig.1 und Fig.2,
Fig.4 eine detaillierte Darstellung einer Ausführungsform einer Partie der Schaltungsanordnung in Fig.2,
Fig.5 ein Spannungsdiagramm im Zusammenhang mit Fig.4,
Fig.6 eine detaillierte Darstellung einer Ausführungsform einer andern Partie der Schaltungsanordnung zur Steuerung entsprechend Fig.2,
Fig.7 eine detaillierte Schaltungsanordnung einer Ausführungsform entsprechend Fig.2, und
Fig.8 ein prinzipielles Schaltungsschema einer andern Wandler - Schaltungsanordnung bei dem die Erfindung eingesetzt werden kann.

Bevorzugte Ausführungsform

Die Schaltungsanordnung gemäss Fig.1 umfasst zwei gleiche Wandler, generell mit 2 und 4 bezeichnet. Die Wandler 2 und 4 haben in Reihe geschaltete Eingänge , die je einen Kondensator 6 und 8 umfassen. Im besonderen sind die Kondensatoren 6 und 8 in Reihe zwischen die Eingangsanschlüsse 10 oder 12 der Schaltungsanordnung geschaltet. Jeder dieser Wandler 2 und 4 enthalten einen durch Strombetrieb gesteuerte Wandlerbrücke, von der eine Diagonale parallel zum entsprechenden Eingangskondensator 6,8 liegt. Die entsprechende andere Diagonale dieser Brücken enthält eine Primärwicklung eines Ausgangstransformators 14 oder 16.
In jeder Brücke ist zudem ein Transistor 18 oder 22, die Primärwicklung des Transformators 14 oder 16, und ein Transistor 20 und 24 in Reihe und parallel zu dem Eingangskondensator 6 oder 8 geschaltet. Insbesondere ist der erstgenannte Kondensator 18 oder 20 mit der positiven Seite des Eingangskondensators 14 oder 16 verbunden und die leitende Richtung beider Transistoren geht von der positiven Seite aus. In jeder Brücke befindet sich eine Diode 26 oder 30, die Primärwicklung 14 oder 16 und eine Diode 28 oder 32 in Reihe parallel zu dem Eingangskondensator 14 oder 16. Insbesondere ist die erstgenannte Diode 26 oder 30 an die positive Seite des Eingangskondensators 14 oder 16 angeschlossen und die blockierende Richtung beider Dioden ist gegen die positive Seite hin.
Die Sekundärwicklungen der Transformatoren 14,16 sind über Gleichrichterdioden 34 oder 36 parallel mitei3 nander verbunden und arbeiten gemeinsam auf eine Last RL, die an Ausgangsanschlüsse 38 und 40 anschliessbar sind. Im Ausgang der zu den Anschlüssen 38,40 geführt ist, befindet sich eine Umpolungsgleichrichterdiode 42, die von einem Ausgangsfilter L&sub1;, C&sub1;; L&sub2;, C&sub2; gefolgt ist.
Die Schaltungsanordnung gemäss Fig.1 kann in einer an sich bekannten Ausführungsform sein, was die oben beschriebenen Details betrifft.
Gemäss einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung umfasst die Schaltungsanordnung eine Steuerschaltung, die bewirkt, dass der Ausgangsstrom aus den Wandlern 2,4 durch Stromimpulse der entsprechenden Wandler in bezug zueinander im wesentlichen ohne Änderung von deren Breite verschoben ist, so dass der Mittelwert der Spannung über der Last konstant gehalten wird. In der Steuerschaltungsanordnung, in Fig.1 allgemein mit 44 bezeichnet, wird die Steuerung, wie in Fig.1 mit unterbrochenen Strichen dargestellt ist, in einer Weise durchgeführt, die nachfolgend mittels Einschaltimpulsen und Ausschaltimpulsen an die Transistoren 18 - 24 beschrieben wird.
Die anvisierte Steuerung kann erreicht werden, indem die Start- und Stoppzeiten der Stromimpulse für die Transistoren des Wandlers mit kleiner Eingangsspannung ein wenig nach vorn verschoben sind. Durch die Vorverschiebung der Startzeit hat der Strom im Ausgangsfilter Zeit etwas früher abzunehmen als das Filter beginnt Strom aus dem Wandler zu ziehen, der eine niedrige Eingangsspannung hat.
Als Parameter für die Steuerung, mit ctrl 1 und ctrl 2 bezeichnet, sind die entsprechenden Eingangsspannungen U&sub1; und U&sub2; der Wandler 2 und 4, wie bei 48 und 49 dargestellt, die Ausgangsspannung U&sub3; der Schaltungsanordnung die über die Last angelegt ist, wie bei 50 dargestellt, und die entsprechenden Ströme I&sub1;, I&sub2; durch die Primärwicklung des jeweiligen Transformators 14 und 16, wie bei 52 und 54 dargestellt benützt.
Es wird nachfolgend bezug auf das Prinzipschema der Steuerschaltungsanordnung Fig.2 in Verbindung mit dem Diagramm in Fig.3 genommen.
Die beiden Spannungen U&sub1; und U&sub2; werden in einer Gleichgewichtsfühler 56 verarbeitet, so dass an einem der beiden Ausgänge der Schaltungsanordnung ein erstes Signal erhalten wird, das den Unterschied zwischen den Spannungen darstellt und am andern Ausgang ein zweites Signal erhalten wird, das der invertierte Wert des ersten Signals ist. Das erste und das zweite Signal werden je zu einer Impulsverbreiter-Schaltungsanordnung 58,60 geführt. An jeweils einen invertierenden Eingang 58' und 60' von jeder Impulsverbreiter- Schaltungsanordnung wird ein Taktimpuls aus einem Taktgeber 62 geführt, der ein sehr kurzer negativer Impuls ist, der damit in einen positiven Impuls invertiert wird. Die Impulsbreite kann 300 ns und die Impulswiederholung 10 us sein.
Die Impulsverbreiterungs-Schaltungsanordnungen 58,60 arbeiten derart, dass am Ausgang von einer von ihnen ein erster Auslöseimpuls mit derselben Impulsbreite wie die des Taktimpulses erscheint und am Ausgang der andern ein zweiter Auslöseimpuls erhalten wird, der proportional zur Differenz zwischen den Spannungen U&sub1; und U&sub2; verbreitert ist. Diese Auslöseimpulse sind mit E1 und E2 in den Fig. 2 und 3 bezeichnet. Die Stromimpulse der beiden Wandler 2 und 4 werden durch die negativen Flanken der entsprechenden Auslöseimpulse ausgelöst.Dies wird durch Impulsformung und Treiber Schaltungsanordnungen 64 und 66 durchgeführt, an deren Ausgängen die Signale ctrl 1 und ctrl 2 erscheinen.
Welcher der beiden Wandler 2 und 4 ausgelöst wird, wird durch Auslösung einer bistabilen Schaltung 67 mit Flankenauslösung bestimmt, der seinerseits durch den Taktimpuls aus dem Taktgeber 62 mit dessen negativer Flanke ausgelöst wird. Der Zeitpunkt für die negative Flanke zeigt die maximale Impulsbreite für den vorangehenden Stromimpuls an. Die beiden Ausgänge der bistabilen Schaltung 67 sind mit Sperreingängen 64' und 66' der Schaltungen 64 und 66 verbunden. Mit der Aktivierung dieser Sperreingänge wird erreicht, dass die entsprechenden Ausgänge der Schaltungen 64,66 für die Signale ctrl 1 und ctrl 2 in einem Zustand gesperrt sind die verhindern, dass die Transistoren der entsprechenden Wandler 2, 4 leiten. Daraus folgt auch, dass jede Sekunde der Impulse E1, E2 überflüssig ist. Wie weiterhin bei 68 und 70 in Fig.2 gezeigt ist, sind die Spannungen U(I1) und U(I2, die von den Transistorströmen I1 und I2 abgeleitet sind (gezeigt in Fig.1 durch die Seriewiderstände zu den entsprechenden Primärwicklungen der Transformatoren 14 und 13) zu dem Spannungspegel Q addiert, der durch Integration der Differenz zwischen den Spannungen U3 und einer Nominalspannung Unom. Die resultiernde Spannung ist in Fig.2 und 3 angegeben und kann auch als A=U(I1) + U(I2) + Q geschrieben werden.
Eine kompensierende Sägezahnspannung, wie sie als Beispiel in der Einleitung angegeben ist, wird von der Spannung A bei 72 abgezogen, wobei die genannte kompensierende Sägezahnspannung von einem Sägezahngenerator 74 kommt, von dem die Ausgangsspannung in Fig. 2 und 3 mit B angegeben ist. Entsprechend einer Ansicht der vorliegenden Erfindung wird der Generator 74 durch Signale vom Ausgang des Gleichgewichtsfühlers 56 gesteuert, wie mittels den Pfeilen die davon ausgehen, angezeigt ist, so dass das Erscheinen des Sägezahns B durch das Erscheinen einer Differenz, wenn vorhanden, zwischen den Spannungen U1 und U2 bewirkt werden kann. Der Sägezahngenerator ist auch mit den Ausgängen der bistabilen Schaltung 67 verbunden, wie beispielsweise in Fig.2 dargestellt ist, um die Arbeitsweise des Sägezahngenerators in einer Art zu steuern, die im Zusammenhang mit der Beschreibung der Ausführungsform gemäss Fig.4 näher erläutert ist.
Die Spannung die bei 72 aus der Subtraktion resultiert ist in Fig.2 und 3 mit C bezeichnet. Die Spannung C ist zu einem Schwellwertgeber 76 geführt der umschaltet, wenn die Impulse der Spannung C einen vorgegebenen Umschaltwert erreicht. Die Spannung am Ausgang der Schaltung 76 ist in Fig. 2 und 3 mit D bezeichnet. Die Spannung C steigt an, so dass die Schaltung 76 auf hoch (D) schaltet, was ein Stoppsignal an das leitende Transistorpaar abgibt. Dies bewirkt, dass der Strom durch das Transistorpaar verschwindet, U(II) oder U(I2) um dann gegen null abzunehmen (A). Dadurch verkleinert sich auch C genügend, damit die Schaltung 76 umschaltet und D wieder klein wird. Somit sind die Stoppeingänge der Schaltungen 64 und 66 in Wirklichkeit nicht Flanken ausgelöst.
In Fig.3 zeigen voll ausgezogene Linien die Ströme I1 und I2 und die Kurvenformen A-E1,E2 wenn dort ein Gleichgewicht zwischen den Wandlern 2 und 4 herrscht, das heisst, wenn U1 = U2.
Abhängig von dem Unterschied zwischen den Spannungen U1 und U2 bei Ungleichgewicht und abhängig von dem Ausgangssignal aus dem Gleichgewichtsfühler 56 erscheint einerseits eine Anderung des Ausgangssignals des Sägezahngenerators 74 und eine Verbreiterung der Auslösesignale aus den Schaltungen 58 und 60 andererseits. Unterbrochene Linien in Fig.3 zeigen die Änderung der Kurvenformen, wenn U1 ein wenig grösser als U2 ist.
Wenn die Eingangsspannung zu einer der Wandlerhälften ansteigt/abnimmt wird entsprechend die Steilheit des Sägezahnstromes (I1 oder I2) ebenfalls bis zu einem entsprechenden Wert ansteigen/abnehmen, weil der Wert des Sägezahns proportional zur Differenz zwischen der zur Primärseite transformierten Eingangsspannung und der Ausgangsspannung ist (Die Ausgangsspannung ist konstant). Die Änderungen der Flanken dieser Signale werden durch Änderung der Kompensationsflanke kompensiert, siehe die unterbrochenen Striche von I1 und I2 und der Kurve B, so dass die Flanken der Kurve C unverändert bleiben oder überkompensiert werden.
Das obere Profil der Kurve A entspricht dem Strom im Ausgangsinduktor L1. Die markierte negative Flanke im Diagramm (Kurve A) gehört daher nicht zur Kurve A. Der Strom des Ausgangsinduktors ist von zentraler Bedeutung, indem die Erfindung auf der Intension basiert, dass dieser Strom Zeit zum mehr Abnehmen haben soll bevor er vom Wandler mit geringer Eingangsspannung genommen wird als wenn er vom andern Wandler genommen wird. In bezug auf den Rest der Kurve A, kann bemerkt werden, dass das Signal Q in zeitlicher interessierender Hinsicht ein Signal mit konstantem Pegel ist.
Die Modifikation der Sägezahnspannung führt über die Funktion der Schwellwertschaltung 76 zur geänderten Position, die mit unterbrochenen Strichen des Stoppimpulses gezeigt, zu den Schaltungen 64 und 66. Infolge der Tatsache, dass, wie erwähnt, die Start und die Stoppzeiten für ctrl 1 und ctrl 2 durch die negativen Flanken der Auslöseimpulse E1 und E2 und der Lage der Spitze D bestimmt sind, was im interessierenden Fall zur Verzögerung von ctrl 2 führt, wie Fig.3 zeigt. Dies zeigt implizit das Erreichen des gewünschten Resultates, dass die Stromimpulse durch die Wandler gegeneinander verschoben sind.
Wie sich vom obigen gezeigt haben sollte, baut die Erfindung auf das Prinzip, dass die Relation zwischen dem Ausgangsstrom in den Wandlern durch die Stromimpulse die in Relation zueinander verschoben sind, ohne dass deren Breite während kontinuierlichem Betrieb geändert wurde, gesteuert ist. Aus der Geometrie der Form der Impulse C kann eine Bedingung zur Beibehaltung der Breite der Impulse abgeleitet werden, nämlich dass die positive Flanke der Impulse von Impuls zu Impuls gleich sein sollte. Diese Bedingung ist auch im Fall erfüllt, dass den Wandlern unterschiedliche Eingangsspannungsteile durch Hilfe des Abgleichs der hinteren Flanke, zugeführt werden. Die positiven Flanken des Stromes I1a oder I2 ist eine Funktion des Eingangsstromes und wenn die Spannungsteile unterschiedlich sind so wird die positive Flanke des entsprechenden Stromimpulses unterschiedlich sein, darin resultiernd, dass die Breite der Impulse ein wenig unterschiedlich werden. Der erscheinende Fehler ist normalerweise sehr schmal, weil die Gleichheitsschaltung normalerweise Gleichheit beibehält. Praktische Versuche haben jedoch gezeigt, dass der Abgleich der Vorderflanke bei hohen Ausgangsströmen allein die Gleichheit nicht beibehalten kann, das ist, wenn die Stromimpulse hoch sind. Der Abgleich der hinteren Flanken löst das Problem mit Änderung in der Impulsbreite, durch gleichzeitige Verbreiterung eines der Impulse bei gleichzeitiger Verschmälerung des andern Impulses, so dass die normale Impulsbreite wieder hergestellt ist.
Eine Ausführungsform einer im Detail dargestellten Schaltungsanordnung einer Lösung mit Kooperation zwischen den Elementen 56 - 62 in Fig.2 ist in Fig.4 dargestellt und ist mehr im Detail mit den Diagrammen in Fig.5 illustriert. In den letztgenannten Figuren sind beispielsweise die Werte von gewissen Komponenten und Spannungspegeln gegeben.
Die beiden Spannungen U&sub1; und U&sub2; die abgeglichen werden sollen werden im Block 56 empfangen und je mit einem isolierten Verstärker (nicht dargestellt) gemessen. Die gemessenen Signale mit Uc 1 bal und Uc 2 bal bezeichnet, werden einem Differentialverstärker 78 zugeführt. Die erhaltenen Signale, als F bezeichnet werden einerseits einem Inverter 80 und anderseits dem ersten Impulsverbreiter 58 zugeleitet. Das invertierte Signal, mit G bezeichnet, wird der zweiten Impulsverbreiterschaltung 60 zugeführt.
Der Taktgeber (in Fig.4 nicht dargestellt) gibt das Taktsignal H das entsprechend dem oben gesagten aus sehr schmalen Impulsen von etwa 300ns besteht und eine Wiederholzeit von 10 us hat. Die Taktimpulse setzen einen Sägezahngenerator auf null der aus einem Kondensator 86 über zwei parallele Verstärker 88 und 90 und einem Transistor 92 besteht.Das Basissignal zum Transistor 92 ist mit I bezeichnet und ds Sägezahnsignal über dem Kondensator 86 ist mit J bezeichnet.
Jeder der Impulsverbreiterschaltungen 58,60 umfassen einen Komparator 94 oder 96. Das Sägezahnsignal über dem Kondensator 86 ist den entsprechenden positiven Eingängen der Komparatoren 94 und 96 zugeleitet. Die Spannung an diesen positiven Eingängen weichen von der Spannung J infolge des Reihenwiderstandes 98 ab, auf den auch verzichtet werden könnte. Signale, die aus den Signalen F und G an den entsprechenden negativen Eingängen der Komparatoren 94 und 96 resultieren, sind mit K und L bezeichnet.
Die Ausgangsspannung aus den Komparatoren 94 und 96 sind mit M und N bezeichnet sind je an die Eingänge von NAND-Toren 100 und 102 geführt. Dem zweiten Eingang der NAND-Tore ist ein Taktsignal zugeleitet und die Ausgänge der genannten Tore bilden die Ausgänge der entsprechenden Impulsverbreiter 58 und 60. Die entsprechenden Ausgangssignale sind mit o und P bezeichnet und entsprechen den Signalen E2 und E1.
Eine Rückkopplungsschleife erstreckt sich vom Ausgang jedes NAND-Tores zum negativen Eingang des entsprechenden Komparators über Schaltungen 104 und 106, die je aus einem Widerstand und einem Kondensator in Parallelschaltung bestehen. Die schmalen Einschnitte der Kurven K und L sind in Fig.5 zwecks Klarheit vergrössert und kommen von dieser positiven Rückkopplung her und resultieren in sicherem und unterscheidbarem Umschalten des Komparators.
Wenn die Taktzeit von 300 ns vorbei ist, können die Komparatoren 94 und 96 eine negative Flanke am entsprechenden Ausgang abgeben, wenn die richtige Zeit erreicht wurde. Diese Zeiten sind durch die vorangehende Zeit bevor das Sägezahnsignal J den gleichen Pegel erreicht wie die entsprechende Eingangsspannungen K und L bestimmt, bewirkt durch die positive Rückkopplung und an den negativen Eingängen der Komparatoren erscheinend. Im gezeigten Beispiel beaufschlagt der Taktimpuls H direkt das NAND-Tor 100 das praktisch sofort umschaltet und dies bewirkt seinerseits die Eingangsspannung K über die Rückkopplung so dass der Komparator 94 umschaltet und den Anstieg der Ausgangsspannung M bewirkt. Der Komparator 96 schaltet nie um,weil die Spannung L immer unterhalb des Sägezahnsignals J liegt und dies resultiert konsequenterweise in der gezeigten Ausgangsspannung N.
Die positiven Flanken der Ausgangsspannung 0 aus dem NAND-Tor 100 sind nur durch die negativen Flanken des Taktimpulses H bestimmt und durch die Verzögerung im NAND-Tor. Die Zeit seiner negativen Flanken ist bestimmt durch die Zeit der positiven Flanken der Taktimpulse H zuzüglich der Zeit die durch die Sägezahnspannung J und die Verzögerung durch den Komparator und dem NAND- Tor bestimmt ist.
Die Kurvenform der Ausgangsspannung P aus dem NAND-Tor 102 ist die direkte Inversion des Taktimpulses H zuzüglich der Verzögerung durch das Tor.
Eine Ausführungsform einer im Detail dargestellten Schaltungsanordnung zur Erzeugung der Sägezahnspannung B ist in Fig.6 gezeigt.
Der Sägezahngenerator 74 umfasst als Hauptkomponente einen Kondensator 110 und einen auf null setzenden Transistor 112. Das Sägezahnsignal über dem Kondensator 110 ist eine Spannung, die mittels des Transistors 114 und des Kondensators 116 in einen Strom umgewandelt ist.
Die Flanke des kompensierenden Sägezahns nimmt proportional zur Grösse der Abweichung vom Gleichgewicht ab, das heisst zwischen den Spannungen U1 und U2. Dies wird mittels der Spannungen F und G erreicht, die aus dem Gleichgewichtsfühler 56 über Dioden 118 und 120 zur Aufnahme dieser Spannungen, wie oben beschrieben, erhalten werden. Widerstände 122 und 124 und Transistoren 126 und 128 geben einen Anteil an die Sägezahnspannung, die zweimal so gross ist als die Abnahme über die Dioden 118 und 120. Die bistabile Schaltung 67, die, wie oben beschrieben, mit dem Sägezahngenerator verbunden ist, wählt über Widerstände 130 und 132 die Sägezahnimpulse aus, die den Beitrag erhalten sollen und diejenigen die ihn nicht erhalten sollen.
Um zu resümieren soll die Flanke aller Sägezahnimpulse zuerst abnehmen, worauf zweimal soviel wie abgenommen wurde, jedem zweiten Impuls wieder zugesetzt wird. wie die flanke mit unterbrochenen Strichen der Kurve B in Fig.3 gezeigt ist.
Fig.7 zeigt sehr schematisch eine mögliche Ausführungsform einer Impulsformer- und Operationsschaltung 64 und 66 die weiter vorn als Blöcke in Fig.2 dargestellt waren. Die dimensionierenden Angaben im Schema sollen selbstverständlich nur als Beispiele angesehen werden. Die Schaltungen 64,66 umfassen an ihren zwei Eingängen zwei monostabile Schaltungen 140, 142. Die Auslösesignale E1 und E2 werden dem Flip-Flop 140 zugeführt, der auf der negativen Flanke der Signale umschaltet. Am Ausgang der Schaltung werden die beiden Signale ctrl 1 und ctrl 2 auf die in den Figuren gezeigten Art erhalten. Die nähere Ausführungsform und die Arbeitsweise der Schaltungen 64,66 sollten dem Fachmann ohne weitere Erläuterungen soweit klar sein.
Selbstverständlich ist die Erfindung nicht auf die oben beschriebenen und in der Zeichnung dargestellten Ausführungsformen beschränkt sein sondern sie kann im Rahmen der Ansprüche modifiziert werden. Es sollte insbesondere festgehalten sein, dass die Erfindung nicht nur in einer Anordnung gemäss Fig.1 verwendbar ist, in der eine sogenannte strombetriebene "Doppelvorwärts" Schaltung mit seriell verbundenen Eingängen dargestellt ist, sondern ebensogut in einer in Fig.8 dargestellten strombetriebenen Halbbrücke benützt werden kann. Das Problem bei einer strombetriebenen Halbbrücke ist auf Seiten C3-4 einer Publikation der Unitrode Company 1986 mit dem Titel " Switching Regulated Supply Design Seminar Manual", beschrieben.
Ausserdem kann die Erfindung auch in gewissen Typen von Wandlern für diesen kontinuierlichen Betrieb eingesetzt werden, wobei möglicherweise nur die Vorderflanken Abgleichung verwendet werden muss. Die Abgleichung der Vorderflanke funktioniert ausgezeichnet bei niedrigen und mittelhohen Ausgangsspannungen jedoch weniger gut bei hohen Spannungen.Sie arbeitet in zwei verschiedenen Betriebsarten: Neben der Position des Stromimpulses wird bei mittelhohen Stromimpulsen nur deren Amplitude beeinflusst, wobei bei unterbrochenen Strömen die Amplituden und die Breiten neben der Lage beeinflusst werden.
Der Abgleich der hinteren Flanke funktioniert bestens bei hohen und bei mittelhohen Belastungen und gar nicht bei niedrigen. Bei niedrigen Ausgangsströmen, wenn die Ausgangsdrossel sich der unterbrochenen Betriebsart nähert besteht eine Gefahr des Sperrens infolge des Signals zur Änderung der Steuerungscharakteristik. Der Abgleich der hinteren Flanke ändert nur die Breite der Stromimpulse, wobei der Abgleich der Vorderflanke während kontinuierlichem Betrieb der Ausgangsdrossel die Lage und die Amplitude der Stromimpulse variiert.

Claims

1. Verfahren zur Steuerung von Leistungsröhren, die in wenigstens einem Wandler enthalten sind, der einen Teil einer Wandlerschaltung bildet, die an ihrem Eingang wenigstens zwei DC-Spannungen empfängt und Stromimpulses jeweils entsprechend zu diesen DC-Spannungen über ein gemeinsames Ausgangsfilter an eine gemeinsame Last sendet, wobei die Steuerung darauf abzielt, die DC- Spannungen gleich zu halten, gekennzeichnet durch ein Regeln der Eingangsspannungen durch Verschieben der jeweiligen Stromimpulse in bezug aufeinander im wesentlichen ohne ihre Breiten zu verändern.

2. Verfahren nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch ein Bestimmen der Stopzeit für die Stromimpulse als eine Funktion der Differenz zwischen den Eingangsspannungen, derart daß die Stopzeit von Stromimpulsen, die von einer niedrigeren Eingangsspannung als eine andere abstammen, in bezug auf die Differenz verschoben wird.

3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerung ein Erzeugen eines Stopimpulses für jeden Stromimpuls mittels einer Rampenspannung umfaßt, deren Rampe mit einer Wiederholungsperiode auftritt, die gleich der Wiederholungsperiode des Stromimpulses ist, der von einer Eingangsspannung abstammt, die mit der Anzahl von Eingangsspannungen unterteilt ist, wobei die Steigung der Rampen die Position des Stopimpulses bestimmt, gekennzeichnet durch ein Ändern der Steigung der Rampen entsprechend der Stromimpulse in Bezug auf eine Abweichung von dem Durchschnittswert der Eingangsspannungen.

4. Verfahren nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch ein Regeln des Durchschnittswerts der Steigungsänderungen auf Null.

5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, gekennzeichnet durch ein Bestimmen der Startzeit der Stromimpulse als eine Funktion der Differenz zwischen den Eingangsspannungen derart, daß die Startzeit für einen Stromimpuls, der von einer niedrigeren Eingangsspannung als eine andere abstammt, in bezug auf die Differenz verschoben wird.

6. Verfahren nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch ein Triggern auf die Stromimpulse durch die hintere Flanke eines Triggerimpulses mit einer festen Wiederholungsperiode und einer Breite, die proportional zu der Differenz zwischen den Eingangsspannungen variiert wird.

7. Schaltungsanordnung zur Steuerung von Leistungsröhren, die in wenigstens einem Wandler (2, 4) enthalten sind, der einen Teil einer Wandlerschaltung bildet, die eine Eingangseinrichtung zum Empfang von wenigstens zwei DC- Spannungen (U1, U2) und eine Einrichtung zum Senden von Stromimpulsen jeweils entsprechend zu diesen DC- Spannungen über ein gemeinsames Ausgangsfilter (L1, C1) an eine gemeinsame Last (RL) aufweist, wobei die Steuerung darauf abzielt, die DC-Spannungen gleich zueinander zu halten, gekennzeichnet durch eine Steuerschaltung (44) zum Regeln der Eingangsspannungen durch Verschieben der jeweiligen Stromimpulse in bezug zueinander im wesentlichen ohne Veränderung ihrer Breiten.

8. Anordnung nach Anspruch 7, gekennzeichnet durch eine Schaltungseinrichtung (56, 68-76) zur Bestimmung der Stopzeit des Stromimpulses als eine Funktion der Differenz zwischen den Eingangsspannungen derart, daß die Stopzeit von Stromimpulsen, die von einer niedrigeren Eingangsspannung als eine andere herrühren, in bezug auf die Differenz verschoben wird.

9. Anordnung nach Anspruch 8, umfassend einen Rampenspannungsgenerator (74) zur Erzeugung einer Rampenspannung (B) mit Rampen, die mit einer Wiederholungsperiode gleich der Wiederholungsperiode des Stromimpulses auftreten, der von einer mit der Anzahl von Eingangsspannungen unterteilten Eingangsspannung abstammt, und eine Schaltungseinrichtung (68-72, 76), um mittels der Rampenspannung einen Stopimpuls zu erzeugen, dessen Position durch die Steigung der Rampen bestimmt ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Rampenspannungsgenerator (74) durch Ausgangssignale (F, G) aus der Schaltungseinrichtung (56) gesteuert wird, die angeordnet ist, um die Differenz zwischen den Eingangsspannungen (U1, U2) zu bestimmen, so daß die Steigung von Rampen entsprechend zu den Stromimpulsen in bezug auf die Abweichung von dem Mittelwert der Eingangsspannungen geändert wird.

10. Anordnung nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch eine erste Schaltungseinrichtung (118, 120) zur Verkleinerung der Steigung von allen Rampen in bezug auf die Größe der Differenz zwischen den Eingangsspannungen, und eine zweite Schaltungseinrichtung (122-128) zur Vergrößerung der Steigung von einigen Rampen, so daß der Durchschnittswert von allen Steigungsänderungen Null ist.

11. Anordnung nach einem der Ansprüche 7 bis 10, gekennzeichnet durch eine Schaltungseinrichtung (56-62) zur Bestimmung der Startzeit der Stromimpulse als eine Funktion der Differenz zwischen den Eingangsspannungen (U1, U2) derart, daß die Startzeit für einen Stromimpuls, der von einer niedrigeren Eingangsspannung als eine andere abstammt, in bezug auf die Differenz verschoben wird.

12. Anordnung nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch eine dritte Schaltungseinrichtung (56-62) zur Erzeugung eines Triggerimpulses (O, P) mit einer festen Wiederholungsperiode und einer Breite, die proportional zu der Differenz zwischen den Eingangsspannungen (U1, U2) verändert wird, und eine vierte Schaltungseinrichtung zum Triggern auf die Stromimpulse auf der hinteren Flanke dieses Triggerimpulses.