DE69020909T2

DE69020909T2 - Verfahren und vorrichtung zur messung der temperatur eines elektrokonduktiven materials.

Info

Publication number: DE69020909T2
Application number: DE69020909T
Authority: DE
Inventors: Lauri Holappa; Heikki Seppae
Original assignee: Valtion Teknillinen Tutkimuskeskus
Current assignee: Valtion Teknillinen Tutkimuskeskus
Priority date: 1988-08-24
Filing date: 1990-02-14
Publication date: 1995-12-07
Anticipated expiration: 2010-02-15
Also published as: US5354130A; CA2075931A1; DE69020909D1; EP0515356A1; EP0515356B1; WO1991012503A1

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Messen der Temperatur eines elektrisch leitenden Materials gemäß Oberbegriff des unabhängigen Anspruchs. Die Erfindung betrifft außerdem eine Vorrichtung zur Ausführung des Verfahrens. Das Verfahren und die Vorrichtung ermöglichen die Messung der Temperatur eines heißen, festen oder schmelzflüssigen leitenden Materials ohne Berührung zwischen dem Meßfühler und dem Meßobjekt.
Hohe Temperaturen von einigen hundert oder tausend Grad (ºC) werden vornehmlich unter Verwendung eines Pyrometers oder eines Thermoelements gemessen. Ersteres basiert auf der Messung der Wärmestrahlung, die von dem Objekt abgegeben wird, letzteres auf dem thermoelektrischen Effekt.
Das Strahlungs-Pyrometer ist ein Bauelement zur berührungslosen Temperaturmessung. Es ist in der Lage, die Temperaturen aus einer beträchtlichen Entfernung von dem Objekt zu messen. Ein Nachteil bei dem Strahlungs-Pyrometer für beispielsweise Messungen in der metallurgischen Industrie ist der Umstand, daß die Emissionsstärke des strahlenden Objekts zusätzlich zu dessen Temperatur auch von dem strahlenden Material abhängt. Daher kann z. B. bei der Messung der Temperatur einer Metalloberfläche eine Oxid-Rekrement-Schicht auf der Obefläche oder eine Schlacke-Schicht auf der Oberfläche geschmolzenen Metalls signifikante Fehler hervorrufen, die schwierig zu kompensieren sind. In ähnlicher Weise verursachen Rauch, Staub, Wasserdampf etc. Fehler.
Das Thermoelement wird üblicherweise speziell zum Messen der Temperaturen von geschmolzenen Metallen eingesetzt. Dieses Bauelement wird zur direkten Messung verwendet, d.h., das Thermoelement wird in das Meßobjekt eingetaucht. Das Problem ist die Aggressivität der Umgebung. Die Sensoren, die für die Messungen eingesetzt werden, haben allgemein eine zweckdienliche Ausgestaltung, und deshalb beziehen sich die Messungen auf spezielle Punkte in den Objekten. Für kontinuierliche Messungen muß man Schutzrohre einsetzen, und diese verzögern die Wärmeübertragung und erhöhen die Meßzeitverzögerung des Elements.
Aus praktischen Gründen ist das Thermoelement nur schwierig zum Messen der Temperatur von sich bewegenden heißen Objekten, beispielsweise Guß- oder Walzblöcken einsetzbar. Daher wurden an der Objektoberfläche befestigte Thermoelemente lediglich zu Forschungszwecken eingesetzt.
Es ist bekannt, daß das Rauschen in einer thermisch ausgeglichenen elektrischen Schaltung direkt proportional zu der Temperatur ist. Eine allgemeine Formulierung dieser Gesetzmäßigkeit ist durch das Dissipationstheorem gegeben, das bei Anwendung auf einen elektrischen Widerstand das sogenannte Nyquisttheorem ergibt. Ein Gerät zum Messen der Rauschtemperatur auf der Grundlage dieses Theorems wurde bereits konstruiert. Unter Verwendung dieses Geräts läßt sich die Temperatur unter Verwendung der Bolzmann-Konstanten realisieren. Dieses Prinzip wurde dazu benutzt, sowohl niedrige als auch sehr hohe Temperaturen genau zu messen. Bei diesen Messungen wird das Rauschen aus einem Widerstand gemessen, der thermisch mit dem Meßobjekt gekoppelt ist. Allerdings steht dem Einsatz dieses Verfahrens und dieses Geräts für Temperaturmessungen an heißen und insbesondere bewegten Objekten der Umstand entgegen, daß die Verbindungsleiter, die Kontakte und der Widerstand selbst durch hohe Temperaturen zerstört werden.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein neues und verbessertes Verfahren und eine ebensolche Vorrichtung zum Messen der Temperatur elektrisch leitender Materialien anzugeben, das bzw. die eine berührungslose Messung der Temperatur eines Körpers oder eines Objekts gestattet. Bezüglich der besonderen Merkmale der Erfindung wird hinsichtlich des Verfahrens auf Anspruch 1, hinsichtlich der Vorrichtung auf Anspruch 8 Bezug genommen.
Das erfindungsgemäße Verfahren basiert auf der Messung des thermischen Rauschens unter Verwendung einer Resonanzschaltung ohne Berührung mit dem zu messenden Material, insbesondere eines heißen Objekts. Bei diesen Verfahren wird die Fluktuation eines Magnetfelds, das durch die Zufallsbewegung der Ladungsträger in einem Metall oder einem anderen leitenden Material erzeugt wird, aus einer Entfernung von der Materialoberfläche gemessen.
Das Verfahren und die Vorrichtung gemäß der Erfindung haben die folgenden Vorteile. Die Messung kann ohne Berührung mit dem Meßobjekt erfolgen. Isolierstoffe, beispielsweise Luft, Staub, Wasserdampf oder andere Verunreinigungen stören die Messung nicht signifikant. Deshalb sind das Verfahren und die Vorrichtung insbesondere anwendbar bei industriellen Messungen, beispielsweise beim Messen der Temperatur heißer Gieß- oder Walzblöcke. Kontinuierliche Temperaturmessung sich bewegender Blöcke ist ebenfalls möglich. Das Verfahren ermöglicht auch die Messung der Temperatur geschmolzener Metalle durch eine Isolierschicht eines Abdeckmaterials hindurch. Unter genau gesteuerten Laborbedingungen kann die Messung mit sehr hoher Genauigkeit erfolgen, so daß das Verfahren dazu dienen kann, Referenz-Temperaturen zum Kalibrieren von Thermoelementen oder Pyrometern zu erhalten.
Im folgenden wird die Erfindung im einzelnen unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben. Es zeigen:
Figur 1 Ein Blockdiagramm einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen Vorrichtung;
Figur 2 das Rauschmodell der Vorrichtung nach Figur 2;
Figur 3 eine perspektivische Ansicht einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen Vorrichtung, teilweise geschnitten;
Figur 4 ein Blockdiagramm einer weiteren Ausführungsform der Erfindung in Verbindung mit einer Meßeinheit;
Figur 5 die Ergebnisse, die mit der erfindungsgemäßen Vorrichtung bei Versuchsmessungen an einem Stahlkörper erhalten wurden.
Auf der Basis des Nyquisttheorems kann ein elektrischer Widerstand in einem Zustand thermischer Ausgeglichenheit in bezug auf seine Umgebung eine Rauschenergie kBT pro Bandeinheit in einen Widerstand bei der absoluten Nulltemperatur liefern. Dies gilt nur für niedrige Frequenzen, weil bei hohen Frequenzen die Wärmeenergie in Form von Quanten in die Umgebung abgegeben wird und der Leistungstransfer pro Bandeinheit frequenzabhängig wird. Dieses Phänomen tritt nur bei sehr hohen Frequenzen auf, so daß, soweit es das Verfahren und die Vorrichtung gemäß der Erfindung anbelangt,die Leistung gleichmäßig über verschiedene Frequenzen verteilt ist. Einfach gesagt, bedeutet das Nyquisttheorem, daß jeder elektrische Verlust einhergeht mit einer Wärmerauschspannung, deren Betrag von der Temperatur T, dem Wert des Widerstands R und der Breite BN des zu der Messung gehörigen Rauschbandes abhängt. Folglich läßt sich die Erzeugung des Rauschens beschreiben als eine Ersatz-Stromquelle, die parallel zu dem Widerstand geschaltet ist. In anderen Worten:
< e > = 4kBTBNR (1)
< i > = 4kBTBN/R (2)
wobei kB die Bolzmann-Konstante (1,38 x 10&supmin;²³ W/K) ist. Wenn die zu dem Quantum hf (h ist die Planck'sche Konstante, f ist die Quanten- Frequenz) gehörige Energie sich der Wärmeenergie kBT annähert, sind die Gleichungen (1) und (2) nicht mehr gültig.
Bei der erfindungsgemäßen Vorrichtung nach Figuren 1 und 2 gelangen die Verluste des Meßobjekts 1 durch eine teilweise offene Resonanzschaltung 3 an den Eingang des Verstärkers 2. In diesem Fall verwendet die Resonanzschaltung 3 eine Spule 4. Die Induktivität der Resonanzschaltung ist Lk, und ihre Verlustwiderstände reduzieren sich auf einen Parallelwiderstand Rk und eine entsprechende Rauschstromquelle ik. Der Parallelwiderstand Rx repräsentiert die äquivalenten Verluste des Meßobjekts 1 in der Resonanzschaltung 3, ix bedeutet den aus den Verlusten resultierenden Rauschstrom. Da das leitende Objekt 1 auch die Verteilung des externen Feldes beeinflußt, hängt die Resonanzschaltungs-Induktivität L ab von der Entfernung S zwischen der Spule 4 und dem Objekt 1. Unter Verwendung statischer Schutzelemente läßt sich die Induktivität der Spule 4 als nur veränderlich betrachten, bestehend aus einem konstanten Teil Lk, und die Änderung in der Resonanzfrequenz fo, (ωo) wird dargestellt durch eine veränderliche Induktivität Lx. Das Verstärkerrauschen in Figur 2 wird repräsentiert durch Strom- und Spannungs-Rausch-Generatoren ifet und efet, die an den Ausgang angeschlossen sind. Die Last des Verstarkers wird durch einen Widerstand Rf repräsentiert. Die Temperaturen Tx, Tk und Tf stellen die Temperatur des Meßobjekts, die Spulenrauschtemperatur bzw. die Verstärkerrauschtemperatur dar. Sämtliche Kapazitäten der Schaltung sind in der Kapazität C enthalten, von der angenommen wird, daß sie unabhängig ist von der Entfernung s zwischen dem Objekt 1 und dem Sensor 5, der in seiner einfachsten Form aus einer Spule 4 und einem Verstärker 5 besteht. Es sei angemerkt, daß die Effekte von anderen Verlusten in der Spule 4 in dem Modell nicht berücksichtigt wurden.
Hinter dem Verstärker 2 kann das Rauschen mit Hilfe eines geeigneten Detektors oder einer Meßschaltung 6 entweder direkt demoduliert werden oder durch Mischen des Rauschens mit niedrigen Frequenzen und anschließendes Demodulierens mit Hilfe einer geeigneten Detektorschaltung.
Bei einer Ausführungsform des Verfahrens und der Vorrichtung gemäß der Erfindung wird das Rauschen mit einer Frequenz heruntergemischt, welche der Resonanzfrequenz ωo = 1/(LC) der Resonanzschaltung 3 entspricht. Figur 4 zeigt eine derartige Vorrichtung. Die Einheit 6, die der Detektoreinheit 6 nach Figur 1 entspricht, beinhaltet ein Hochpaßfilter 7, einen spannungsgesteuerten Oszillator 8, zwei Mischer 9 und 10, Hochpaßfilter 11 und 12, einen Addierer 13, einen Mittelwertbildner 14, einen Spannungsverstärker 15 sowie Stromverstärker oder Integratoren 16 und 17. Darüber hinaus ist der Sensor 5 mit einem Summierverstärker 18 und bei Bedarf mit einem Kuppelkondensator 19 ausgestattet.
In der Meßschaltung 6 ist das Hochpaßfilter 7 mit den Mischern 9 und 10 verbunden. Die Ausgangsanschlüsse 8a und 8b des spannungsgesteuerten Oszillators 8, die ein Kosinus- bzw. ein Sinussignal abgeben, sind mit den Mischern 10 bzw. 9 verbunden. Die Ausgänge der Mischer 9 und 10 sind an die Hochpaßfilter 11 und 12 angeschlossen, und deren Ausgänge sind mit den Eingängen des Addierers 13 verbunden, dessen Ausgang an den Mittelwertbildner 14 angeschlossen ist, dessen Ausgang das Meßsignal Urms liefert. Der Ausgang 8b des spannungsgesteuerten Oszillators 8 über den Verstärker 15 mit dem zweiten Eingang 18b des Summierverstarkers 18 verbunden. Der Ausgang 8a des spannungsgesteuerten Oszillators 8 ist über den Kuppelkondensator 19 mit dem Eingang des Verstärkers 2 in dem Sensor verbunden. Der Ausgang des Verstarkers 2 ist mit dem ersten Eingang 18a des Summierverstärkers 18 gekoppelt. Der Ausgang des Mischers 9 ist über den Stromverstarker 16 mit dem zweiten Eingang des Verstärkers 15 verbunden, so daß eine Steuerung des Verstärkungsgrads möglich ist. Der Ausgang des Mischers 10 ist über den Stromverstärker 17 mit dem Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators 8 verbunden.
In der in Figur 4 dargestellten Vorrichtung wird das gemessene Rauschen mit einer Frequenz heruntergemischt, welche der Resonanzfrequenz ωo = 2πfo der Resonanzschaltung 3 entspricht. Der Störung wegen muß das gemischte Signal mit einem Hochpaßfilter 7, das einen Frequenzgang Hm (jω) aufweist, gefiltert werden. Unter Berücksichtigung des Frequenzgangs der Resonanzschaltung und der Filter 11,12 hinter dem Mischer 9,10 läßt sich die Varianz der Ausgangsspannung folgendermaßen ausdrücken:
wobei die äquivalente Temperatur Te der Resonanzschaltung sich unter Verwendung der Temperaturkomponenten folgendermaßen darstellen läßt:
Der Lastwiderstand R der Resonanzschaltung ergibt sich aus der Gleichung
R-¹ = (1/Rx + 1/Rx + 1/R ) (5)
In Gleichung (3) ist ωo die Eigenfrequenz R/L der Spule. Die Rauschtemperatur des Verstärkers beträgt Tf für eine optimale Eingangsimpedanz Rfo. Sowohl Tf als auch Rfo sind konstante Kennwerte des Verstärkers.
Wenn die Resonanzfrequenz ωo und die Gesamtimpedanz R der Resonanzschaltung 3 gemessen sind, läßt sich die Temperatur Tx des Objekts 1 unzweideutig aus den Gleichungen (3) - (5) bestimmen.
Wenn die Kopplung zu dem Objekt 1 sehr gut ist, d.h. R Rx, dann ist Te Tx. Wenn man zusätzlich annimmt, daß der Verstärker eine geringe Rauschtemperatur besitzt, d.h. Tf < < Tx, und daß die Bandbreite der Hochpaßfilter 11,12 hinter den Mischern 9,10 deutlich größer ist als diejenige der Resonanzschaltung 3, dann reduziert sich die Gleichung (3) auffolgende einfache Form
< U²o> = A²kBTx/C (6)
wobei A die Gesamtverstärkung vor der Demodulation und C die Kapazität der Resonanzschaltung ist. Man kann zeigen, daß bessere Ergebnisse dann erzielt werden, wenn eine Filter-Bandbreite Hm(jω) in der Nähe der Resonanzschaltungs-Bandbreite ausgewählt wird, was in der Praxis bedeutet, daß es notwendig ist, die Impedanz R und die Resonanzfrequenz ωo in der Resonanzschaltung zu messen und Tx auf der Grundlage dieser Ergebnisse zu berechnen.
Der wesentliche Punkt bei den oben angegebenen Gleichungen ist der. daß die detektierte Spannung < U²> eine unzweideutige Funktion < Uo²> = f(Tx,R,ωo) der Objekttemperatur Tx und der Lastimpedanz R sowie der Resonanzfrequenz ωo der Spule 4 ist; in anderen Worten, die Objekttemperatur Tx = g (< Uo²> ,R,ωo). Eine Korrektur kann entweder unter Verwendung der Gleichungen (3) und (5) erfolgen, oder durch Messen der Ausgangsspannung für unterschiedliche Temperaturen aus verschiedenen Entfernungen, und Anwenden der Ergebnisse auf ein geeignetes mathematisches Modell.
Die Objekttemperatur Tx bestimmt sich durch Messen der Varianz der verstärkten Spannung. Die Varianz (Ungenauigkeit der Temperaturmessung) der gemessenen Varianz ² hängt ab von der Meßzeit τ und der äquivalenten Rauschbandbreite Be gemäß folgender Gleichung:
Damit beträgt die relative Auflösung der Temperaturmessung &epsi; = Δ T/T = (Beτ)-½. Wenn die Resonanzschaltung auf eine Frequenz von etwa 1 MHz abgestimmt ist, besteht die Möglichkeit, ein Rauschband von 100 kHz zu erreichen, so daß eine 10 Sekunden dauernde Meßzeit zu einer Auflösung von 10&supmin;³ führt. Die endgültige Impedanz bestimmt sich aus der Ungenauigkeit der Meßimpedanz, den Änderungen der Rauschtemperaturen des Verstärkers und der offenen Spulen und aus möglicher Interferenz.
In der in Figur 4 dargestellten Vorrichtung empfängt die Resonanzschaltung einen Strom über die Kapazität 19 von dem Ausgang 8a des spannungsgesteuerten Oszillators 8 und eine Spannung von Ausgang über den veränderlichen Verstärker 15. Wenn die Resonanzschaltung rein real ist, besitzt das Ausgangssignal des Summierverstärkers eine Phasenverschiebung von 90º relativ zu dem Kosinussingal des Oszillatorausgangs 8a, so daß der Ausgang des Phasendektors null wird und der Ausgang des den spannungsgesteuerten Oszillator steuernden Integrators 17 unverändert bleibt. Wenn die in der Resonanzschaltung durch den über den Ausgang 8a des spannungsbesteuerten Oszillators gelieferten Strom induzierte Spannung nicht die Spannung auslöscht, die ihre in dem Summierverstärker 18 hinzuaddiert wird, wird auch nicht das Ausgangssignal des Phasendetektors 9 zu null, und damit ändert sich das Ausgangssignal des die Verstärkung des Verstärkers 15 steuernden Integrators 16, bis Abgleich erreicht ist. Die Ausgangssignale beider Integratoren 16 und 17 werden nur dann null, wenn die Resonanzschaltung 3 mit einem Resonanzfrequenzsignal gespeist wird, und wenn die in den Verstärker 18 gegebene Spannung die von der Resonanzschaltung erhaltene Spannung auslöscht. Damit wird das Ausgangssignal des Integrators 16 proportional zu dem Realteil R der Resonanzschaltungs-Impedanz im Resonanzzustand, wohingegen das Ausgangssignal des Integrators 15 direkt proportional zur Resonanzfrequenz ωo wird. Hinter den Mischern haben die Signale in Verbindung mit der Messung der Impedanz R und der Resonanzfrequenz ωo eine niedrige Frequenz, und sie wurden durch die Hochpäßfilter 11 und 12 gefiltert. Die hinter diesen Filtern erhaltenen Rauschsignale von beiden Mischern sind proportional zu der Temperatur Tx des Meßobjekts. Die Signale werden von dem Summierverstärker 13 summiert, und der Effektivwert Urms des Rauschens wird von dem Mittelwertbildner 14 erfaßt.
Falls notwendig, kann die Meßeinheit 6 mit einer oder mehreren Absorptionsschaltungen versehen werden, die auf Funksendefrequenzen in der Nähe der Resonanzfrequenz abgestimmt sind. Auf diese Weise ist es möglich, die durch diese Funkstationen verursachte Interferenz zu vermeiden.
Die von der Meßeinheit 6 erhaltene detektive Spannung U kann über einen A/D-Wandler für eine Datenverarbeitungseinheit wie zum Beispiel einen Mikrocomputer umgesetzt und zum Beispiel für Prozeßsteuerung oder zur Überwachung eingesetzt werden.
Figur 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Vorrichtung, insbesondere den Sensor 5, in perspektivischer und teilweise aufgeschnittener Darstellung. Der Sensor 5 enthält eine Spule 4, in diesem Fall eine Wicklung 3b mit einem Ferritkern 3a, eingesetzt in das Innere eines Rahmens 3c aus geeignetem Material, beispielsweise Teflon. Die Spule 4 wird in einem Abstand s von dem Material angeordnet, dessen Temperatur Tx gemessen werden soll, wie oben beschrieben wurde. Darüber hinaus enthält der Sensor einen Vorverstärker 2 und möglicherweise einen Mischverstärker 18 (Figur 4). Der Vorverstärker 2 ist auf eine Schaltungsplatine 2a gebaut, die sich in unmittelbarer Nachbarschaft der Spule 4 befindet. Der Sensor ist im Inneren einer Abschirmung gegen atmosphärische Störungen gelagert, im vorliegenden Fall einem Rahmen 20 aus leitendem Material, beispielsweise Kupfer.
Der Rahmen 20 ist mit einer Kühleinrichtung 21 ausgestattet, die vorzugsweise aus einem rohrförmigen Element besteht, das spiralförmig um das Ende des Rahmens 20 gewickelt ist, wo sich die Spule 3 befindet. Ein geeignetes Kühlmittel wird während der Messung durch die Kühleinrichtung umgewälzt.
Der Rahmen 20 besitzt eine Abschirmungsplatte 22 oder ein dazu äquivalentes Bauteil zwischen der Spule 4 und dem auszumessenden Material. Abschirmung besteht aus einem wärmebeständigen und neutralen Material, z.B. Saphir. Im Prinzip ist die Spule 4 des Sensors 5 derart ausgebildet, daß sie gegenüber homogenen Magnetfeldern so unempfindlich wie möglich gemacht wird, damit lediglich Magnetfeldschwankungen erfaßt werden, die auf der Oberfläche des Meßobjekts auftreten.
Figur 5 zeigt eine graphische Darstellung des Ausgangssignals Uo des Effektivwertbildners 14 beim Messen der Temperatur eines erhitzten Stahlobjekts. Die linke vertikale Achse des Graphen repräsentiert das Quadrat < Uo²> des Effektivwerts der Rauschspannung, was die Meßtemperatur (K) gemäß Formel (3) repräsentiert. Die rechte vertikale Achse repräsentiert die Impedanz der Spule 4 bei der Resonanzfrequenz. Die horizontale Achse stellt die Temperatur (K) des Stahlobjekts dar. Die dargestellten Ergebnisse wurden dadurch normiert, daß sie mit einer Konstante multipliziert wurden. Der Effektivwert des Rauschens ist linear abhängig von der Temperatur des Stahlobjekts. Deshalb wurde die Temperatur bei diesen Messungen unter Verwendung der Formel Tx = Uo²/R+B erhalten, wobei A und B Konstanten sind. Aus den Meßergebnissen läßt sich schließen, daß das Quadrat < Uo²> des Effektivwerts der Rauschspannung der Oberflächentemperatur Tx des Stahls sehr gut folgt. Die Genauigkeit der Vorrichtung läßt sich weiter dadurch verbessern, daß man die Meßbandbreite erhöht, was sich durch Erhöhung der Resonanzfrequenz erreichen läßt. Bei hohen Frequenzen läßt sich die Verstärkerrauschtemperatur auch durch Kühlen des Vorverstärkers verringern.
Die erfindungsgemäße Vorrichtung zum Messen von Oberflächentemperaturen läßt sich auch so realisieren, daß die Meßgenauigkeit unter ±3K liegt. Eine sehr hohe Genauigkeit erhält man, wenn man die Kupferwicklung der Spule 4 durch eine Supraleiterwicklung, die vorzugsweise aus Keramikstoffen besteht. Supraleiterwicklungen aus Keramikstoffen sind bereits bei der Temperatur (+77ºK) von flüssigem Stickstoff einsetzbar.
In der obigen Beschreibung besteht die Reaktanz der Resonanzschaltung 3 aus einer Induktivität, es ist jedoch ersichtlich, daß diese auch durch eine Kapazität ersetzt werden kann. In diesem Fall wird die Impedanz des Meßobjekts auf einen Pegel angepaßt, der sich für einen rauscharmen Vorverstärker eignet, und zwar mittels einer auf Resonanz abgestimmten Kapazität, z.B. einem Kondensator anstelle einer Induktivität z.B. einer Spule. Die Messung erfolgt vollständig analog zu dem oben beschriebenen Verfahren.
Oben wurde die Erfindung unter Bezugnahme auf eines ihrer bevorzugten Ausführungsbeispiele beschrieben, es ist jedoch ersichtlich, daß dieses in vielerlei Weise innerhalb des Grundgedankens der Erfindung, wie er in den nachfolgenden Ansprüchen angegeben ist, variiert werden kann.

Claims

1. Verfahren zum Messen der Temperatur eines elektrisch leitenden Materials auf der Grundlage der Messung des thermischen Rauschens des Materials, dadurch gekennzeichnet, daß die Fluktuation des durch die Zufallsbewegung der Ladungsträger in dem leitenden Material erzeugten magnetischen Feldes unter Verwendung einer Resonanzschaltung (3) ohne Berührung mit dem auszumessenden Material (1) gemessen wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das gemessene hochfrequente Rauschen mit niedrigen Frequenzen heruntergemischt und demoduliert wird.

3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Mischen bei der Frequenz der Resonanzschaltung (3) vorgenommen wird.

4. Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß das gemischte Rauschsignal (< Uo²> ) demoduliert, die Resonanzfrequenz (ωo) und der Widerstand (R) der Resonanzschaltung (3) gemessen und die Temperatur (Tx) des Meßobjekts aus diesen Ergebnissen berechnet wird.

5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstand (R) der Resonanzschaltung (3) dadurch gemessen wird, daß in die Schaltung ein Strom (I) eingespeist und an die Schaltung eine Spannung (U) mit bezüglich des Stroms invertierter Phase angelegt wird, daß die Frequenz und die Stromamplitude derart eingestellt werden, daß die durch den Strom und die Spannung erzeugten Signale einander auslöschen, so daß im abgeglichenen Zustand die Resonanzfrequenz (ωo) direkt aus der Frequenz erhalten wird und das Spannungs-/Strom-Verhältnis (U/I) direkt proportional zum Widerstand (R) der Resonanzschaltung (3) ist.

6. Verfahren nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß nach dem Mischen zur Beseitigung der niedrigeren Frequenzen zwecks Beseitigung von Störungen das Signal unter Verwendung einer Filterbandbreite gefiltert wird, die zumindest grob der Bandbreite der Resonanzschaltung (3) entspricht.

7. Vorrichtung zum Messen der Temperatur eines elektrisch leitenden Materials, wobei sich die Temperatur bestimmt aus niederfrequentem thermischen Rauschen, das von der Vorrichtung gemessen wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung aufweist

- einen Sensor (5), der mit einer Resonanzschaltung (3) ausgestattet ist, deren Reaktanzelement mit einem Abstand (s) von dem Material (1) angeordnet wird, dessen Temperatur gemessen werden soll;

- einen Vorverstärker (2);

wobei der Sensor (5) im Inneren eines Rahmens (20) aus leitendem Material, beispielsweise Kupfer, gelagert ist.

8. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Rahmen mit einer Kühleinrichtung (21) ausgestattet ist.

9. Vorrichtung nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Rahmen (20) mit einer Abschirmplatte (22) oder einem dazu äquivalenten Mittel ausgestattet ist, angeordnet zwischen dem Reaktanzelement und dem auszumessenden Material, wobei die Abschirmung aus einem hitzebeständigen, neutralen Material, z. B. Saphir, hergestellt ist.

10. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Reaktanzelement eine Spule (3) ist, bestehend aus einer Supraleiter-Wicklung, die vorzugsweise aus einem Keramik-Supraleiter hergestellt ist.

11. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung zusätzlich aufweist: eine Meßeinheit (6) mit mindestens einem Mischer (9, 10) und einer Demodulatorschaltung (14), mit deren Hilfe das gemessene Rauschen mit niedrigen Frequenzen heruntergemischt wird.

12. Vorrichtung nach Anspruch 11,

dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung zusätzlich aufweist: einen Summierverstärker (18), der in den Sensor (5) eingebaut ist, und in der Meßeinheit (6) ein Hochpaßfilter (7), einen spannungsgesteuerten Oszillator (8) mit Ausgängen (8a, 8b) für Kosinus- und Sinussignale, zwei Mischer (9, 10), Hochpaßfilter (11, 12), einen Addierer (13), einen Mittelwertwandler (14), einen Spannungsverstärker (15) und zwei Integratoren (16, 17), von denen das Hochpaßfilter (7) an die Mischer (9, 10) angeschlossen ist, die Ausgänge (8a, 8b) des spannungsgesteuerten Oszillators (8) an die jeweiligen Mischer (9, 10) angeschlossen sind, die Ausgänge der Mischer (9, 10) an die Hochpaßfilter (11, 12) angeschlossen sind, und die Ausgänge der Hochpaßfilter (11, 12) an die Eingänge des Addierers (13) gelegt sind, dessen Ausgang an den Mittelwertwandler angeschlossen ist, dessen Ausgang ein Meßsignal (Urms) liefert, das proportional zu der Temperatur des Meßobjekts ist, und wobei in der Vorrichtung der Ausgang (8b) des spannungsgesteuerten Oszillators (8) über Verstärker (15) an den zweiten Eingang (18b) des Summierverstärkers gelegt ist, der Ausgang (8a) des spannungsgesteuerten Oszillators (8) an den Eingang des Verstärkers (2) in dem Sensor (5) angeschlossen ist, und der Ausgang des Verstärkers (2) mit dem ersten Eingang (18a) des Summierverstärkers (18) gekoppelt ist, und wobei der Ausgang des Mischers (9) über einen Stromverstärker (16) an den zweiten Eingang des Verstärkers (15) und der Ausgang des Mischers (10) über einen Stromverstärker (17) an den Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators (8) angeschlossen ist.