DE69020266T2

DE69020266T2 - Schnellansprechender Differenzverstärker mit einer Eingangsfähigkeit über den ganzen Versorgungsspannungsbereich.

Info

Publication number: DE69020266T2
Application number: DE69020266T
Authority: DE
Inventors: John Philip Tero
Original assignee: Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1989-09-08
Filing date: 1990-09-05
Publication date: 1996-02-15
Anticipated expiration: 2010-09-06
Also published as: JP3110743B2; JPH03104407A; KR0146358B1; EP0416703A3; HK164996A; EP0416703A2; DE69020266D1; KR910007242A; US4977378A; EP0416703B1

Description

ANWENDUNGSBEREICH

Diese Erfindung betrifft Differenzverstärker, die als integrierte Halbleiter- Schaltungen realisiert werden können, und im speziellen eine elektronische Schaltung, die zwischen die Quellen einer ersten Versorgungsspannung und einer zweiten Versorgungsspannung geschaltet wird, deren Differenz eine Versorgungsspannung ist, die einen Versorgungsspannungsbereich festlegt, zum Verstärken eines Eingangssignals, das differentiell zwischen einem ersten und einem zweiten Eingangsanschluß anliegt, wobei die Schaltung folgendes umfaßt:
erste differentielle Mittel zum Verstärken des Eingangssignals, wenn dessen Gleichtaktspannung VCM in einem Teil des Versorgungsbereichs liegt, der bis zu der zweiten Versorgungsspannung reicht, wobei die ersten differentiellen Mittel einen ersten und einen zweiten Eingangsverstärker gleicher Konfiguration von einem ersten Polaritätstyp enthalten, wobei der erste und der zweite Verstärker entsprechende Steuerelektroden besitzen, die mit dem ersten bzw. dem zweiten Eingangsanschluß verbunden sind, wobei die entsprechenden ersten Leitungselektroden mit einem ersten Versorgungspunkt und die entsprechenden zweiten Leitungselektroden mit dem ersten bzw. dem zweiten Ausgangsanschluß verbunden sind;
zweite differentielle Mittel zum Verstärken des Eingangssignals, wenn VCM in einem Teil des Versorgungsbereichs liegt, der bis zu der ersten Versorgungsspannung reicht, wobei sich die beiden Teile des Versorgungsbereichs teilweise überlappen, wobei die zweiten differentiellen Mittel folgendes beinhalten: (a) einen dritten und einen vierten Eingangsverstärker gleicher Konfiguration von einem Polaritätstyp, der dem ersten entgegengesetzt ist, wobei der dritte und der vierte Eingangsverstärker entsprechende Steuerelektroden aufweisen, die mit dem ersten bzw. dem zweiten Eingangsanschluß verbunden sind, wobei die entsprechenden ersten Leitungselektroden mit einem ersten bzw. einem zweiten Knotenpunkt und die entsprechenden zweiten Leitungselektroden mit der Quelle der ersten Versorgungsspannung verbunden sind; (b) eine erste Stromversorgung, die zwischen den ersten Knotenpunkt und die Quelle der zweiten Versorgungsspannung geschaltet ist; (c) eine zweite Stromversorgung, die zwischen den zweiten Knotenpunkt und die Quelle der zweiten Versorgungsspannung geschaltet ist; und (d) einen fünften und einen sechsten Verstärker gleicher Konfiguration vom ersten Polaritätstyp, wobei der fünfte und der sechste Verstärker entsprechende Steuerelektroden aufweisen, die mit dem ersten bzw. dem zweiten Knotenpunkt verbunden sind, und wobei die entsprechenden ersten Leitungselektroden mit einem zweiten Versorgungspunkt und die entsprechenden zweiten Leitungselektroden mit dem ersten bzw. dem zweiten Ausgangsanschluß verbunden sind;
eine Hauptstromversorgung, die zwischen den ersten Versorgungspunkt und die Quelle der ersten Versorgungsspannung geschaltet ist; und
einen Steuerverstärker des ersten Polaritätstyps, wobei der Steuerverstärker eine Steuerelektrode zum Empfangen einer Steuerspannung, eine erste Leitungselektrode, die mit dem ersten Versorgungspunkt verbunden ist, und eine zweite Leitungselektrode enthält, die mit dem zweiten Versorgungspunkt verbunden ist. Eine derartige elektronische Schaltung ist aus der US-Patentschrift 4.555.673 bekannt und stellt einen Differenzverstärker dar, der aus einem Paar parallelgeschalteter, differentieller Teilschaltungen besteht, die als eine Einheit funktionieren, um eine Eingangsfähigkeit über den ganzen Versorgungsspannungsbereich zu erzielen.

HINTERGRUND

Ein Differenzverstärker als Teil einer integrierten Schaltung verwendet oft eine niedrige Versorgungsspannung beim Verstärken eines differentiellen Eingangssignals. Dadurch wird der Spannungsbereich des Gleichtaktanteils des Eingangssignals erheblich eingeschränkt. Infolgedessen ist es wünschenswert, daß der Verstärker eine Eingangsfähigkeit über den ganzen Versorgungsspannungsbereich aufweist, d.h. das verstärkte Ausgangssignal sollte das Eingangssignal repräsentativ darstellen, wenn seine Gleichtaktspannung den ganzen Bereich der Versorgungsspannung durchquert.
In der US-Patentschrift 4.555.673 werden mehrere Ausführungsformen eines Differenzverstärkers beschrieben, in dem mehrere komplementäre Paare von Eingangstransistoren dazu verwendet werden, die Eingangsfähigkeit über den ganzen Versorgungsspannungsbereich zu erreichen. Unter Bezugnahme auf die Zeichnungen stellt Figur 1 eine der in der US-Patentschrift 4.555.673 dargelegten bipolaren Ausführungsformen dar. Diese Vorrichtung verstärkt ein Eingangssignal, das zwischen den Eingangsanschlüssen TI1 und TI2 als Eingangsspannung VI1 und VI2 differentiell zugeführt wird. Die Gleichtaktspannung VCM des Eingangssignals ist (VI1 + VI2)/2.
Die in Figur 1 dargestellte Vorrichtung ist zwischen eine Quelle einer hohen Versorgungsspannung VHH (Schiene mit hoher Spannung) und eine Quelle einer niedrigen Versorgungsspannung VLL (Schiene mit niedriger Spannung) geschaltet. Die Spannungsdifferenz VHH - VLL ist die gesamte Versorgungsspannung VPS für den Verstärker. VPS ist etwas größer als 2VBE, wobei VBE der absolute Wert der Normalspannung am Basis-Emitter-Übergang eines Bipolar-Transistors gleich nach dem Einschalten ist. VBE liegt bei etwa 0,6 - 0,8 V.
Der Verstärker enthält eine Hauptstromquelle 6, die zwischen einen Versorgungspunkt P1 und die VLL-Versorgung geschaltet ist. Die Stromquelle 6 liefert einen Hauptversorgungsstrom IL für ein Paar differentieller Verstärker-Teilschaltungen 8 und 10. Die in Figur 1 gezeigte Schaltung teilt den Strom IL im wesentlichen in die Arbeitsströme IP1 und IP2 auf.
Die differentielle Teilschaltung 8 besteht aus den NPN-Eingangstransistoren Q1 und Q2, die es dem Verstärker ermöglichen, eine Signalverstärkung bis zur hohen Versorgungsspannung durchzuführen. Die Spannungen VI1 und VI2 werden den Basiselektroden der Transistoren Q1 und Q2 zugeführt, deren Emitter am Punkt P1 miteinander verbunden sind und den Arbeitsstrom IP1 erhalten. Wenn die Eingangsgleichtaktspannung VCM in einem Teil des VPS-Bereiches liegt, der sich von VHH nach unten bis zu einer vorgegebenen Spannung größer als VLL erstreckt, verstärken die Transistoren Q1 und Q2 das Eingangssignal, indem sie den Strom IP1 im wesentlichen in die Zwischenströme IA und IB aufteilen, deren Differenz dem Eingangssignal entspricht.
Die differentielle Teilschaltung 10 enthält eine Spannungspegel-Verschiebungsschaltung 12, die das Eingangssignal in ein verschobenes differentielles Signal umsetzt, dessen Gleichtaktspannung mindestens 1VBE höher ist als VCM. Die Pegelverschiebungsschaltung 12 zentriert sich um die PNP-Eingangstransistoren Q3 und Q4, die es dem Verstärker ermöglichen, eine Signalverstärkung bis zur niedrigen Versorgungsspannung durchzuführen. Die Spannungen VI1 und VI2 werden den Basiselektroden der Transistoren Q3 und Q4 zugeführt, deren Kollektoren mit der VLL-Versorgung verbunden sind.
Die Emitter der Transistoren Q3 und Q4 sind über die Pegelverschiebungswiderstände RL1 und RL2 mit den Knotenpunkten N1 und N2 verbunden, an denen das verschobene, differentielle Signal anliegt. Die Basis-Emitter-Übergänge von Q3 und Q4 liefern den 1VBE-Anteil der Pegelverschiebung. Die Widerstände RL1 und RL2 erhöhen nach Bedarf die Pegelverschiebung unterhalb von 1VBE.
Die Stromquellen 16 und 18 liefern die Versorgungsströme IH1 und IH2 für die Pegelverschiebung. Die Stromquelle 16 ist zwischen den Knotenpunkt N1 und die VHH-Versorgung geschaltet. Die Stromquelle 18 ist auf gleichartige Weise zwischen den Knotenpunkt N2 und die VHH-Versorgung geschaltet.
Die tatsächliche Signalverstärkung in der differentiellen Teilschaltung 10 erfolgt mit Hilfe einer Verstärkerschaltung 14, die aus den NPN-Transistoren Q5 und Q6 besteht. Das verschobene differentielle Signal an den Knotenpunkten N1 und N2 wird den Basiselektroden der Transistoren Q5 und Q6 zugeführt, deren Emitter an einem Versorgungspunkt P2 miteinander verbunden sind und den Arbeitsstrom IP2 erhalten. Wenn die Spannung VCM in einem Teil des VPS-Bereiches liegt, der sich von VLL nach oben bis zu einer vorgegebenen Spannung kleiner als VHH erstreckt, verstärken die Transistoren Q5 und Q6 das differentielle Eingangssignal (mit verschobenem Pegel), indem sie den Strom IP2 im wesentlichen in die Zwischenströme IC und ID aufteilen, deren Differenz dem Eingangssignal entspricht.
Die Kollektoren von Q1 und Q5 sind miteinander verbunden und liefern einen Ausgangsstrom I&sub0;&sub1; an einem Ausgangsanschluß T&sub0;&sub1;. Auf ähnliche Weise sind die Kollektoren von Q2 und Q6 miteinander verbunden und liefern einen komplementären Ausgangsstrom I&sub0;&sub2; an einem weiteren Ausgangsanschluß T&sub0;&sub2;.
Das letzte Element des Verstärkers ist ein NPN-Steuertransistor QN, dessen Emitter und Kollektor mit den Punkten P1 bzw. P2 verbunden sind. In Reaktion auf eine an seiner Basis anliegende Steuerspannung VRN regelt der Transistor QN die Werte der Ströme IP1 und IP2 in Abhängigkeit von VCM. Die Steuerspannung VRN liegt in einem Bereich, der sich von VLL + VSM + VBE bis VHH - VSM - VBE erstreckt. VSM ist eine kleine Sicherheitsmargenspannung, die typischerweise bei ca. 0,2 - 0,3 V liegt.
Figur 2 stellt eine idealisierte Graphik dar, die für das Verständnis der Funktionsweise der in Figur 1 abgebildeten Schaltung dient. Durch die Auswahl der Spannung VRN auf die beschriebene Weise überlappen sich die Abschnitte des VPS-Bereichs, in denen die differentiellen Teilschaltungen 8 und 10 eine Signalverstärkung bewirken, teilweise. Die Teilschaltungen 8 und 10 sind beide im Betrieb leitend, wenn VCM in einem schmalen Zwischenbereich liegt, der sich im allgemeinem um VRN zentriert. In Figur 2 erstreckt sich dieser Teilbereich von VRN - VW bis VRN + VW, wobei 2VW die ungefähre 100-mV-Breite des Teilbereichs darstellt.
Wenn VCM von VLL auf VHH ansteigt, durchquert der Verstärker anfangs einen unteren Teilbereich, der sich von VLL bis VRN - VW erstreckt und in dem die differentielle Teilschaltung 10 die gesamte Signalverstärkung vornimmt. Die Transistoren Q3 - Q6 werden eingeschaltet. Die Transistoren Q1 und Q2 werden ausgeschaltet, um die differentielle Teilschaltung 8 nicht-leitend zu machen. Der Verstärker durchquert dann den Zwischenbereich, der sich von VRN - VW bis VRN + VW erstreckt und in dem der Transistor QN den Versorgungsstrom IL zunehmend von der Teilschaltung 10 weg zur Teilschaltung 8 lenkt. Die Transistoren Q5 und Q6 werden immer weiter ausgeschaltet, während die Transistoren Q1 und Q2 immer weiter eingeschaltet werden.
Der Differenzverstärker durchquert schließlich einen oberen Teilbereich, der sich von VRN + VW bis VHH erstreckt und in dem die Teilschaltung 8 die gesamte Signalverstärkung vornimmt. Die Transistoren Q1 und Q2 sind vollständig eingeschaltet. Die Transistoren Q5 und Q6 sind nicht-leitend, so daß die Teilschaltung 10 dadurch ausgeschaltet wird. Wenn VCM nahe genug an VHH herangekommt, werden auch die Transistoren Q3 und Q4 ausgeschaltet.
Die Transkonduktanz der Schaltung, d.h. das Verhältnis der inkrementalen Änderung der Ausgangsstromdifferenz I&sub0;&sub1; - I&sub0;&sub2; zur inkrementalen Änderung der Eingangsspannungsdifferenz VI1 - VI2, ist proportional zu der Summe der Ströme IP1 und IP2 in dem in Figur 1 dargestellten Differenzverstärker. Aufgrund der durch den Transistor QN vorgenommenen Stromlenkung entspricht die Summe von IP1 und IP2 bei jedem Wert von VCM in dem VPS-Bereich ungefähr IL. Infolgedessen ist die Transkonduktanz im wesentlichen konstant. Im Gegensatz zu der Situation, in der die Transkonduktanz stark variiert, wenn VCM den VPS-Bereich durchquert, ermöglicht die konstante Transkonduktanz der in Figur 1 abgebildeten Schaltung die Erzielung eines optimalen Frequenzganges, und zwar unabhängig von dem Wert von VCM, wenn der Differenzverstärker als Operationsverstärker mit negativer Rückkopplung eingesetzt wird.
Wenn VCM auf einen Wert ansteigt, der hoch genug ist, um die Transistoren Q3 und Q4 auszuschalten, gehen die Pegelverschiebungs-Stromquellen 16 und 18 in den Sättigungszustand und/oder werden ausgeschaltet. Die Stromquellen 16 und 18 brauchen somit relativ lange, um in ihren normalen, nicht-gesättigten, vollständig leitenden Zustand zurückzukehren, wenn VCM weit genug abfällt, um die Transistoren Q3 und Q4 wieder einzuschalten. Infolgedessen ist die Reaktion der Verstärkerschaltung auf Änderungen des Wertes der Eingangsdifferenz VI1 - VI2 übermäßig langsam. Während das Ausschalten der Transistoren Q3 und Q4 im Grunde unvermeidbar ist, wäre es höchst wünschenswert zu verhindern, daß die Stromquellen 16 und 18 während des Betriebs der Schaltung in den Sättigungszustand gehen und/oder ausgeschaltet werden.
Es ist daher die Aufgabe der Erfindung, eine Lösung für dieses Problem zu schaffen.

ALLGEMEINE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG

Erfindungsgemäß ist eine elektronische Schaltung der eingangs erwähnten Art dadurch gekennzeichnet, daß sie folgendes enthält:
Stromlenkungsmittel, die es ermöglichen, daß die erste und die zweite Stromversorgung im Betrieb leitend bleiben, wenn VCM im wesentlichen den gesamten Versorgungsbereich durchquert.
Die Stromlenkungsmittel ermöglichen es, daß die erste und die zweite Pegelverschiebungs-Stromversorgung im Betrieb leitend bleiben, wenn VCM den ganzen Versorgungsbereich durchquert. Wenn die Spannungspegel-Verschiebungsschaltung ausgeschaltet wird, öffnen die Stromlenkungsmittel die Strompfade zu der ersten Spannungsversorgung für den von den Pegelverschiebungs-Stromversorgungen gelieferten Strom. Das zieht typischerweise eine geeignete Pegelhaltung der Spannungen an dem ersten und an dem zweiten Knotenpunkt nach sich. Die Pegelverschiebungs-Stromversorgungen werden daran gehindert, in einen unerwünschten Zustand zu gehen, wie z.B. Sättigung oder Ausschalten, wenn VCM nahe an die zweite Versorgungsspannung herankommt. Infolgedessen ermöglicht die vorliegende elektronische Schaltung eine sehr schnelle Reaktion auf Änderungen der Eingangsspannungsdifferenz, wenn VCM den ganzen Versorgungsbereich durchquert.

KURZE BESCREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
Figur 1 ein Schaltbild eines Differenzverstärkers nach dem Stand der Technik;
Figur 2 eine graphische Darstellung der Betriebsdaten der in den Figuren 1 und 4 dargestellten Differenzverstärker;
Figur 3 ein Schaltbild eines allgemeinen erfindungsgemäßen Differenzverstärkers und
Figur 4 ein Schaltbild einer bipolaren Ausführungsform des in Figur 3 abgebildeten Differenzverstärkers.
Gleiche oder sehr ähnliche Teile sind in den Zeichnungen und in der Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen mit den gleichen Bezugszeichen versehen.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Figur 3 zeigt eine allgemeine Anordnung eines Differenzverstärkers mit einer Eingangsfähigkeit über den ganzen Versorgungsspannungsbereich und einer geregelten Transkonduktanz. Der Verstärker arbeitet mit einem erfindungsgemäßen Stromlenkungsmechanismus, um eine schnelle Reaktion unabhängig davon zu erreichen, welchen Wert die Eingangsgleichtaktspannung VCM aufweist, wenn sie den ganzen VPS- Bereich von VLL bis VHH durchquert.
Die in Figur 3 dargestellte Verstärkungsvorrichtung arbeitet mit mehreren Verstärkern mit drei Elektroden, die mit Bezugszeichen beginnend mit dem Buchstaben "A" gekennzeichnet sind. Jeder "A"-Verstärker verfügt über eine Leitungselektrode (1E), eine zweite Leitungselektrode (2E) und eine Steuerelektrode (CE) zur Steuerung des Stromflusses zwischen den Leitungselektroden (1E und 2E). Ladungsträger - entweder Elektronen oder Löcher - die sich zwischen den Leitungselektren jedes "A"- Verstärkers bewegen, haben ihren Ursprung bei seiner ersten Leitungselektrode und erreichen ihr Ziel bei seiner zweiten Leitungselektrode. Ein Strom beginnt zu fließen, wenn die Spannung zwischen der Steuerelektrode und der ersten Leitungselektrode einen festgelegten Schwellenpegel übersteigt. Der Strom (falls vorhanden), der in die Steuerelektrode fließt, ist wesentlich kleiner als derjenige, der sonst zwischen den Leitungselektroden fließt.
Jeder "A"-Verstärker besteht vorzugsweise aus einem einzigen Transistor. Bei einem Bipolar-Transistor sind dessen Emitter, Kollektor und Basis die erste, die zweite und die Steuerelektrode. Diese Elemente sind entsprechend Source, Drain bzw. Gate bei einem Feldeffekt-Transistor (FET) des Isolierschicht- oder Sperrschicht-Typs.
In manchen Fällen könnte jeder "A"-Verstärker aus mehr als einem Transistor bestehen. Ein Beispiel hierfür ist eine bipolare Darlington-Schaltung, bei der der Emitter eines Eingangstransistors mit der Basis eines hinteren Transistors verbunden ist. In diesem Fall ist die Steuerelektrode des "A"-Verstärkers die Basis des Eingangstransistors (oder mit ihr verbunden), während die erste und die zweite Steuerelektrode der Emitter und Kollektor des hinteren Transistors (oder mit ihnen verbunden) sind.
Der Ausdruck "gleiche Konfiguration", wie bei der Beschreibung von zwei (oder mehr) "A"-Verstärkern verwendet, bedeutet, daß die Verstärker einander entsprechende Elemente besitzen, die auf gleiche Art miteinander verbunden sind, und daß jede Gruppe einander entsprechender Elemente die gleiche Halbleiter-Polarität aufweist. Es weisen z.B. zwei "A"-Verstärker die gleiche Konfiguration auf, wenn beide NPN-Transistoren sind, jedoch tun sie dies nicht, wenn der eine ein NPN- und der andere ein PNP-Transistor ist. Desgleichen weisen Darlington-Schaltungen die gleiche Konfiguration auf, wenn die Eingangstransistoren die gleiche Polarität haben und die hinteren Transistoren die gleiche Polarität haben (auch wenn sich diese von derjenigen der Eingangstransistoren unterscheidet).
Wenn sich Elektronen zwischen den Leitungselektroden eines "A"-Verstärkers bewegen, während sich Löcher zwischen den Leitungselektroden eines anderen "A"-Verstärker bewegen, können die beiden Verstärker als "komplementär" oder "mit entgegengesetzter Polarität" bezeichnet werden. Somit weist ein "A"-Verstärker bestehend aus einem PNP-Transistor eine entgegengesetzte Polarität zu einem "A"-Verstärker bestehend aus einem NPN-Transistor auf.
Der in Figur 3 abgebildete Differenzverstärker ist um die differentiellen Verstärker-Teilschaltungen 20 und 22 herum aufgebaut, die den Hauptversorgungsstrom IL von einer Hauptstromquelle 6 erhalten, die zwischen den Punkt P1 und die VLL-Versorgung geschaltet ist. Die differentiellen Teilschaltungen 20 und 22 arbeiten zusammen, um das aus der Differenz zwischen den Eingangsspannungen VI1 und VI2 gebildete Eingangssignal zu verstärken. Die Teilschaltung 20 ist im Betrieb leitend, wenn sich VCM in einem Teil des VPS-Bereichs befindet, der sich von VHH nach unten bis zu der vorgegebenen Spannung VAL erstreckt, die etwas größer als VLL ist. Die Teilschaltung 22 ist im Betrieb leitend, wenn sich VCM in einem Teil des VPS-Bereichs befindet, der sich von VLL nach oben bis zu einer anderen vorgegebenen Spannung VAH erstreckt, die etwas kleiner als VHH ist. Die Schaltungsparameter sind so gewählt, daß VAH größer als VAL ist. Das bedeutet, daß sich die beiden Teile des VPS-Bereichs teilweise überlappen. Infolgedessen sind die Teilschaltungen 20 und 22 beide in einem Zwischenbereich von VAL bis VAH leitend, so daß der Differenzverstärker eine Eingangsfähigkeit über den ganzen Versorgungsspannungsbereich erreicht.
Die differentielle Teilschaltung 20 besteht aus den Eingangsverstärkern A1 und A2 gleicher Konfiguration von einem ersten Polaritätstyp. Die ersten Elektroden der Verstärker A1 und A2 sind in einem Versorgungspunkt P1 miteinander verbunden, um den Arbeitsstrom IP1 zu erhalten. Die Eingangsspannungen VI1 und VI2 werden den Steuerelektroden der Verstärker A1 und A2 zugeführt. Ihre zweiten Elektroden liefern die komplementären Zwischenströme IA und IB als Ausgangssignale der Teilschaltung 20. Wenn sich VCM in dem Bereich von VAL bis VHH befindet, teilen die Verstärker A1 und A2 im wesenflichen den Strom IP1 zwischen den Strömen IA und IB bei Werten auf, deren Differenz dem differentiellen Eingangssignal entspricht.
Die differentielle Teilschaltung 22 enthält eine Pegelverschiebungsschaltung 24 zum Umsetzen des differentiellen Eingangssignals in ein verschobenes differentielles Signal, dessen Gleichtaktspannung VCM um einen bestimmten Wert übersteigt. Der Hauptteil der Pegelverschiebungsschaltung 24 besteht aus den Eingangsverstärkern A3 und A4 gleicher Konfiguration von einem dem ersten Polaritätstyp entgegengesetzten zweiten Polaritätstyp. Die Spannungen VI1 und VI2 liegen an den Steuerelektroden der Verstärker A3 und A4 an. Ihre zweiten Elektroden sind mit der VLL-Versorgung verbunden. Da die Verstärker A3 und A4 komplementär zu den Verstärkern A1 und A2 sind, führt die Teilschaltung 22 eine Signalverstärkung am entgegensetzten Ende des VPS-Bereichs von der Teilschaltung 20 durch.
Die ersten Elektroden von A3 und A4 sind mit den Knotenpunkten N1 und N2 verbunden, an denen das verschobene differentielle Signal anliegt. Zwischen den Steuerelektronden und den ersten Elektroden jedes der Verstärker A3 und A4 findet eine Spannungspegelverschiebung statt. Falls diese Pegelverschiebung geringer als die erforderliche gesamte Pegelverschiebung ist, wird ein Pegelverschiebungselement 26 zwischen den Knotenpunkt N1 und die erste Elektrode von A3 geschaltet. Ein im wesentlichen identisches Pegelverschiebungselement 28 wird in gleicher Weise zwischen den Knotenpunkt N2 und die erste Elektrode von A4 geschaltet.
Die Pegelverschiebungs-Stromquellen 16 und 18 sind wieder mit der VHH- Versorgung verbunden und liefern die Versorgungsströme IH1 und IH2 an den Knotenpunkten N1 und N2. Die Ströme IH1 und IH2 sind im wesentlichen gleich. Wenn die Verstärker A3 und A4 eingeschaltet werden, so daß die Pegelverschiebungsschaltung 24 leitend ist, fließen die Ströme IH1 und IH2 durch die Pegelverschiebungselemente 26 und 28 und dann durch die Verstärker A3 und A4 bis zur VLL-Versorgung.
Eine Stromlenkungsschaltung schafft Ausweichpfade für die Ströme IH1 und IH2 zur VLL-Versorgung, wenn VVM so nahe genug an VHH herankommt, daß die Verstärker A3 und A4 ausgeschaltet werden, damit die Pegelverschiebungsschaltung nicht-leitend wird. Die Funktion der Stromlenkungsschaltung verhindert, daß die Stromquellen 16 und 18 in einen unerwünschten Zustand, wie z.B. Sättigung oder Ausschalten, gehen, wenn die Verstärker A3 und A4 ausgeschaltet werden. Infolgedessen bleiben die Stromquellen 16 und 18 in ihrem (nicht gesättigten) vollständig leitenden Zustand, während VCM den ganzen VPS-Bereich durchquert.
Die Funktion der Stromlenkung verhindert, daß die Spannungen an den Knotenpunkten N1 und N2 auf Werte ansteigen, die sonst dazu führen würden, daß die Stromquellen 16 und 18 in einen unerwünschten Zustand gehen, wenn VCM nahe an VHH herankommt. Insbesondere verhindert die Stromlenkungsschaltung, daß die Differenz VC1 zwischen der Spannung am Knotenpunkt N1 und einer Pegelhaltungs-Bezugsspannung VRC einen spezifizierten Wert VCMAX überschreitet. Die Stromlenkungsschaltung verhindert außerdem, daß die Differenz VC2 zwischen der Spannung am Knotenpunkt N2 und der Spannung VRC VCMAX überschreitet.
Die Stromquelle 16 würde in einen unerwünschten Zustand (z.B. Sättigung) gehen, wenn die Differenz zwischen der Spannung an N1 und VHH auf eine minimalen Wert VMINH abfallen oder ihn unterschreiten würde. Die Stromquelle 18 würde sich in gleicher Weise in einem unerwünschten Zustand befinden, wenn die Differenz zwischen der Spannung an N2 und VHH kleiner als oder gleich VMINH wäre. Infolgedessen ist VCMAX etwas kleiner als VHH - VMINH - VRC. VMINH liegt typischerweise bei 0,1 - 0,3 V.
Im Normalfall, wenn der Differenzverstärker die Pegelverschiebungelemente 26 und 28 enthält, wird die Stromlenkungsschaltung vorzugsweise so ausgeführt, daß die in Figur 3 abgebildeten Klemmschaltungen 30 und 32 zur Pegelhaltung benutzt werden. Die Klemmschaltung 30 ist zwischen die VLL-Versorgung und einen Knotenpunkt N3 geschaltet, der in dem Strompfad zwischen dem Pegelverschiebungselement 26 und der ersten Elektrode von A3 liegt. Die Klemmschaltung 32 ist auf gleiche Weise zwischen die VLL-Versorgung und einen Knotenpunkt N4 geschaltet, der in dem Strompfad zwischen dem Pegelverschiebungselement 28 und der ersten Elektrode von A4 liegt.
In der beschriebenen Situation wirken die Klemmschaltungen 30 und 32 direkt nur auf die Spannungen an den Knotenpunkten N3 und N4. Das bedeutet, daß die Klemmschaltung 30 verhindert, daß die Differenz zwischen VRC und der Spannung an N3 einen gegebenen Wert überschreitet, während die Klemmschaltung 32 verhindert, daß die Differenz zwischen VRC und der Spannung an N4 diesen Wert überschreitet. Die Pegelhaltung an den Knotenpunkten N1 und N2 wird mit Hilfe der Pegelverschiebungselemente 26 und 28 erreicht, deren Pegelverschiebung zu der Klemmspannung der Klemmschaltungen 30 und 32 addiert wird. Die Pegelverschiebungselemente 26 und 28 bilden hier somit einen Teil der Stromlenkungsschaltung. Der Vorteil dieser Anordnung besteht darin, daß die Klemmschaltungen 30 und 32 außerdem verhindern, daß die Pegelverschiebungselemente 26 und 28 ausgeschaltet werden, wenn VCM zu nahe an VHH herankommt.
Alternativ könnten die Klemmschaltungen 30 und 32 direkt mit den Knotenpunkten N1 und N2 verbunden werden, wie durch die gestrichelte Linie in Figur 3 angedeutet wird. Diese Alternative kann unabhängig davon benutzt werden, ob die Pegelverschiebungselemente 26 und 28 vorhanden sind oder nicht. Natürlich geht beim Vorhandensein der Elemente 26 und 28 der obengenannte Vorteil verloren.
Die Klemmschaltungen 30 und 32 werden typischerweise in der Weise ausgeführt, wie sie in Figur 3 dargestellt ist. Die hauptsächlichen Elemente sind die Klemmverstärker AC1 und AC2 gleicher Konfiguration vom zweiten Polaritätstyp. Die ersten Elektroden der Verstärker AC1 und AC2 sind mit den Knotenpunkten N3 und N4 verbunden. Die Bezugsspannung VRC wird den Steuerelekroden der Verstärker AC1 und AC2 zugeführt. Ihre zweiten Elektroden sind mit der VLL-Versorgung verbunden. Die Klemmschaltung 30 kann einen Widerstand RC1 enthalten, der zwischen den Knotenpunkt N3 und die erste Elektrode von AC1 geschaltet ist. In diesem Fall enthält die Klemmschaltung 32 einen entsprechenden Widerstand RC2, der zwischen den Knotenpunkt N4 und die zweite Elektrode von AC2 geschaltet ist.
Wie in der vorhergehenden Beschreibung angegeben, weisen die Verstärker AC1 und AC2 die gleiche Polarität wie die Verstärker A3 und A4 auf. Da die Verstärker AC1 und A3 über den Knotenpunkt N3 miteinander verbunden sind, wird der Verstärker AC1 eingeschaltet, wenn der Verstärker A3 ausgeschaltet wird, und umgekehrt. Desgleichen wird, aufgrund der Kopplung über den Knotenpunkt N4 der Verstärker AC2 eingeschaltet, wenn der Verstärker A4 ausgeschaltet wird, und umgekehrt.
Eine Verstärkerschaltung 34 bestehend aus den Verstärkern A5 und A6 gleicher Konfiguration führt die tatsächliche Signalverstärkung in der differentiellen Teilschaltung 22 durch. Das verschobene differentielle Signal an den Knotenpunkten N1 und N2 wird den Steuerelektroden der Verstärker A5 und A6 zugeführt. Ihre ersten Elektroden sind an dem Versorgungspunkt P2 miteinander verbunden und erhalten den Arbeitsstrom IP2. Die zweiten Elektroden von A5 und A6 liefern die komplementären Zwischenströme IC und ID als Ausgangssignale der Teilschaltung 22. Befindet sich VCM im Bereich von VLL bis VAH, so teilen die Verstärker A5 und A6 im wesentlichen den Strom IP2 zwischen den Strömen IC und ID bei Werten auf, deren Differenz der Spannungsdifferenz zwischen den Knotenpunkten N1 und N2 und somit dem differentiellen Eingangssignal entspricht.
Die zweiten Elektroden von A1 und A5 sind beide mit dem Ausgangsanschluß T&sub0;&sub1; verbunden und versorgen ihn so mit dem Ausgangsstrom I&sub0;&sub1; mit einem Wert entsprechend IA + IC. Die zweiten Elektroden von A2 und A6 sind in gleicher Weise beide mit dem Ausgangsanschluß T&sub0;&sub2; verbunden und versorgen ihn so mit dem komplementären Ausgangsstrom I&sub0;&sub2; mit einem Wert entsprechend IB + ID. Eine niederohmige Last 36, die mit der VHH-Versorgung verbunden ist, wandelt vorzugsweise die Ströme I&sub0;&sub1; und I&sub0;&sub2; in die komplementären Ausgangsspannungen V&sub0;&sub1; und V&sub0;&sub2; um. Alternativ könnte eine Summierschaltung 38 einen der Ströme I&sub0;&sub1; und I&sub0;&sub2; von dem anderen subtrahieren und somit den zusammengesetzten Ausgangsstrom I&sub0; erzeugen, der der Differenz zwischen I&sub0;&sub1; und I&sub0;&sub2; entspricht.
Ein Steuerverstärker AN des ersten Polaritätstyps steuert die Werte, mit denen die Ströme IP1 und IP2 den differentiellen Teilschaltungen 20 und 22 zugeführt werden. Die erste und die zweite Elektrode des Steuerverstärkers AN sind mit den Versorgungspunkten P1 bzw. P2 verbunden. Die Steuerspannung VRN liegt an der Steuerelektrode von AN mit einem Wert an, der es beiden Teilschaltungen 20 und 22 ermöglicht, in dem Zwischenbereich von VAL bis VAH im Betrieb leitend zu sein. VRN liegt typischerweise nahe der Mitte des Teilbereichs von VAL bis VAH. Die von dem Verstärker AN geschaffene Stromsteuerung ermöglicht es, die Schaltungstranskonduktanz in der gewünschten Weise zu regeln.
Der vorliegende Differenzverstärker arbeitet in ähnlicher Weise wie derjenige in der oben beschriebenen Schaltung nach dem Stand der Technik, mit der Ausnahme, daß die Stromquellen 16 und 18 nicht in einen unerwünschten Zustand gehen, wenn VCM nahe an VHH herankommt. Insbesondere ist die Funktion folgendermaßen, wenn VCM von der Schiene mit niedriger Spannung VLL auf die Schiene mit hoher Spannung VHH ansteigt:
Wenn VCM von VLL auf VAL ansteigt, ist der Verstärker AN vollständig leitend und lenkt dem gesamten Strom IL zu der differentiellen Teilschaltung 22. IP2 entspricht IL. Die Verstärker A3 bis A6 sind vollständig eingeschaltet. Die Teilschaltung 22 ist im Betrieb vollständig leitend. IP1 ist Null. Die Verstärker A1 und A2 sind ausgeschaltet, so daß die differentielle Teilschaltung 20 nicht-leitend ist. Die aus den Klemmschaltungen 30 und 32 gebildete Lenkungsschaltung ist nicht aktiv. In der in Figur 3 dargestellten besonderen Ausführungsform sind die Verstärker AC1 und AC2 ausgeschaltet.
Wenn VCM von VAL (über VRN) auf VAH ansteigt, wird der Verstärker AN zunehmend ausgeschaltet, so daß zunehmend mehr Hauptversorgungsstrom von der Teilschaltung 22 weg zu der Teilschaltung 20 hin geleitet wird. IP1 steigt zunehmend auf IL an. Die Verstärker A1 und A2 werden zunehmend eingeschaltet, da die Teilschaltung 20 von ihrem nicht-leitenden Zustand in einen im Betrieb vollständig leitenden Zustand übergeht. Umgekehrt fällt IP2 allmählich auf Null ab. Die Verstärker A5 und A6 werden zunehmend ausgeschaltet, wodurch die Teilschaltung 22 von ihrem vollständig leitenden Zustand in einen nicht-leitenden Zustand übergeht.
Wenn VCM von VAH auf VHH ansteigt, wird der Verstärker AN vollständig ausgeschaltet. Der gesamte Hauptversorgungsstrom wird nun zur Teilschaltung 20 gelenkt. IP1 entspricht IL. Die Verstärker A1 und A2 werden vollständig eingeschaltet. Die Teilschaltung 20 ist vollständig leitend. IP2 ist gleich Null. Die Verstärker A5 und A6 sind beide ausgeschaltet, so daß die Teilschaltung 22 nicht-leitend ist.
Wenn VCM nahe genug an VHH herankommt, werden die Verstärker A3 und A4 ausgeschaltet. Wenn dies eintritt, wird die erfindungsgemäße Stromlenkungsschaltung aktiv und sorgt dafür, daß die Stromquellen 16 und 18 in ihrem vollständig leitenden (nicht gesättigten) Zustand bleiben. Die Ströme IH1 und IH2 werden durch die Lenkungsschaltung zur VLL-Versorgung geleitet.
Bei der in Figur 3 dargestellten Ausführungsform der Klemmschaltungen 30 und 32 werden die Verstärker AC1 und AC2 eingeschaltet, wenn die Verstärker A3 und A4 ausgeschaltet werden. Dies ist der Fall, wenn VCM nahe und typischerweise etwas höher als VRC ist. Dadurch werden Ausweichpfade über die Widerstände RC1 und RC2 (falls vorhanden) und über die Verstärker AC1 und AC2 geöffnet, so daß die Versorgungsströme IH1 und IH2 zur VLL-Versorgung fließen.
Es sei angenommen, daß IH den Wert im stabilen Zustand von jedem der Ströme IH1 und IH2 darstellt, während RC den Wert von jedem der Widerstände RC1 und RC2 darstellt. Dann entsprechen die Spannungen an den Widerständen RC1 und RC2 IHRC, wenn die Verstärker AC1 und AC2 vollständig leitend sind. Es sei angenommen, daß VLSE die zusätzliche Pegelverschiebungsspannung ist, die von den Pegelverschiebungselementen 26 und 28 geliefert wird. Die Spannungen von den Steuerelektroden der Verstärker AC1 und AC2 gegen ihre entsprechenden ersten Elektroden erreichen ungefähr den gleichen Wert, hier als VLSC bezeichnet. Infolgedessen werden die Spannungen an N1 und N2 auf einem Wert entsprechend VRC + VCMAX gehalten, wobei VCMAX VLSE + IHRC + VLSC entspricht.
Wenn die Klemmschaltungen 30 und 32 die Spannungen an N1 und N2 bei dem vorherigen Wert halten sollten, bevor der Verstärker AN den Strom IP2 auf Null reduziert hat, würde die von den Verstärkern A5 und A6 in Schaltung 34 gelieferte Verstärkung vorzeitig abgebrochen, woraus sich ein Transkonduktantverlust ergäbe. Dieses Problem wird umgangen, indem der Wert der Spannung VRC und die Daten der Verstärker AC1, AC2, A3 und A4 und der Widerstände RC1 und RC2 so gewählt werden, daß die Verstärker AC1 und AC2 erst eingeschaltet werden, wenn IP2 tatsächlich im wesentlichen auf Null abgefallen ist. Insbesondere wird die Spannung VRC normalerweise so gewählt, daß sie größer als oder gleich VRN ist.
Der Wert von VCM, bei dem die Verstärker AC1 und AC2 beginnen, leitend zu werden, muß größer als VAH sein. Die Weise, in der der Verstärker AN differentiell mit den Verstärkern A1 und A2 verbunden ist, entspricht abgesehen von dem Vorhandensein der Widerstände RC1 und RC2 der Weise, in der die Verstärker AC1 und AC2 differentiell mit den Verstärkern A3 und A4 verbunden sind. Wenn der Verstärker AN von einem vollständig leitenden Zustand in einen nicht-leitenden Zustand in einem Spannungsbereich ungefähr entsprechend VAH - VAL übergeht, und wenn VRC so niedrig wie VRN ist, sollte der Parameter IHRC ungefähr gleich VAH - VAL sein. Dadurch ist gewährleistet, daß die Verstärker AC1 und AC2 von einem nicht-leitenden Zustand in einen vollständig leitenden Zustand bei einem Wert von VCM übergehen, der ausreichend größer als VAH ist, um zu vermeiden, daß die Verstärker A5 und A6 vorzeitig ausgeschaltet werden. IHRC könnte jedoch kleiner sein, wenn VRC größer als VRN ist. IHRC könnte zum Beispiel Null sein, wenn VRC - VRN gleich VAH - VAL ist.
Wenn die Knotenpunkte N1 und N2 geklemmt sind, entspricht die Spannung an jeder der Stromquellen 16 und 18 VHH - VLSE - IHRC - VLSC - VRC. Infolgedessen ist VRC kleiner als VHH - VMINH - VLSE - IHRC - VLSC.
Bezüglich der Anforderungen an die Pegelverschiebungen sei angenommen, daß VLSI die Pegelverschiebung darstellt, die die Verstärker A3 und A4 von ihren Steuerelektroden zu ihren entsprechenden ersten Elektroden durchführt. Die gesamte Pegelverschiebung VLSTOT, die von der Pegelverschiebungsschaltung 24 an den Knotenpunkten N1 und N2 durchgeführt wird, entspricht dann VLSI + VLSE.
Die Verstärker A5 und A6 werden eingeschaltet, wenn VCM bei VLL ist. Da der Verstärker AN ebenfalls eingeschaltet wird, muß VLSTOT größer als oder gleich VMINL + VMINN + VLSO sein, wobei VMINL die minimal zulässige Spannung an der Stromquelle 6 (d.h. zwischen dem Punkt P1 und dem VLL-Punkt), VMINN die minimal zulässige Spannung am Verstärker AN (d.h. zwischen den Punkten P1 und P2) und VLSO die Spannung ist, die die Verstärker A5 und A6 von ihren Steuerelektroden an ihre entsprechenden ersten Elektroden liefern. VMINL und VMINN liegen jede typischerweise bei 0,1 - 0,3 V. Wenn VLSO ungefähr gleich VLSI ist, stellt sich heraus, daß die Pegelverschiebung VLSE durch die Elemente 26 und 28 nur größer als VMINL + VMINN zu sein braucht.
Die Spannung VRN muß VMINL + VMINN + VLSN überschreiten, wobei VLSN die Spannung zwischen der Steuerelektrode und der ersten Elektrode des Verstärkers AN ist, wenn dieser vollständig leitend ist. VRN ist ebenfalls kleiner als VHH - VMINH - VLSE - VLSI. Die Laufzeitverzögerung durch die Teilschaltung 22 ist etwas größer als diejenige durch die Teilschaltung 20. Entsprechend ist es wünschenswert, daß die Teilschaltung 20 eine möglichst große Signalverstärkung über den VPS-Bereich durchführt. Aus diesem Grund wird VRN normalerweise auf einen Wert nahe der unteren Grenze eingestellt.
Figur 4 stellt eine bevorzugte bipolare Ausführungsform der obengenannten Vorrichtung dar, in der die Verstärker A1 - A6 und AN aus den Transistoren Q1 - Q6 und QN bestehen, die wie in Figur 1 dargestellt konfiguriert sind und in der oben beschriebenen Weise funktionieren. Da VLSN und VLSI beide gleich 1VBE sind, liegt VRN in dem Bereich von VLL + VMINL + VBE bis VHH - VMINH - VBE - VLSE. Dies entspricht im allgemeinem dem Bereich, der oben für die in Figur 1 gezeigte Schaltung nach dem Stand der Technik genannt ist. Infolgedessen ist die Transkonduktanz des Differenzverstärkers in Figur 4 im wesentlichen konstant.
In Figur 4 wird die Stromquelle 6 in der herkömmlichen Weise aus einem Widerstand RL und einem NPN-Transistor QL gebildet, der auf eine Bezugsspannung VRL anspricht. Die Stromquelle 16 besteht aus einem PNP-Transistor QH1 und einem Widerstand RH1, die in der herkömmlichen Weise angeordnet sind. Die Stromquelle 18 besteht in gleicher Weise aus einem PNP-Transistor QH2 und einem Widerstand RH2, die auf die gleiche Weise angeordnet sind. Die Transistoren QH1 und QH2 sprechen beide auf dieselbe Bezugsspannung VRH an.
Das Pegelverschiebungselement 26 besteht aus den in Reihe geschalteten PN-Dioden D1X und D1Y. Das Pegelverschiebungselement 28 besteht in gleicher Weise aus den in Reihe geschalteten PN-Dioden D2X und D2Y. Jede der Dioden D1X, D1Y, D2X und D2Y besteht vorzugsweise aus einem NPN-Transistor, dessen Kollektor mit seiner Basis verbunden ist, um die durch den Basiswiderstand und Basis-Ladungsspeichereffekte verursachte Leufzeitverzögerung zu minimieren.
In Figur 4 arbeitet die erfindungsgemäße Stromlenkungsschaltung mit den Klemmschaltungen 30 und 32, die direkt mit den Knotenpunkten N3 und N4 verbunden sind. Zusätzlich zu der Tatsache, daß verhindert wird, daß die Dioden D1X, D1Y, D2X und D2Y ausgeschaltet werden, wenn die Transistoren Q3 und Q4 ausgeschaltet werden, werden mit dieser Anordnung unerwünschte Temperaturabhängigkeiten innerhalb der Schaltung vermieden.
Die Verstärker AC1 und AC2 in den Klemmschaltungen 30 und 32 in Figur 3 werden in Figur 4 durch die PNP-Transistoren QC1 und QC2 implementiert. VRC entspricht hier VRN. Die Klemmschaltungen 30 und 32 enthalten in dieser bipolaren Ausführungsform auch die Widerstände RC1 und RC2. Es zeigt sich, daß VCMAX 3VBE + IHRC entspricht. Der Spannungsabfall IHRC an jedem der Widerstände RC1 und RC2 bei der Pegelhaltung der Knotenpunkte N1 und N2 beträgt mindestens 120 mV und liegt typischerweise bei 200 mV. Dies reicht aus, um die oben erwähnten Verstärkungseinbrüche zu vermeiden, die sonst beim vorzeitigen Ausschalten der Transistoren Q5 und Q6 auftreten würden.
In der in Figur 4 gezeigten Ausführungsform wird die Last 36 dazu verwendet, die komplementären Ausgangsspannungen V&sub0;&sub1; und V&sub0;&sub2; zu erzeugen. Die Last 36 besteht aus den Widerständen R1 - R3 und einem Kondensator C1, die wie gezeigt angeordnet sind. Der Kondensator C1 verhindert, daß störende Gleichtaktsignale auf der VHH-Versorgungsleitung auftreten. Alternativ können die Bauelemente C1 und R3 weggelassen werden.
In der bevorzugten Ausführungsform betragen VHH und VLL 5,0 V bzw. 0,0 V. VRN/VRC, VRL und VRH betragen 1,25 V, 0,9 V bzw. 4,1 V. IL und IH1/IH2 betragen 380 uA bzw. 200 uA, RH1/RH2, RC1/RC2, R1/R2 und R3 betragen 500 Ω, 1.250 Ω, 750 Ω bzw. 100 Ω. C1 beträgt 15 pF. Der Differenzverstärker wird als Teil einer monolithischen integrierten Schaltung mit Oxidisolierung zum Trennen aktiver Bereiche in einem Halbleiter-Wafer hergestellt.
Auch wenn die Erfindung hier in bezug auf besondere Ausführungsformen beschrieben wurde, so ist dies nur zum Zwecke der Veranschaulichung geschehen und bedeutet keine Einschränkung des Rahmens der Erfindung mit den nachfolgenden Ansprüchen. Es können z.B. Halbleiter-Bauelemente mit einer zu der oben beschriebenen Polarität entgegengesetzten Polarität verwendet werden, um die gleichen Ergebnisse zu erzielen. Feldeffekt-Transistoren können einige oder alle Bipolar-Transistoren ersetzen. Eine Eingangs-Pegelverschiebungsschaltung der in der europäischen Patentanmeldung EP-A-0382302, die US-Priorität vom 10. Februar 1989 beansprucht und somit den Stand der Technik entsprechend Art. 54(3), EPÜ, darstellt, beschriebenen Art könnte vor die differentiellen Teilschaltungen 20 und 22 geschaltet werden, so daß der Differenzverstärker mit einer Versorgungsspannung von 1 V oder etwas weniger arbeiten kann.

Claims

1. Elektronische Schaltung, die zwischen die Quellen einer ersten Versorgungsspannung (VLL) und einer zweiten Versorgungsspannung (VHH) geschaltet wird, deren Differenz eine Versorgungsspannung ist, die einen Versorgungsspannungsbereich festlegt, zum Verstärken eines Eingangssignals (VI1, VI2, das differentiell zwischen einem ersten und einem zweiten Eingangsanschluß (TI1, TI2) anliegt, wobei die Schaltung folgendes umfaßt:

erste differentielle Mittel (20) zum Verstärken des Eingangssignals, wenn dessen Gleichtaktspannung VCM in einem Teil des Versorgungsbereichs liegt, der bis zu der zweiten Versorgungsspannung reicht, wobei die ersten differentiellen Mittel einen ersten und einen zweiten Eingangsverstärker (Q1, A1; Q2, A2) gleicher Konfiguration von einem ersten Polaritätstyp enthalten, wobei der erste und der zweite Verstärker entsprechende Steuerelektroden besitzen, die mit dem ersten bzw. dem zweiten Eingangsanschluß verbunden sind, wobei die entsprechenden ersten Leitungselektroden mit einem ersten Versorgungspunkt (P1) und die entsprechenden zweiten Leitungselektroden mit dem ersten bzw. dem zweiten Ausgangsanschluß (T&sub0;&sub1;, T&sub0;&sub2;) verbunden sind;

zweite differentielle Mittel (34) zum Verstärken des Eingangssignals, wenn VCM in einem Teil des Versorgungsbereichs liegt, der bis zu der ersten Versorgungsspannung reicht, wobei sich die beiden Teile des Versorgungsbereichs teilweise überlappen, wobei die zweiten differentiellen Mittel folgendes beinhalten: (a) einen dritten und einen vierten Eingangsverstärker (Q3, A3; Q4, A4) gleicher Konfiguration von einem Polaritätstyp, der dem ersten entgegengesetzt ist, wobei der dritte und der vierte Eingangsverstärker entsprechende Steuerelektroden aufweisen, die mit dem ersten bzw. dem zweiten Eingangsanschluß verbunden sind, wobei die entsprechenden ersten Leitungselektroden mit einem ersten bzw. einem zweiten Knotenpunkt (N1, N2) und die entsprechenden zweiten Leitungselektroden mit der Quelle der ersten Versorgungsspannung (VLL) verbunden sind; (b) eine erste Stromversorgung (16), die zwischen den ersten Knotenpunkt (N1) und die Quelle der zweiten Versorgungsspannung (VHH) geschaltet ist; (c) eine zweite Stromversorgung (18), die zwischen den zweiten Knotenpunkt (N2) und die Quelle der zweiten Versorgungsspannung (VHH) geschaltet ist; und (d) einen fünften und einen sechsten Verstärker (Q5, A5; Q6, A6) gleicher Konfiguration vom ersten Polaritätstyp, wobei der fünfte und der sechste Verstärker entsprechende Steuerelektroden aufweisen, die mit dem ersten bzw. dem zweiten Knotenpunkt verbunden sind, und wobei die entsprechenden ersten Leitungselektroden mit einem zweiten Versorgungspunkt (P2) und die entsprechenden zweiten Leitungselektroden mit dem ersten bzw. dem zweiten Ausgangsanschluß (T&sub0;&sub1;, T&sub0;&sub2;) verbunden sind;

eine Hauptstromversorgung (6), die zwischen den ersten Versorgungspunkt (P1) und die Quelle der ersten Versorgungsspannung (VLL) geschaltet ist; und

einen Steuerverstärker (AN) des ersten Polaritätstyps, wobei der Steuerverstärker eine Steuerelektrode zum Empfangen einer Steuerspannung (VRN), eine erste Leitungselektrode, die mit dem ersten Versorgungspunkt (P1) verbunden ist, und eine zweite Leitungselektrode enthält, die mit dem zweiten Versorgungspunkt (P2) verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerverstärker folgendes enthält:

Stromlenkungsmittel (30, 32), die es ermöglichen, daß die erste und die zweite Stromversorgung (16, 18) im Betrieb leitend bleiben, wenn VCM im wesentlichen den gesamten Versorgungsbereich durchquert.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromlenkungsmittel Strompfade schaffen, über die der Strom von der ersten und von der zweiten Stromquelle zu der Quelle der ersten Versorgungsspannung fließt, wenn der dritte und der vierte Verstärker ausgeschaltet werden.

3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromlenkungsmittel verhindern, daß (a) die Differenz zwischen der Spannung an dem ersten Knotenpunkt und einer Klemmbezugsspannung einen bestimmten Klemmwert überschreitet und daß (b) die Differenz zwischen der Spannung an dem zweiten Knotenpunkt und der Bezugsspannung einen bestimmten Klemmwert überschreitet.

4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromlenkungsmittel folgendes enthalten: (a) eine erste Spannungsklemmschaltung, die zwischen den ersten Knotenpunkt und die Quelle der ersten Versorgungsspannung geschaltet ist, und (b)eine zweite Spannungsklemmschaltung, die zwischen den zweiten Knotenpunkt und die Quelle der ersten Versorgungsspannung geschaltet ist.

5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Spannungsklemmschaltung einen ersten bzw. einen zweiten Klemmverstärker des zweiten Polaritätstyps enthalten, wobei der erste und der zweite Klemmverstärker entsprechende Steuerelektroden zum Anlegen der Bezugsspannung, entsprechende erste Leitungselektroden, die mit dem ersten bzw. dem zweiten Knotenpunkt verbunden sind, und entsprechende zweite Elektroden aufweisen, die mit der Quelle der ersten Versorgungsspannung verbunden sind.

6. Schaltung nach Anspruch 4, in der Ladungsträger, die sich zwischen den Leitungselektroden jedes Verstärkers bewegen, ihren Ursprung bei seiner ersten Leitungselektrode haben und gesteuert von seiner Steuerelektrode bei seiner zweiten Leitungselektrode enden.

7. Schaltung nach Anspruch 3, in der die zweiten differentiellen Mittel folgendes enthalten: (a) ein erstes Spannungspegel-Verschiebungselement, das in den Strompfad zwischen dem ersten Knotenpunkt und der ersten Elektrode des dritten Verstärkers geschaltet ist, und (b) ein zweites Spannungspegel-Verschiebungselement, das in den Strompfad zwischen dem zweiten Knotenpunkt und der ersten Elektrode des vierten Verstärkers geschaltet ist.

8. Schaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromlenkungsmittel folgendes enthalten: (a) eine erste Spannungsklemmschaltung, die zwischen die Quelle der ersten Versorgungsspannung und einen dritten Knotenpunkt geschaltet ist, der in dem Strompfad zwischen dem ersten Pegelverschiebungselement und der ersten Elektrode des dritten Verstärkers liegt, und (b) eine zweite Spannungsklemmschaltung, die zwischen die Quelle der ersten Versorgungsspannung und einen vierten Knotenpunkt geschaltet ist, der in dem Strompfad zwischen dem zweiten Pegelverschiebungselement und der ersten Elektrode des vierten Verstärkers liegt.

9. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Spannungsklemmschaltung einen ersten bzw. einen zweiten Klemmverstärker des zweiten Polaritätstyps enthalten, wobei der erste und der zweite Klemmverstärker entsprechende Steuerelektroden zum Anlegen der Bezugsspannung, entsprechende erste Leitungselektroden, die mit dem dritten bzw. dem vierten Knotenpunkt verbunden sind, und entsprechende zweite Elektroden aufweisen, die mit der Quelle der ersten Versorgungsspannung verbunden sind.

10. Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Verstärker einen Bipolar-Transistor mit einer Basis, einem Emitter und einem Kollektor enthält, die mit der Steuerelektrode, der ersten Leitungselektrode und der zweiten Leitungselektrode dieses Verstärkers verbunden sind.

11. Schaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß (a) die erste Klemmschaltung außerdem einen ersten Klemmwiderstand enthält, der zwischen den dritten Knotenpunkt und den Emitter des Transistors in dem ersten Klemmverstärker geschaltet ist, und daß (b) die zweite Klemmschaltung außerdem einen zweiten Klemmwiderstand enthält, der zwischen den vierten Knotenpunkt und den Emitter des Transistors in dem zweiten Klemmverstärker geschaltet ist.

12. Schaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß jedes Pegelverschiebungselement mindestens eine Diode enthält.

13. Schaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistoren in dem ersten und in dem zweiten Klemmverstärker und in dem dritten und in dem vierten Eingangsverstärker PNP-Transistoren sind, und daß alle übrigen Transistoren NPN-Transistoren sind.

14. Schaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Bezugsspannung im wesentlichen der Steuerspannung entspricht.