JP4036506B2 - 差動増幅器 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、差動増幅器の回路技術にかかり、特に、歪みのない出力信号を得られる回路技術に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来より、差動増幅器(オペアンプ)は、単体で使用される他、種々の半導体集積回路にも内蔵されており、前段の回路から入力される微小な信号を増幅し、後段の回路に伝達させるために、ADコンバータ等に広く用いられている。
【0003】
図6(a)の符号201は、従来技術の内蔵型の差動増幅器であり、入力段205と出力段206で構成されている。入出力段205、206は、電源電圧ライン227とグラウンド電圧ライン228に接続され、電源電圧VCCとグラウンド電圧VEEが印加されている。
【0004】
入力段205は、同図(b)に示す2個の差動増幅回路2051、2052を有しており、各差動増幅回路2051、2052は、非反転入力端子216と反転入力端子217に対して並列接続されている。各差動増幅回路2051、2052の出力信号は、同じ出力段206に出力されており、2個の差動増幅回路2051、2052のいずれか一方、又は両方が差動増幅した信号が、出力段206から出力されるように構成されている。
【0005】
一般的に、差動増幅回路が、電源電圧VCCを印加されて動作する場合(ここでは、グラウンド電圧VEEはゼロVとする)には、差動増幅された信号が正常に得られる入力電圧の範囲は、0V〜VCCの範囲よりも狭い電圧範囲になってしまう。
【0006】
上述の差動増幅器201では、差動増幅回路2051、2052内には、NPNトランジスタから成り、エミッタ共通の入力トランジスタ2111、2112によって構成された第1の差動入力回路211と、反対に、PNPトランジスタから成り、エミッタ共通の入力トランジスタ2121、2122によって構成された第2の差動入力回路212とが、それぞれ設けられている。
【0007】
第1、第2の差動入力回路211、212の各入力トランジスタ2111、2112、2121、2122には、定電流回路224、バイアス回路235、PNPトランジスタ234、カレントミラー回路214が接続され、第1、第2の差動入力回路211、212は、それらの回路によって電流が供給され、動作できるようになっている。
【0008】
そして、第1、第2の差動入力回路211、212は、それぞれ抵抗素子2461、2462と抵抗素子2471、2472とを負荷にし、差動増幅した信号を、定電流回路225とカレントミラー回路226とを介して出力端子218から出力する。
【0009】
一方の入力端子216に入力された電圧Vipが、他方の入力端子217に入力された電圧Vinよりも高い場合に、出力端子218から外部回路に向けて電流が供給され、逆に、電圧Vipが電圧Vinよりも低い場合に、出力端子28が外部回路から電流を吸い込むようになっており、一方の入力端子216が非反転入力端子、他方の入力端子217が反転入力端子になっている。
【0010】
しかし、バイポーラトランジスタのベース エミッタ間の導通電圧をVBE(約+0.7V)で表した場合、入力電圧が、VBE〜(VCC−VBE)の範囲にある場合には、第1、第2の差動入力回路211、212は両方とも差動増幅動作できるのに対し、入力電圧が、電源電圧VCC付近の(VCC−VBE)〜VCCの範囲にある場合には、NPNトランジスタで構成された第1の差動入力回路211だけが動作でき、他方、入力電圧が、グラウンド電圧付近の0V〜VBEの範囲にある場合には、PNPトランジスタで構成された第2の差動入力回路212だけが動作できる。
【0011】
第1、第2の差動入力回路211、212のいずれか一方又は両方が動作すると、出力信号が得られるから、結局、この増幅器101では、入力電圧が0V〜VCCの範囲で出力信号が得られるため、入力信号の電圧範囲が広くなっている。
【0012】
しかしながら、一般に、NPNトランジスタを縦型の拡散構造とした場合、PNPトランジスタは横型の拡散構造になる。横型の拡散構造のトランジスタは、縦型の拡散構造のトランジスタに比べ、電流増幅率や周波数特性が劣っている。
【0013】
上記差動増幅器201では、並列接続された第1、第2の差動入力回路211、212は、一方がNPNトランジスタを入力トランジスタ2111、2112とし、他方はPNPトランジスタを入力トランジスタ2121、2122としている。従って、第1、第2の差動入力回路211、212は、バイポーラトランジスタで構成されている点で共通するが、そのトランジスタの極性は異なっているため、上述した理由により増幅率や周波数特性等の電気的特性が一致しない。
【0014】
従って、一方の差動入力回路が単独で動作している場合と、他方の差動入力回路が単独で動作している場合とでは、出力波形が異なることとなり、出力信号が歪んでしまうという問題がある。
【0015】
その場合、差動入力回路を1個にし、入力トランジスタに低閾値電圧(0.1V〜0.2V)のMOSトランジスタを用いれば、歪みがなく、広い入力電圧範囲の差動増幅器を得ることができる。
【0016】
しかしながら近年では、差動増幅器には、3V以下の低電源電圧での動作が要求されており、閾値電圧が低い場合であっても、電源電圧に占める割合が大きく、差動入力回路が動作できない電圧範囲が無視できなくなっている。
【0017】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は上記従来技術の課題を解決するために創作されたものであり、その目的は、広い入力電圧範囲で歪みのない出力信号が得られる差動増幅器を提供することにある。
【0018】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項1記載の発明に係る差動増幅器は、第1及び第2の入力電圧がそれぞれ印加される第1及び第2の入力端子と、上記第1及び第2の入力端子に制御端子がそれぞれ結合された第1及び第2のトランジスタを含む第1の差動トランジスタ対と、上記第1の入力端子に結合された入力端子と出力端子とを含み、上記第1の入力電圧をレベルシフトした電圧を上記出力端子に供給する第1のレベルシフト回路と、上記第2の入力端子に結合された入力端子と出力端子とを含み、上記第2の入力電圧をレベルシフトした電圧を上記出力端子に供給する第2のレベルシフト回路と、上記第1及び第2のレベルシフト回路の上記出力端子に制御端子がそれぞれ結合された第3及び第4のトランジスタを含む第2の差動トランジスタ対と、上記第1の差動トランジスタ対と上記第2の差動トランジスタ対とに電流を供給するための電流源回路と、上記第1及び第2の差動トランジスタ対と上記電流源回路との間に結合され、上記第1の差動トランジスタ対に流れる電流と上記第2の差動トランジスタ対に流れる電流との和が一定になるように制御すると共に、上記第1及び第2の入力電圧が上記第1及び第2の差動トランジスタ対の一方が動作できない電圧範囲にあるときに、当該一方の差動トランジスタ対に流れる電流を減少させる電流制御回路とを有する差動増幅器である。
【0019】
請求項2記載の発明は、請求項1記載の差動増幅器であって、上記電流制御回路が、上記第1のレベルシフト回路に結合された第5のトランジスタと、上記第2のレベルシフト回路に結合された第6のトランジスタと、上記第1の差動トランジスタ対と上記電流源回路との間に結合された第7のトランジスタと、上記第2の差動トランジスタ対と上記電流源回路との間に結合された第8のトランジスタとを含み、上記定電流回路が、上記第7及び第8のトランジスタに結合された第9のトランジスタを含み、上記第5、第6及び第8のトランジスタの制御端子が共通結合され、上記第7のトランジスタの制御端子と上記第9のトランジスタの制御端子とが結合されており、上記第5及び第6のトランジスタがダイオード接続されている差動増幅器である。
【0020】
請求項3記載の発明は、請求項1又は2の何れかに記載の差動増幅器であって、上記第1及び第2のレベルシフト回路が、トランジスタのベース・エミッタ間の順方向電圧又はゲート・ソース間の閾値電圧を用いて前記レベルシフトを行なう差動増幅器である。
請求項4記載の発明は、請求項1乃至3の何れかに記載の差動増幅器であって、上記第1乃至第4のトランジスタが同一の導電型である差動増幅器である。
【0021】
本発明は上述のように構成されており、第1及び第2の2個の入力トランジスタをそれぞれ有し、非反転(第1の)入力端子と反転(第2の)入力端子に対して並列接続された第1、第2の差動入力回路が設けられており、非反転入力端子と反転入力端子に入力された信号を差動増幅して出力するようになっている。
【0022】
この差動増幅器は、非反転入力端子に入力された電圧と、反転入力端子に入力された電圧とを、それぞれレベルシフトして出力するレベルシフト回路が設けられており、第1、第2の差動入力回路のうち、一方の差動入力回路の入力トランジスタの入力端子は、非反転入力端子と反転入力端子に入力された信号(第1及び第2の入力電圧)がそれぞれ入力されているのに対し、他方の差動入力回路の入力トランジスタの入力端子には、そのレベルシフト回路が出力する電圧がそれぞれ入力されている。
【0023】
従って、非反転入力端子と反転入力端子に入力された電圧が、電源電圧付近にある場合とグラウンド電圧付近にある場合とで、第1、第2の差動入力回路のうち、少なくともいずれか一方の差動入力回路が動作できるようになっている。
【0024】
そして、第1、第2の差動入力回路に入力される電圧の大きさが異なるため、第1、第2の差動入力回路の入力トランジスタの極性(本発明では、トランジスタの各拡散層の導電型が等しいものを言うものとする。例えば、MOSトランジスタでは、pチャネルMOSトランジスタとnチャネルトランジスタとは極性が異なる。)を異ならせることができる。
【0025】
バイポーラトランジスタとMOSトランジスタのうちの、いずれか一方の同種のトランジスタであって、同極性のトランジスタを用いた場合、第1、第2の差動入力回路の差動増幅特性や、周波数特性が一致するため、出力信号に歪みが生じないようになっている。
【0026】
このような構成により、差動増幅器全体としては、最小はグラウンド電圧から、最大は電源電圧までの広い入力電圧範囲で動作し、しかも、第1、第2の差動入力回路の特性が等しいので、出力信号に歪みがないようになっている。
【0027】
なお、第1、第2の差動入力回路に電流制御回路を接続し、入力電圧が、第1又は第2の差動入力回路のいずれか一方が動作できない範囲にある場合に、その電流制御回路によって、動作できない差動入力回路に流れるバイアス電流を少なくし、他の差動入力回路だけが差動増幅動作を行うようにすると、歪みのない出力信号を確実に得ることができる。
【0028】
【発明の実施の形態】
本発明の実施形態の第一例を図1を用いて説明する。
図1の差動増幅器1は、入力段19と出力段29で構成されており、入力段19は、第1、第2の差動入力回路11、12と、第1、第2のレベルシフト回路20a、20bと、カレントミラー回路14と、定電流トランジスタ24を有している。
【0029】
第1の差動入力回路11は、NPNトランジスタから成り、エミッタ共通の入力トランジスタ111、112で構成されており、同様に、第2の差動入力回路12は、NPNトランジスタから成り、エミッタ共通の入力トランジスタ121、122で構成されている。
【0030】
他方、第1、第2のレベルシフト回路20a、20bは、PNPトランジスタ21a、21bと、抵抗22a、22bとをそれぞれ有しており、PNPトランジスタ21a、21bのエミッタ端子は抵抗22a、22bを介して電源電圧ライン27に接続され、コレクタ端子はグラウンド電圧ライン28に接続されている。
【0031】
第1の差動入力回路11では、その入力トランジスタ111、112のベース端子(入力端子)は、この差動増幅器1の入力端子16、17に接続されると共に、レベルシフト回路20a、20bのPNPトランジスタ21a、21bのベース端子にそれぞれ接続されている。
【0032】
他方、第2の差動入力回路12では、その入力トランジスタ121、122のベース端子は、PNPトランジスタ21a、21bのエミッタ端子にそれぞれ接続されている。従って、入力トランジスタ121、122のベース端子は、PNPトランジスタ21a、21bのベース・エミッタ接合を介して、それぞれ入力端子16、17に接続されている。
【0033】
このような接続により、第1、第2のレベルシフト回路20a、20b内のPNPトランジスタ21a、21bが導通状態にある場合、第2の差動入力回路12の入力トランジスタ121、122のベース端子の電位は、PNPトランジスタ21a、21bのベース・エミッタ間の順方向導通電圧VBE(約+0.7V)分だけ、第1の差動入力回路11の入力トランジスタ111、112のベース端子の電位よりも高くなっている。
【0034】
第1の差動入力回路11の共通のエミッタ端子には、定電流トランジスタ24のコレクタ端子が直接接続され、第2の差動増幅回路12の共通のエミッタ端子には、その定電流トランジスタ24のコレクタ端子が抵抗13を介して接続されている。
また、定電流トランジスタ24のベース端子は、図示しないバイアス回路に接続され、コレクタ端子に定電流を流すように構成されている。
【0035】
第2の差動増幅回路12の共通のエミッタ端子の電位は、第1、第2のレベルシフト回路20a、20bのPNPトランジスタ21a、21bのVBE分だけ、第1の差動増幅回路11の共通のエミッタ端子の電位よりも高くなっており、バイアス抵抗13には、その分の電圧VBEが印加されるから、第2の差動入力回路12には、その電圧VBEを抵抗13の抵抗値で除した大きさの電流が流れるようになっている。
他方、第1の差動入力回路11には、定電流トランジスタ24に流れる電流から、第2の差動入力回路12に流れる電流を差し引いた電流が流れる。
【0036】
そして、第1、第2の差動入力回路11、12のコレクタ端子側は、カレントミラー回路14に接続されており、カレントミラー回路14内のダイオード接続のPNPトランジスタ141と非ダイオード接続のPNPトランジスタ142によって、第1、第2の差動増幅回路11、12を介して、定電流トランジスタ24に電流が供給されている。
【0037】
そして、カレントミラー回路14内の非ダイオード接続のPNPトランジスタ142のコレクタ端子は、出力段29内の出力トランジスタ25のベース端子に接続されており、その出力トランジスタ25のコレクタ端子が出力端子18にされ、また、その出力端子18には、出力段29内の定電流トランジスタ26のコレクタ端子が接続されている。
【0038】
2個の入力端子16、17のうち、第1のレベルシフト回路20a側の入力端子16の電位が、第2のレベルシフト回路20b側の入力端子17の電位よりも高い場合、電位が高い方の入力トランジスタ111、121とカレントミラー回路14の電流が増え、電位が低い方の入力トランジスタ112、122の電流が減少するから、結局、出力トランジスタ25のベース電流が減り、出力端子18に流れる電流が減少する。入力端子16、17の電位関係が逆の場合には、出力トランジスタ25のベース電流は増え、出力端子18に流れる電流は増加する。
従って、第1のレベルシフト回路20a側の入力端子16は反転入力端子となり、第2のレベルシフト回路20b側の入力端子17は非反転入力端子となっている。
【0039】
出力トランジスタ25に流れる電流が多く、定電流トランジスタ26が吸い込む電流以上の電流を供給した場合には、余分な電流が出力端子18から供給される。逆に、出力トランジスタ25に流れる電流が少なく、定電流トランジスタ26が吸い込む電流が不足する場合には、不足分の電流が、出力端子18に流れ込むように構成されている。
【0040】
このような構成により、反転入力端子16と非反転入力端子17に入力される信号が、第1、第2の差動入力回路11、12によって差動増幅され、出力端子18から出力される。
【0041】
ところで、第2の差動入力回路12は、第1、第2のレベルシフト回路20a、20b内のPNPトランジスタ21a、21bが動作している場合に動作できる。そのPNPトランジスタ21a、21bが動作できる入力端子16、17の電圧範囲は、0V〜(VCC−VBE)であるから、第2の差動入力回路12が動作できる入力端子16、17の電圧範囲も、0V〜(VCC−VBE)になる。
【0042】
NPNトランジスタのベース・エミッタ間の順方向導通電圧を、PNPトランジスタの場合と同様に、VBEで表すものとすると、第1の差動入力回路11が動作できる入力端子16、17の電圧範囲は、VBE〜VCCとなる。
【0043】
従って、この差動増幅器1は、0V〜VCCの電圧範囲で、第1、第2の差動入力回路11、12のうち、少なくともいずれか一方は動作し、出力信号を得ることができる。
【0044】
しかも、第1、第2の差動入力回路11、12の入力トランジスタ111、112、121、122は全てバイポーラトランジスタであり、同じ極性のNPNトランジスタで構成されているので、第1、第2の差動入力回路11、12のうち、いずれか一方が単独で動作した場合と、他方が単独で動作した場合とで電気的特性が等く、歪みのない出力信号が得られるようになっている。
【0045】
以上は、第1、第2の差動入力回路11、12をNPNトランジスタで構成した場合を示したが、図2の差動増幅器2のように、PNPトランジスタで構成してもよい。
【0046】
この差動増幅器2は、本発明の第二例の実施形態であり、第1の差動入力回路31は、PNPトランジスタから成り、エミッタ共通の入力トランジスタ311、312によって構成されており、同様に、第2の差動入力回路32も、PNPトランジスタから成り、エミッタ共通の入力トランジスタ321、322によって構成されている。
【0047】
第1、第2のレベルシフト回路40a、40bは、NPNトランジスタ41a、41bと、抵抗素子42a、42bとをそれぞれ有しており、また、カレントミラー回路34は、ダイオード接続のNPNトランジスタ341と非ダイオード接続のNPNトランジスタ342によって構成されている。
【0048】
この差動増幅器2は、図1の差動増幅器1のトランジスタの極性を反対にした場合(NPNトランジスタはPNPトランジスタにし、PNPトランジスタはNPNトランジスタにした場合)に得られる回路である。
【0049】
この差動増幅器2でも、第1の差動入力回路31を構成する入力トランジスタ311、312のベース端子は、それぞれ差動増幅器2の入力端子36、37に直結され、第2の差動入力回路32の入力トランジスタ321、322のベース端子は、第1、第2のレベルシフト回路40a、40b内のNPNトランジスタ41a、41bのベース・エミッタ間を介して、入力端子16、17にそれぞれ接続されている。
【0050】
従って、第1の差動入力回路31は、入力端子36、37が、0V〜(VCC−VBE)の範囲で動作し、第2の差動入力回路32は、入力端子36、37がVBE〜VCCの範囲で動作するので、結局、この差動増幅器2は、入力電圧が0V〜VCCの範囲で動作する。
【0051】
そして、第1、第2の差動入力回路31、32は、全て同じ極性の入力トランジスタ311、312、321、322によって構成されているので、出力端子38から歪みのない出力信号が得られるようになっている。
【0052】
以上はバイポーラトランジスタを用いた差動増幅器1、2について説明したが、本発明には、MOSトランジスタを用いて構成した差動増幅器も含まれる。
図3に示した差動増幅器3は、本発明の第三例の実施形態であり、図1の差動増幅器1のNPNトランジスタをnチャネルMOSトランジスタに交換し、PNPトランジスタをpチャネルMOSトランジスタに交換したものである。
【0053】
この差動増幅器3の、第1の差動入力回路51は、nチャネルMOSトランジスタから成り、ソース共通の入力トランジスタ511、512によって構成されており、また、第2の差動入力回路52は、同様に、nチャネルMOSトランジスタから成り、ソース共通の入力トランジスタ521、522によって構成されている。
【0054】
第1、第2のレベルシフト回路60a、60bは、pチャネルMOSトランジスタ61a、61bと、抵抗素子62a、62bによって構成されており、第2の差動入力回路52を構成する入力トランジスタ521、522のゲート端子は、第1、第2のレベルシフト回路60a、60b内のpチャネルMOSトランジスタ61a、61bのソース端子にそれぞれ接続されている。
【0055】
また、そのpチャネルMOSトランジスタ61a、61bのゲート端子と、第1の差動入力回路51を構成する入力トランジスタ511、512のゲート端子とは互いに接続され、入力端子56、57にされている。
【0056】
従って、上記差動増幅器1、2では、ベース・エミッタ間の順方向導通電圧VBEを用いてレベルシフトされていたが、この差動増幅器3では、MOSトランジスタの閾値電圧を用いてレベルシフトされている。
【0057】
第1の差動入力回路51と、第2の差動入力回路52とは、入力電圧がpチャネルMOSトランジスタ61a、61bの閾値電圧VTH以上異なるようにされており、pチャネルMOSトランジスタ及びnチャネルMOSトランジスタの閾電圧をVTHで表した場合、第1の差動入力回路51は、VTH〜VCCの電圧範囲で動作するようになっている。
【0058】
そして、第1、第2のレベルシフト回路60a、60b内のpチャネルMOSトランジスタ61a、61bは、0V〜(VCC−VTH)の電圧範囲で動作するから、第2の差動入力回路52は、0V〜(VCC−VTH)の電圧範囲で動作するようになっている。
【0059】
結局、入力端子56、57が(VCC−VTH)〜VCCの電圧範囲では、第1の差動入力回路51が単独で動作し、VTH〜(VCC−VTH)の電圧範囲では、第1、第2の差動入力回路51、52が両方とも動作し、0V〜VTHの電圧範囲では、第2の差動入力回路52が単独で動作する。従って、差動増幅器3全体では、0V〜VCCの入力電圧範囲で動作する。
【0060】
このように、差動増幅器3は、入力電圧範囲が広く、また、第1、第2の差動入力回路51、52は、全てnチャネルMOSトランジスタによって構成されているため、出力端子58から出力される信号には歪みが含まれない。
なお、一方の入力端子56は反転入力端子であり、他方の入力端子57は非反転入力端子となっている。
【0061】
図4の差動増幅器4は、本発明の第四例の実施形態であり、図2に示した差動増幅器2のNPNトランジスタをnチャネルMOSトランジスタに交換し、PNPトランジスタをpチャネルMOSトランジスタに交換したものである。
【0062】
この差動増幅器4では、第1、第2の差動入力回路71、72が、pチャネルMOSトランジスタから成り、ソース共通の入力トランジスタ711、712、721、722によって、それぞれ構成されており、第1、第2のレベルシフト回路80a、80bは、nチャネルMOSトランジスタ81a、81bと抵抗素子82a、82bで構成されている。
【0063】
第2の差動入力回路72の入力トランジスタ721、722のゲート端子は、第1、第2のレベルシフト回路80a、80b内のnチャネルMOSトランジスタ81a、81bのソース端子に接続され、そのnチャネルMOSトランジスタ81a、81bのゲート端子は、第1の差動入力回路71の入力トランジスタ711、712のゲート端子と接続され、反転入力端子76と非反転入力端子77にそれぞれ接続されている。
【0064】
従って、入力端子76、77が0V〜VTHの電圧範囲にある場合には、第1の差動入力回路71が単独で動作し、VTH〜(VCC−VTH)の電圧範囲にある場合には、第1、第2の差動入力回路71、72が両方とも動作し、(VCC−VTH)〜VCCの電圧範囲にある場合には、第2の差動入力回路72が単独で動作する。
【0065】
このように、この差動増幅器4も、第1、第2のレベルシフト回路80a、80bによって、入力電圧が0V〜VCCの範囲で動作するようになっており、また、第1、第2の差動入力回路71、72は、全てpチャネルMOSトランジスタで構成されているため、第1の差動入力回路71が単独で動作する場合と、第2の差動入力回路72が単独で動作する場合の電気的特性が等しくなっている。
【0066】
次に、本発明の第五例の実施形態の差動増幅器を説明する。
図5を参照し、この差動増幅器5は、第1、第2の差動入力回路111、112と、第1、第2のレベルシフト回路120a、120bと、定電流回路140と、電流制御回路150を有している。
【0067】
第1、第2の差動入力回路111、112は、図3に示した第三例の差動増幅器3と同様に、nチャネルMOSトランジスタから成り、ソース共通の入力トランジスタ1111、1112、1121、1122によってそれぞれ構成されている。
【0068】
また、第1、第2のレベルシフト回路120a、120bは、非ダイオード接続のpチャネルMOSトランジスタ121a、121bと、ダイオード接続されたpチャネルMOSトランジスタ122a、122bとでそれぞれ構成されており、ダイオード接続のpチャネルMOSトランジスタ122a、122bが、非ダイオード接続のpチャネルMOSトランジスタ121a、121bの負荷になるように構成されている。
【0069】
定電流回路140は、ダイオード接続のpチャネルMOSトランジスタ141と、ダイオード接続のnチャネルMOSトランジスタ142と、非ダイオード接続の2個のnチャネルMOSトランジスタ143、144とで構成されている。
【0070】
ダイオード接続のpチャネルMOSトランジスタ141では、そのアノード側は電源電圧ライン127に接続されており、カソード側は、ダイオード接続のnチャネルMOSトランジスタ142のアノード側に接続されている。そして、そのnチャネルMOSトランジスタ142のカソード側は、グラウンド電圧ライン128に接続されている。
【0071】
非ダイオード接続のnチャネルMOSトランジスタ143、144のソース端子は、グラウンド電圧ライン128に接続され、ゲート端子は、ダイオード接続のnチャネルMOSトランジスタ142のゲート端子に接続されている。
【0072】
従って、電源電圧VCCが一定であれば、ダイオード接続のnチャネルMOSトランジスタ142には定電流が流れ、その結果、非ダイオード接続のnチャネルMOSトランジスタ143、144にも、その定電流の大きさと、電流駆動能力に応じた大きさの定電流が流れるようにされている。
【0073】
電流制御回路150は、ダイオード接続のnチャネルMOSトランジスタ151a、151bと、非ダイオード接続のnチャネルMOSトランジスタ1521、1522によって構成されており、ダイオード接続のnチャネルMOSトランジスタ151a、151bのカソード側は、グラウンド電圧ライン128に接続され、アノード側は、互いに短絡されている。
【0074】
そのアノード側には、第1、第2のレベルシフト回路120a、120b内の非ダイオード接続のpチャネルMOSトランジスタ121a、121bのソース端子が接続されている。
【0075】
従って、第1、第2のレベルシフト回路120a、120bは、電流制御回路150内のダイオード接続のnチャネルMOSトランジスタ151a、151bが導通状態にある場合に動作でき、遮断状態ある場合には、動作できないようになっている。
【0076】
他方、電流制御回路150内の、非ダイオード接続のnチャネルMOSトランジスタ1521、1522では、そのソース端子は、定電流回路140内の非ダイオード接続のnチャネルMOSトランジスタ143のドレイン端子に接続され、ドレイン端子は、第1、第2の差動入力回路111、112のソース端子に接続されている。
【0077】
従って、定電流回路140内の非ダイオード接続のnチャネルMOSトランジスタ143には、電流制御回路150内の2個のnチャネルMOSトランジスタ1521、1522のいずれか一方、又は両方を介して、定電流が流れるようになっている。
【0078】
そして、その2個のnチャネルMOSトランジスタ1521、1522のうち、一方のnチャネルMOSトランジスタ1521のゲート端子は、定電流回路140内の、nチャネルMOSトランジスタ142〜144のゲート端子に接続されている。
【0079】
この場合、そのnチャネルMOSトランジスタ1521のゲート端子の電位は、定電流回路140内のダイオード接続のnチャネルMOSトランジスタ142のドレイン端子の電位と等しいから、電源電圧VCCが閾電圧VTHに比べて十分大きい場合、nチャネルMOSトランジスタ1521のゲート端子の電位は、常にソース端子の電位よりも高くなっており、導通可能な状態にある。
【0080】
従って、そのnチャネルMOSトランジスタ1521は、ドレイン端子の電位がソース端子の電位よりも高い場合に導通状態になり、ドレイン端子の電位がソース端子の電位よりも低下した場合に遮断状態になる。
【0081】
従って、入力端子116、117の電位が高い状態から低い状態に転じる場合には、先ず、nチャネルMOSトランジスタ1521のドレイン端子の電位が下がり、流れる電流が低下し、その結果、入力端子116、117の電位が、VTH以下になる前に、nチャネルMOSトランジスタ1521のドレイン端子に接続された第1の差動入力回路111に流れる電流が低下し、電圧増幅率が低下する。
【0082】
そして、入力端子116、117の電位の電位がVTHよりも低くなると、第1の差動入力回路111のnチャネルMOSトランジスタ1111、1112は遮断状態になる。
【0083】
他方、電流制御回路150内の非ダイオード接続のnチャネルMOSトランジスタ1522のゲート端子は、ダイオード接続のnチャネルMOSトランジスタ151a、151bのアノード側に接続されており、ダイオード接続のnチャネルMOSトランジスタ151a、151bに流れる電流が増加すると、非ダイオード接続のnチャネルMOSトランジスタに流れる電流も増加し、ダイオード接続のnチャネルMOSトランジスタ151a、151bに流れる電流が減少すると、非ダイオード接続のnチャネルMOSトランジスタに流れる電流も減少するようになっている。
【0084】
この場合、ダイオード接続のnチャネルMOSトランジスタ151a、151bには、第1、第2のレベルシフト回路120a、120bに流れる電流が流れるから、結局、非ダイオード接続のnチャネルMOSトランジスタ1522に流れる電流は、第1、第2のレベルシフト回路120a、120bに流れる電流量に応じた大きさの電流が流れるようになっている。
【0085】
入力端子116、117の電位が電源電圧VCCに近づく場合、先ず、第1、第2のレベルシフト回路120a、120b内のpチャネルMOSトランジスタ121a、121bに流れる電流が減少し、それにより、電流制御回路150内のダイオード接続のnチャネルMOSトランジスタ151a、151bに流れる電流が減少する。
【0086】
その結果、電流制御回路150内の非ダイオード接続のnチャネルMOSトランジスタ1522の電流駆動能力が低下し、そのnチャネルMOSトランジスタ1522のドレイン端子に接続された第2の差動入力回路112に流れる電流が減少し、電圧増幅率が低下する。
【0087】
そして、入力端子116、117の電位がVCC−2×VTHよりも高くなると、第1、第2のレベルシフト回路120a、120bは遮断し、その結果、第2の差動入力回路112を構成するnチャネルMOSトランジスタ1121、1122も遮断する。このとき、電流制御回路150内のnチャネルMOSトランジスタ1522も遮断する。
【0088】
従って、入力端子116、117の電圧が、電源電圧近傍では、第1の差動入力回路111が単独で動作し、グラウンド電位近傍では、第2の差動入力回路112が単独で動作するから、結局、入力電圧が0V〜VCCの範囲で、第1、第2の差動入力回路111、112の、いずれか一方又は両方が動作し、出力段108に設けられた出力端子118から差動増幅された信号が出力されるようになっている。
【0089】
以上説明したように、この差動増幅器5では、第1又は第2の差動入力回路111、112が動作できない入力電圧が入力されると、電流制御回路150は、差動増幅動作ができない方の差動入力回路への供給電流を減少させ、波形が歪んだ信号を出力させないように構成されている。
【0090】
【発明の効果】
入力電圧範囲が広く、出力信号に歪みのない差動増幅器が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の差動増幅器の第一例を示す回路図
【図2】本発明の差動増幅器の第二例を示す回路図
【図3】本発明の差動増幅器の第三例を示す回路図
【図4】本発明の差動増幅器の第四例を示す回路図
【図5】本発明の差動増幅器の第五例を示す回路図
【図6】(a):従来技術の差動増幅器の回路図 (b):その差動増幅段を説明するためのブロック図
【符号の説明】
1〜5…差動増幅器
11、31、51、71、111…第1の差動入力回路
12、32、52、72、112…第2の差動入力回路
111、112、121、122、311、312、321、322、511、512、521、522、711、712、721、722、1111、1112、1121、1122…入力トランジスタ
16、36、56、76、116…反転入力端子
17、37、57、77、117…非反転入力端子
20a、20b、40a、40b、60a、60b、80a、80b、120a、120b…レベルシフト回路
150…電流制御回路
VCC…電源電圧 VEE…グラウンド電圧
Claims (4)
- 第1及び第2の入力電圧がそれぞれ印加される第1及び第2の入力端子と、
上記第1及び第2の入力端子に制御端子がそれぞれ結合された第1及び第2のトランジスタを含む第1の差動トランジスタ対と、
上記第1の入力端子に結合された入力端子と出力端子とを含み、上記第1の入力電圧をレベルシフトした電圧を上記出力端子に供給する第1のレベルシフト回路と、
上記第2の入力端子に結合された入力端子と出力端子とを含み、上記第2の入力電圧をレベルシフトした電圧を上記出力端子に供給する第2のレベルシフト回路と、
上記第1及び第2のレベルシフト回路の上記出力端子に制御端子がそれぞれ結合された第3及び第4のトランジスタを含む第2の差動トランジスタ対と、
上記第1の差動トランジスタ対と上記第2の差動トランジスタ対とに電流を供給するための電流源回路と、
上記第1及び第2の差動トランジスタ対と上記電流源回路との間に結合され、上記第1の差動トランジスタ対に流れる電流と上記第2の差動トランジスタ対に流れる電流との和が一定になるように制御すると共に、上記第1及び第2の入力電圧が上記第1及び第2の差動トランジスタ対の一方が動作できない電圧範囲にあるときに、当該一方の差動トランジスタ対に流れる電流を減少させる電流制御回路と、
を有する差動増幅器。 - 上記電流制御回路が、上記第1のレベルシフト回路に結合された第5のトランジスタと、上記第2のレベルシフト回路に結合された第6のトランジスタと、上記第1の差動トランジスタ対と上記電流源回路との間に結合された第7のトランジスタと、上記第2の差動トランジスタ対と上記電流源回路との間に結合された第8のトランジスタとを含み、
上記定電流回路が、上記第7及び第8のトランジスタに結合された第9のトランジスタを含み、
上記第5、第6及び第8のトランジスタの制御端子が共通結合され、上記第7のトランジスタの制御端子と上記第9のトランジスタの制御端子とが結合されており、
上記第5及び第6のトランジスタがダイオード接続されている請求項1に記載の差動増幅器。 - 上記第1及び第2のレベルシフト回路が、トランジスタのベース・エミッタ間の順方向電圧又はゲート・ソース間の閾値電圧を用いて前記レベルシフトを行なう請求項1又は2の何れかに記載の差動増幅器。
- 上記第1乃至第4のトランジスタが同一の導電型である請求項1乃至3の何れかに記載の差動増幅器。
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