DE68903207T2 - Zweiseitiger, einpoliger, zweiwege- halbbruecken-leistungsschaltapparat mit zwei zustaenden und leistungsversorgung fuer einen derartigen elektronischen leistungsschaltapparat. - Google Patents

Description

• Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Leistungs- Schaltwechselrichter gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
• Ein Leistungs-Schaltwechselrichter dieser Art ist aus der US 4 216 243 bekannt. Dieser bekannte Leistungs-Schaltwechselrichter in Form eines Halbbrücken-Wechselrichters weist einen ersten Leistungs-FET, dessen Drain mit einer Last verbunden ist, sowie einen zweiten Leistungs-FET auf, dessen Source mit der gleichen Last verbunden ist; mittels dieser Anordnung ist es möglich, die Last abwechselnd mit dem Strom zweier Stromquellen zu versorgen, die eine entgegengesetzte Polarität aufweisen und an die Source des ersten Leistungs- FET's bzw. das Drain des zweiten Leistungs-FET's angeschlossen sind. Dadurch ist es möglich, das Tastverhältnis des der Last zugeführten Stroms mittels einer ersten und einer zweiten Ansteuereinrichtung, die mit dem Gate des ersten bzw. des zweiten Leistungs-FET's verbunden sind, zu regeln, wodurch der Schaltvorgang der zwei FET's im Ansprechen auf ein von einer Eindraht-Signalquelle geliefertes Schaltsignal gesteuert wird.
• Um den zweiten Leistungs-FET über die zweite Ansteuereinrichtung einzuschalten, ist es aus der US 4 316 243 bekannt, eine Bootstrap-Einrichtung zu verwenden, die einen Kondensator aufweist, der eine Bootstrap-Spannung erzeugt; diese Spannung ermöglicht es der zweiten Ansteuereinrichtung, den zweiten Leistungs-FET trotz der Tatsache einzuschalten, daß sich die zweite Ansteuereinrichtung nicht auf Massepotential befindet, wie dies bei der ersten Ansteuereinrichtung der Fall ist.
• Der Kondensator der Bootstrap-Einrichtung muß in der Lage sein, mit einer großen Gleichtakt-Rechteckwelle des von der Eindraht-Signalquelle gelieferten Schaltsignals zu arbeiten. Es hat sich jedoch gezeigt, daß dies infolge elektromagnetischer Interferenzen auf Schwierigkeiten stößt.
• Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, einen Leistungs-Schaltwechselrichter gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 derart weiterzubilden, daß er unter allen Umständen mit einer Gleichtakt-Rechteckwelle zuverlässig arbeitet.
• Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit den im Kennzeichnungsteil des Anspruchs 1 angegebenen vorteilhaften Maßnahmen gelöst.
• Mittels dieser vorteilhaften Maßnahmen ist es möglich, elektromagnetische Interferenzen und andere schädliche Effekte zu minimieren; der Leistungs-Schaltwechselrichter arbeitet somit unter allen Umständen mit einer Gleichtakt-Rechteckwelle.
• Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
• Die Erfindung wird nachstehend unter Bezugnahme auf die begleitende Zeichnung näher erläutert; es zeigen:
• Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel des Schaltwechselrichters;
• Fig. 2 ein zweites Ausführungsbeispiel des Schaltwechselrichters;
• Fig. 3 ein drittes Ausführungsbeispiel des Schaltwechselrichters;
• Fig. 4 die Verwendung eines Wechselrichters der in der Fig. 1, 2 oder 3 gezeigten Art als Halbbrücken-Treiber für einen in einem Servosystem verwendeten Drehmomentmotor;
• Fig. 5 die gemeinsame Verwendung von zwei Wechselrichtern der in Fig. 1, 2 oder 3 gezeigten Art als Vollbrücken- Treiber für einen in einem Servosystem verwendeten umkehrbaren Gleichstrommotor;
• Fig. 6 die Verwendung von drei Wechselrichtern der in Fig. 1, 2 oder 3 gezeigten Art als Halbbrücken-Treiber für jede der drei Phasen eines Dreiphasen-Motors;
• Fig. 7 die Verwendung von vier Wechselrichtern der in Fig. 1, 2 oder 3 gezeigten Art als zwei Vollbrücken-Treiber für einen Schrittmotor;
• Fig. 8 die Verwendung eines Wechselrichters der in Fig. 1, 2 oder 3 gezeigten Art als Halbbrücken-Treiber für einen direkt gekoppelten Kompensationskonverter, der in der Lage ist, ohne eine Last eine kontinuierliche Induktanzleitung aufrechtzuerhalten;
• Fig. 9 die gemeinsame Verwendung von zwei Wechselrichtern der in Fig. 1, 2 oder 3 gezeigten Art als Vollbrücken- Treiber für einen transformatorgekoppelten Kompensationskonverter;
• Fig. 10 die Verwendung von zwei Wechselrichtern der in Fig. 1, 2 oder 3 gezeigten Art als Vollbrücken-Gleichstrom/Gleichstrom-Umsetzer zur Ansteuerung des Ausgangstransformators in einer Hochspannungs-Stromversorgung;
• Fig. 11 die Verwendung eines Wechselrichters der in Fig. 1, 2 oder 3 gezeigten Art als Halbbrücken-Treiber für einen Resonanzumsetzer mit variabler Frequenz;
• Fig. 12 die gemeinsame Verwendung von zwei Wechselrichtern der in Fig. 1, 2 oder 3 gezeigten Art als ein einen hohen Wirkungsgrad aufweisender Sinuswellengenerator in einer unterbrechungsfreien Stromversorgung;
• Fig. 13 die Verwendung der in Fig. 1, 2 oder 3 gezeigten Wechselrichter als Hochleistungs-Impulsgenerator zur abwechselnden Zufuhr von Eingangsleistung sowie von annähernd Massepegel aufweisenden Signalen für einen "ZAP/GLITCH"-Test von Leistungswandlern und anderen elektronischen Modulen; und
• Fig. 14 die Verwendung von Wechselrichtern der in Fig. 1, 2 oder 3 gezeigten Art als Ansteuerelement in einem einen hohen Wirkungsgrad aufweisenden Hochleistungs-Tonverstärker zur Modulation eines AM-Senders.
• Fig. 1 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel des Leistungs- Schaltwechselrichters. Eine Eindraht-Anschlußklemme 104 ist mit dem Ausgang eines FET-Treibers 103 verbunden, der Eingangssignale von einem Impulsbreiten-Modulator 101 über einen Pfad 102 empfängt. Die Eindraht-Anschlußklemme 104 ist über einen Widerstand 106 mit dem Gate 107 eines FET's 109 verbunden. Der FET 109 enthält weiterhin ein Drain 108 sowie eine Source 110. Die Source 110 ist über einen Pfad 111 mit einer negativen Schiene 112 sowie mit dem negativen Anschluß einer Batterie 113 verbunden. Ein Eindraht-Anschlußknoten 105 ist über einen Pfad 146 sowie über eine Diode 145 gleichfalls mit einem invertierenden FET-Treiber 143 verbunden. Der Ausgang des invertierenden Treibers 143 ist über einen Widerstand 142 mit dem Gate 135 eines FET's 133 verbunden. Der FET 133 enthält eine Source 132 sowie ein Drain 134. Die Source 132 ist über einen Pfad 147 sowie eine Diode 138 mit dem Drain 108 des FET's 109 verbunden. Das Gate 135 ist über einen Pfad 136 und eine Diode 137 mit dem Drain 108 des FET's 109 verbunden. Das Drain 134 des FET's 133 ist über eine positive Schiene 128 mit dem positiven Anschluß einer Batterie 127 verbunden. Die Batterie 113 ist über eine Diode 114, einen Pfad 115, eine Diode 129 sowie einen Pfad 128 mit der Batterie 127 verbunden. Der Pfad 115 enthält einen Ausgangsknoten 126. Ein Ausgangspfad 116 ist in Reihe mit einer Wicklung 118 einer gekoppelten Drosselspule 120 verbunden. Die Wicklung 118 ist über einen Pfad 148 in Reihe mit einem Kondensator 125 verbunden. Der Kondensator 125 ist über einen Pfad 123 mit einem Motor 124 verbunden. Eine Haushaltungsbatterie 122 liefert einem Kondensator 140 auf einem Pfad 149 über eine Wicklung 121 und einen Pfad 139 Energie. Ein Rückkehrpfad für die Haushaltungsenergie aus dem Kondensator 140 verläuft über Pfade 141, 131, 130, 115, 116, die Wicklung 118 der gekoppelten Drosselspule 120 sowie über den Pfad 148.
• In Betrieb bei einem Schaltzyklus mit einem angenommenen Tastverhältnis von 50 %, bei dem der FET 133 und der FET 109 im Ansprechen auf ein symmetrisches Rechteckwellen-Eingangssignal aus der Quelle 101 abwechselnd für gleich lange Zeiträume leiten, kann als Anfangsphase ein Zustand angenommen werden, bei dem die angelegte Rechteckwelle einen niedrigen Pegel aufweist und der FET 133 leitend ist. In diesem Zustand fließt Strom aus der Batterie 127 über den FET 133, die Wicklung 118 der gekoppelten Drosselspule 120 und den Kondensator 125 zur Batterie 127. Der Strom nimmt mit einer Rate zu, die gleich der über der gekoppelten Drosselspule 120 anliegenden Spannung dividiert durch die Induktanz der gekoppelten Drosselspule 120 ist. Der niedrige Pegel am Knoten 105 liegt aufgrund der Weiterleitung über den Widerstand 106 gleichfalls am Gate 107 an. Die Diode 145 ist in Umkehrrichtung vorgespannt und ermöglicht daher das Anlegen eines niedrigen Pegels an den Eingang des invertierenden FET- Treibers 143 über den Widerstand 144.
• Der Kondensator 140 dient als Quelle einer Haushaltungsenergie für den invertierenden Bootstrap-FET-Treiber 143, der in der Lage sein muß, mit einer an seinen Anschlüssen anliegenden großen Gleichtakt-Rechteckwelle zu arbeiten. Um elektromagnetische Interferenzen und andere schädliche Effekte einer parasitären Schaltungskapazität zu minimieren, wird bezüglich des Ausgangspfads 148, an dem ein vernachlässigbares Rechteckwellen-Wechselstrompotential existiert, eine schwebende Quelle von Haushaltungsleistung - Batterie 122 -erzeugt und dem Kondensator 140 über die gekoppelte Drosselspule 120 zugeführt. Dieser Strompfad verläuft von der Batterie 122 über die Wicklung 121 der gekoppelten Drosselspule 120, Pfad 139, Kondensator 140, Pfade 141, 131, 130, 115, 116, Wicklung 118 der gekoppelten Drosselspule 120 sowie Pfad 148 zur Batterie 122. Die Wicklungen 121 und 118 der gekoppelten Drosselspule 120 haben eine gleiche Anzahl von Windungen, so daß von dem Haushaltungsstrom kein magnetischer Nutzfluß erzeugt wird und kein zirkulierender Wechselstrom aus der großen Rechteckwelle über der gekoppelten Drosselspule resultiert. Wenn die Batterie 122 12 V erzeugt, liefert das Ausgangssignal aus dem invertierenden Bootstrap- FET-Treiber 143 ungefähr 12 V am Gate 135 des FET's 133 bezüglich der Source 132.
• Wenn die aus der Quelle 101 auf dem Pfad 102 dem FET-Treiber 103 zugeführte Rechteckwelle ihren Zustand vom niedrigen auf den hohen Pegel ändert, erhöht sich das Ausgangssignal auf dem Pfad 104 auf ungefähr +12 V bezüglich der negativen Schiene 112. Hierdurch wird der FET 109 eingeschaltet, was zu einem Spannungsabfall am Drain 108 von ungefähr +41 V auf -30 V führt. Sobald die Spannung am Drain 108 abfällt, wird die am Gate 135 anliegende Spannung über die Diode 137 und den Pfad 136 niedrig gemacht. Da die Diode 138 so lange in Gegenrichtung vorgespannt bleibt, bis der FET 133 über die Diode 137 abgeschaltet worden ist, tritt keine Querleitung vom FET 133 zum FET 109 auf.
• Während dieses Übergangszeitraums vom hohen zum niedrigen Pegel, fließt kurzzeitig ein Strom vom Kondensator 140 über den invertierenden Bootstrap-FET-Treiber 143, Widerstand 142, Diode 137, FET 109 und Batterie 113 zum Kondensator 140. Der Widerstand 142 begrenzt einen transienten Strom und verhindert eine parasitäre Schwingung im FET 133. Die Gleichtakt-Spannung am Kondensator 140 fällt jedoch schnell ab, und zwar typischerweise mit einer Rate von mehr als 5 V pro Nanosekunde, so dar der Rückkehrpfad für diesen Strom während des Spannungsabfalls primär über die verteilte Schaltungskapazität verläuft.
• Wenn die Ausgangsspannung am Pfad 141 auf ein ungefähr 10 V über der negativen Schiene 112 liegendes Potential abgefallen ist, wird die Diode 145 in Vorwärtsrichtung vorgespannt und es fließt Strom zum Eingang des invertierenden Bootstrap-FET-Treibers 143, so daß dessen Eingang auf einen hohen Pegel gebracht wird. Dieser hohe Pegel am Eingang des Inverters 143 erzeugt ein niedriges Signal an seinem Ausgangspfad, um zu verhindern, daß ein unaufhörlicher parasitärer Strom vom Kondensator 140 über den FET-Treiber 143, Widerstand 142, Diode 137, FET 109, Diode 114 und Pfade 115, 130, 131 und 141 zum Kondensator 140 fließt, wenn der FET 109 leitend ist.
• Wenn der FET 109 leitet und der FET 133 ausgeschaltet ist, fließt Strom vom Anschluß 119 der gekoppelten Drosselspule 120 über den Kondensator 125, die Batterie 113 und die Diode 114 zum Anschluß 117 der gekoppelten Drosselspule 120. Die Stärke dieses Stromflusses nimmt ab, da die gekoppelte Drosselspule 120 die in ihr gespeicherte Energie der Batterie 113 liefert.
• Wenn die in der gekoppelten Drosselspule 120 gespeicherte Energie auf Null abfällt, kehrt sich der Stromfluß in der Drosselspule 120 um und es fließt Strom von der Batterie 113 über den Kondensator 125, die Wicklung 118 der gekoppelten Drosselspule 120, Pfade 116, 115, 130 und 131, die Diode 138, den FET 109 zurück zur Batterie 113. Die Stärke dieses Stroms nimmt linear von Null mit einer Rate zu, die durch die Induktanz der gekoppelten Drosselspule 120 und den Spannungsabfall über der Drosselspule 120 bestimmt wird. Während dieser Zeit wird Energie aus der Batterie 113 in der gekoppelten Drosselspule 120 gespeichert.
• Wenn die von der Quelle 101 her zugeführte Rechteckwelle vom hohen auf den niedrigen Pegel wechselt, wechselt das Ausgangssignal des Treibers 103 gleichfalls vom hohen zum niedrigen Pegel. Hierdurch wird der FET 109 ausgeschaltet und es wird über die Diode 145 bewirkt, dar der Eingang des invertierenden Bootstrap-Treibers 143 einen niedrigen Pegel und sein Ausgang einen hohen Pegel annimmt. Hierdurch wird die am Gate 135 des FET's 133 anliegende Spannung erhöht, so dar der FET 133 eingeschaltet wird. Infolgedessen erhöht sich die an der Source 132 des FET's 133 anliegende Ausgangsspannung auf ungefährt +30 V. Wiederum tritt bei diesem Übergang keine Querleitung auf, da die Diode 138 nur dann leiten kann, wenn der FET 133 ausgeschaltet ist, wohingegen zum Auftreten einer Querleitung ein Strom gleichzeitig durch beide dieser Komponenten fließen müßte.
• Wenn der FET 133 leitet und der FET 109 ausgeschaltet ist, fließt Strom vom Anschluß 117 der gekoppelten Drosselspule 120 über die Diode 129, die Batterie 127, den Kondensator 125 zurück zum Anschluß 119. Die Stärke dieses Stroms nimmt linear so lange ab, bis die gesamte, in der gekoppelten Drosselspule 120 gespeicherte Energie in die Batterie 127 zurückgebracht ist. Zu diesem Zeitpunkt kehrt sich der Stromfluß in der Wicklung 118 der gekoppelten Drosselspule 120 um und der Energie-Speicherzustand beginnt erneut.
• Für die meisten Anwendungsfälle der Erfindung handelt es sich bei dem Eingangssignal aus der Quelle 101 um eine Rechteckwelle mit variablem Tastverhältnis. Hierdurch wird eine Steuerung der relativen Leitungsperioden des FET's 133 und des FET's 109 ermöglicht. Wenn der FET 133 während eines größeren Anteils des Zyklus leitet als der FET 109, wird dem Motor 124 eine positive Nettospannung zugeführt, so daß er ein entsprechendes Ausgangsdrehmoment erzeugt. Wenn im Gegensatz dazu der FET 109 während eines längeren Teils des Zyklus leitet als der FET 133, resultiert eine negative Ausgangsspannung, so daß der Motor 124 ein Drehmoment in der entgegengesetzten Richtung erzeugt. Wenn das Tastverhältnis relativ groß ist, wobei der FET 133 während deutlich mehr als 50 % des Zyklus eingeschaltet ist, wird der vorstehend beschriebene Vierzustands-Zyklus durch einen Zweizustands- Zyklus ersetzt, bei dem der Strom in der Wicklung 118 der gekoppelten Drosselspule 120 kontinuierlich aus dem Anschluß 119 fliegt. Wenn der FET 133 eingeschaltet ist, fließt Strom aus der Batterie 127 über den Pfad 128, den FET 133, die Pfade 147, 130, 115 und 116, die gekoppelte Drosselspule 120 und den Motor 124 zurück zur Batterie 127. Die Stärke dieses Stroms nimmt zu. Wenn der FET 133 ausgeschaltet ist, fließt Strom aus dem Anschluß 119 der gekoppelten Drosselspule 120 über den Motor 124, die Batterie 113, die Diode 114 und den Pfad 116 zur gekoppelten Drosselspule 120. Die Stärke dieses Stroms nimmt ab, verringert sich jedoch vor dem nächsten Einschalten des FET's 133 nicht auf Null.
• Fig. 2 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Schaltgeräts bzw. Wechselrichters. Dieses Ausführungsbeispiel weist eine Schaltsignalquelle 201 auf, die über einen Pfad 202 mit einem FET-Treiber 203 verbunden ist. Ein Ausgangspfad 206 aus dem FET-Treiber 203 ist über einen Widerstand 207 mit einem Eindraht-Anschlußknoten 268 verbunden. Der Knoten 268 ist mit einem Gate 209 des FET's 211 verbunden. Ein Drain 210 des FET's 211 ist über einen Pfad 269 und eine Diode 238 mit einer Source 237 eines FET's 234 verbunden. Ein Gate 236 des FET's 234 ist über einen Pfad 270, eine Diode 241 und den Pfad 269 mit dem Drain 210 des FET's 211 verbunden. Eine Batterie 215 ist über ihren negativen Anschluß mit dem FET-Treiber 203 über eine negative Schiene 214 verbunden. Die Batterie 215 ist über einen Pfad 216, eine Diode 217, eine Diode 233 und über eine positive Schiene 232 mit dem positiven Anschluß einer Batterie 231 verbunden. Der positive Anschluß der Batterie 231 ist über den Pfad 232 gleichfalls mit einem Drain 235 des FET's 234 verbunden. Der negative Anschluß der Batterie 215 ist mit der Source des FET's 211 über Pfade 214 und 213 verbunden.
• Eine Batterie 204 ist über einen Pfad 274 mit der negativen Schiene 214 und einer Wicklung 271 einer gekoppelten Drosselspule 254 verbunden. Ein Anschluß 249 der Wicklung 271 ist über einen Widerstand 247 mit einem Drain 245 eines FET's 246 verbunden. Ein Gate 243 des FET's 246 ist über einen Widerstand 208 mit dem Knoten 268 verbunden. Eine Source 244 des FET's 246 ist über einen Pfad 205 mit der negativen Schiene 214 verbunden. Eine Wicklung 272 der gekoppelten Drosselspule ist über einen Anschluß 251 mit einer Basis 255 eines Transistors 256 verbunden. Ein Kollektor 257 des Transistors 256 ist über einen Pfad 240 mit einer Wicklung 223 der gekoppelten Drosselspule 221 verbunden. Die Wicklung 223 ist wiederum mit einer Haushaltungsleistungs-Batterie 226 verbunden. Der Pfad 240 ist ferner an einen Kondensator 259 angeschlossen, welcher wiederum über einen Pfad 275 mit einer Source 261 eines FET's 264 verbunden ist. Ein Kollektor 257 des Transistors 256 ist über den Pfad 240 mit einer Wicklung 273 der gekoppelten Drosselspule 254 verbunden. Ein Anschluß 253 der Drosselspulenwicklung 273 ist über einen Widerstand 265 mit einem Drain 263 des FET's 264 verbunden.
• Im Betrieb kann angenommen werden, daß ein Schaltzyklus mit einem angenommenen Tastverhältnis von 50 %, bei dem der FET 234 und der FET 211 im Ansprechen auf ein symmetrisches Rechteckwellen-Eingangssignal aus der Quelle 201 abwechselnd für gleich lange Zeiträume leiten, dann beginnt, wenn sich der Knoten 268 auf einem niedrigen Pegel befindet und der FET 234 leitet. In diesem Zustand fließt ein Strom von der Batterie 231 über den FET 234, die Wicklung 276 der gekoppelten Drosselspule 221 und den Kondensator 228 zurück zur Batterie 231. Der Stromfluß nimmt mit einer Rate zu, die durch die Induktanz der Wicklung 276 der gekoppelten Drosselspule und der über ihr abfallenden Spannung bestimmt wird, die hier infolge der Ausgangsspannung der Batterie 231 30 V beträgt.
• Die Spannung der von der Quelle 201 während dieser Zeit zugeführten Rechteckwelle ist niedrig, was bewirkt, daß das Ausgangssignal des FET-Treibers 203 niedrig ist, so daß die FET's 246 und 211 infolge des niedrigen Signalpegels an ihren Gates 243 und 209 ausgeschaltet bleiben. Im ausgeschalteten Zustand der FET's 246 und 211 fließt ein gewisser Strom vom Kondensator 259 über eine Stromregelungsdiode 267 und einen Widerstand 242 zum Gate 236, wodurch der FET 234 im eingeschalteten Zustand gehalten wird. Der FET 264 wird über den Widerstand 266 gleichfalls im eingeschalteten Zustand gehalten, was bewirkt, daß Strom vom Kondensator 259 über die Wicklung 273 der gekoppelten Drosselspule, den Widerstand 265 und den FET 264 auf dem Pfad 275 zum Kondensator 259 zurückfließt. Dieser Stromfluß durch die Wicklung 273 speichert Energie in der gekoppelten Drosselspule 254 zur späteren Verwendung.
• Der Kondensator 259 dient als Quelle einer Haushaltungsenergie für den Transistor 256, den FET 264 und die zugeordneten Bootstrap-Schaltungen, die auch bei einer groben Gleichtakt- Rechteckwelle an ihren Anschlüssen funktionsfähig sein müssen. Um eine elektromagnetische Interferenz und andere schädliche Effekte einer parasitären Schaltungskapazität zu minimieren, wird bezüglich des Ausgangspfads 227, an dem ein vernachlässigbares Rechteckwellen-Potential vorliegt, eine schwebende Quelle von Haushaltungsenergie - Batterie 226 - vorgesehen und dem Kondensator 259 über die gekoppelte Drosselspule 221 zugeführt. Dieser Strompfad verläuft von der Batterie 226 über die Wicklung 223 der gekoppelten Drosselspule 221, den Pfad 240, den Kondensator 259, Pfade 275, 276, 230, 218 und die Wicklung 276 der gekoppelten Drosselspule 221 zur Batterie 226. Die Wicklungen 223 und 276 der gekoppelten Drosselspule 221 haben eine gleiche Anzahl von Windungen, so daß von dem Haushaltungsstrom kein magnetischer Nettofluß erzeugt wird und von der über der gekoppelten Drosselspule anliegenden großen Rechteckwelle kein umlaufender Wechselstrom hervorgerufen wird. Wenn die Batterie 226 12 V erzeugt, betragen die an den FET's 234 und 264 anliegenden Gate-Ansteuerspannungen ungefähr 12 V bezüglich ihrer Sourcen 237 und 261.
• Wenn das Signal aus der Source 201 seinen Zustand vom niedrigen auf den hohen Pegel ändert, erhöht sich das Ausgangssignal des FET-Treibers 203 auf ungefähr +12 V bezüglich der Schiene 214. Dies führt dazu, daß die FET's 246 und 211 einschalten. Bei eingeschaltetem FET 211 fällt die Spannung am Drain 210 von +41 V auf -30 V. Bei diesem Abfall der Drainspannung werden die Gates 236 und 262 über die Diode 241 bzw. 260 auf ein niedriges Potential gebracht. Da die Diode 238 so lange nicht in Vorwärtsrichtung vorgespannt wird, bis der FET 234 über die Diode 241 ausgeschaltet hat, tritt keine Querleitung zwischen den FET's 234 und 211 auf.
• Während dieses Zustands, bei leitendem FET 246, fließt Strom aus der Batterie 204 über die Wicklung 271, wodurch in der gekoppelten Drosselspule 254 Energie gespeichert wird, wobei der Rückstrompfad den Widerstand 247 und den FET 246 enthält. In Abhängigkeit von der Verzögerung, falls überhaupt eine auftritt, beim Abschalten des FET's 264 vor dem Einschalten des FET's 246 kann weiterhin ein kurzzeitiger Stromfluß durch den Transistor 256 auftreten. Falls dies der Fall ist, kann Strom aus dem Anschluß 251 der Wicklung 272 durch den Basis/Emitter-Übergang des Transistors 256 zum Anschluß 250 fließen. Dieser Stromfluß verbraucht teilweise die in der gekoppelten Drosselspule 254 gespeicherte Energie, jedoch bleibt ausreichend gespeicherte Energie übrig, um einen sofortigen Übergang vom hohen zum niedrigen Pegel zu unterstützen, wie dann, wenn ein Tastverhältnis von beinahe 100 % benötigt wird. Wenn der Transistor 256 kurzzeitig einschaltet, fließt vom Kondensator 259 über die Kollektor/Emitter-Strecke im Transistor 256, den Widerstand 242, die Diode 241, den FET 211 und die Batterie 215 ein zusätzlicher kleiner Übergangsstrom zurück zum Kondensator 259. Während dieses Übergangszustands vom hohen zum niedrigen Pegel fällt die Gleichtaktspannung am Kondensator 259 rasch ab, und zwar typischerweise mit einer Rate, die größer als 5 V pro Nanosekunde ist, so daß der Rückpfad für diesen Strom über die verteilte Schaltungskapazität verläuft.
• Bei leitendem FET 211 fließt Strom vom Anschluß 220 der gekoppelten Drosselspule 221 über den Kondensator 228, die Batterie 215 und die Diode 217 zurück zum Anschluß 219 der Drosselspule 221. Die Stärke dieses Stroms nimmt ab, da die gekoppelte Drosselspule 221 ihre gespeicherte Energie der Batterie 215 liefert. Darüber hinaus fließt ein Strom aus der Batterie 204 über die Wicklung 271, den Widerstand 247 und den FET 246 zur Batterie 204, wodurch in der gekoppelten Drosselspule 254 Energie für spätere Verwendung nachgespeichert oder aufrechterhalten wird.
• Wenn sich die in der gekoppelten Drosselspule 221 gespeicherte Energie auf Null verringert, kehrt sich der Stromfluß in der Wicklung 276 um, und es fließt ein Strom von der Batterie 215 über den Kondensator 228, die Anschlüsse 220 und 219 der Wicklung 276, die Diode 238 und den FET 211 zurück zur Batterie 215. Die Größe dieses Stroms nimmt linear von Null mit einer Rate zu, die durch die Induktanz der Wicklung 276 und den Spannungsabfall über der Wicklung 276 bestimmt wird. Während dieses Zeitraums wird in der gekoppelten Drosselspule 221 Energie gespeichert.
• Wenn die von der Quelle 201 her zugeführte Rechteckwelle vom hohen zum niedrigen Pegel wechselt, wechselt das Ausgangssignal des FET-Treibers 203 gleichfalls vom hohen zum niedrigen Pegel, wodurch die FET's 211 und 246 ausgeschaltet werden. Das Ausschalten des FET's 246 unterbricht den Stromfluß durch die Wicklung 271 der gekoppelten Drosselspule 254 und es beginnt ein Stromfluß durch die Wicklung 272 sowie durch den Basis/Emitter-Übergang des Bootstrap-Transistors 256, wodurch der Transistor 256 leitend wird. Hierdurch wird ein Strompfad vom Kondensator 259 über den Transistor 256, den Widerstand 242 und den Gate/Source-Übergang des FET's 234 zurück zum Kondensator 259 eingerichtet. Dieser Stromfluß schaltet den FET 234 ein, wodurch die Ausgangsspannung an der Source 237 rasch mit einer Rate von ungefähr 2 Volt pro Nanosekunde auf ungefähr +30 Volt ansteigt. Gleichfalls fließt Strom vom Kondensator 259 durch den Bootstrap- Transistor 256, den Widerstand 242, den Widerstand 266 und den FET 264 zurück zum Kondensator 259. Hierdurch wird der FET 264 eingeschaltet, wodurch sich ein Strompfad vom Kondensator 259 über die Wicklung 273, den Widerstand 265 und den FET 264 zurück zum Kondensator 259 bildet. Dieser Stromfluß erneuert die Energie in der gekoppelten Drosselspule 254 zur späteren Verwendung.
• Das Einschalten des FET's 264 ist gegenüber dem Einschalten des FET's 234 um die Zeitkonstante des Widerstands 266 und der Gate/Source-Kapazität des FET's 264 verzögert. Dies stellt sicher, daß das Einschalten des FET's 234 abgeschlossen ist, bevor das Ausschalten des Transistors 256 stattfindet. Da die Verbindung vom Gate 236 zur Diode 238 über die Diode 241 bewirkt, daß die Diode 238 vor dem Einschalten des FET's 234 in Rückwärtsrichtung vorgespannt wird, findet keine Querleitung zwischen den FET's 234 und 211 statt.
• Bei leitendem FET 234 und ausgeschaltetem FET 211 fließt Strom aus der Wicklung 276 durch die Diode 233, die Batterie 231 und den Kondensator 228 zurück zur Wicklung 276. Die Amplitude dieses Stroms nimmt linear so lange ab, bis die gesamte, in der gekoppelten Drosselspule 221 gespeicherte Energie in die Batterie 231 zurückgespeist ist. Zu diesem Zeitpunkt kehrt sich der Strom in der Wicklung 276 um und der Energie-Speicherzustand beginnt erneut.
• Für die meisten Anwendungsfälle der vorliegenden Erfindung ist das Eingangs signal aus der Quelle 201 eine Rechteckwelle mit variablem Tastverhältnis. Dies gestattet eine Steuerung der relativen Leitungsperioden des FET's 234 und des FET's 211. Wenn der FET 234 während eines größeren Anteils des Zyklus leitet als der FET 211, wird dem Motor 229 eine positive Nettospannung zugeführt, so daß dieser ein Ausgangsdrehmoment erzeugt. Wenn im Gegensatz dazu der FET 211 während eines größeren Teils des Zyklus leitet als der FET 234, wird eine negative Ausgangsspannung hervorgerufen, die den Motor 229 zum Erzeugen eines Drehmoments in der entgegengesetzten Richtung veranlaßt.
• Wenn das Tastverhältnis relativ groß ist, wobei der FET 234 während deutlich mehr als 50 % des Zyklus eingeschaltet wird, wird der vorstehend beschriebene Vierzustands-Zyklus durch einen Zweizustands-Zyklus ersetzt, bei dem der Strom in der Wicklung 276 der gekoppelten Drosselspule 221 kontinuierlich aus dem Anschluß 220 herausfließt. Wenn der FET 234 eingeschaltet ist, fließt Strom aus der Batterie 231 über den Pfad 232, den FET 234, die Pfade 230 und 218, die Wicklung 276 der gekoppelten Drosselspule 221 und den Motor 229 zurück zur Batterie 231. Die Stärke dieses Stroms nimmt zu. Wenn der FET 234 ausgeschaltet wird, fließt Strom vom Anschluß 220 der gekoppelten Drosselspule 221 über den Motor 229, die Batterie 215, die Diode 217 und den Pfad 218 zur gekoppelten Drosselspule 221. Die Stärke dieses Stroms nimmt ab, verringert sich vor dem nächsten Einschalten des FET's 234 jedoch nicht auf Null.
• Fig. 3 zeigt ein drittes Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Schaltgeräts bzw. Wechselrichters. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist ein Drain 305 eines FET's 304 über einen Pfad 357 und eine Diode 346 mit einer Source 311 eines FET's 308 verbunden. Ein Gate 310 des FET's 308 ist über einen Pfad 328, eine Diode 329 und Pfade 335 und 357 mit dem Drain des FET's 304 verbunden. Ein Drain 309 des FET's 308 ist über einen Pfad 352 und einen Pfad 313 mit dem positiven Anschluß einer Batterie 312 verbunden. Ein Gate 306 des FET's 304 ist mit dem Ausgang eines FET-Treibers 302 über einen Widerstand 303 verbunden.
• Eine Quelle 300 liefert dem FET-Treiber 302 über einen Pfad 301 Schaltsignale. Eine Source 307 des FET's 304 ist über einen Pfad 353 und eine Schiene 314 mit dem negativen Anschluß einer Batterie 311 verbunden. Der negative Anschluß der Batterie 311 ist gleichfalls über einen Pfad 344, eine Diode 343, eine Diode 345 und die Schiene 313 mit dein positiven Anschluß der Batterie 312 verbunden. Der positive Anschluß einer Batterie 354 ist über einen Widerstand 315 und eine Diode 316 mit einer Wicklung 317 einer gekoppelten Drosselspule 338 und über Anschlüsse 319 und 320 mit einer Wicklung 321 verbunden. Wicklungen 317 und 321 sind über einen Transistor 331 mit einem Kondensator 339 und über eine Diode 329 sowie einen Pfad 328 mit dem Gate 310 des FET's 308 verbunden. Das Schaltgerät der Fig. 3 führt einem Motor 350 Ausgangssignale über einen Knoten 342, einen Pfad 341, eine Wicklung 353 und einen Kondensator 349 zu. Eine Haushaltungsbatterie 348 führt dem Kondensator 339 über die Wicklungen 354 und 353 der gekoppelten Drosselspule 340 Leistung zu. Der Kondensator 339 führt wiederum der Wicklung 324 der gekoppelten Drosselspule 338 über einen Pfad 337 Leistung zu.
• Im Betrieb kann angenommen werden, daß ein Schaltzyklus mit einem angenommenen Tastverhältnis von 50 %, bei dem der FET 308 und der FET 304 im Ansprechen auf ein symmetrisches Rechteckwellen-Eingangssignal aus der Quelle 300 abwechselnd für gleich lange Zeiträume leiten, dann beginnt, wenn die angelegte Rechteckwelle einen niedrigen Pegel aufweist und der FET 308 leitend ist. In diesem Zustand fließt Strom aus der Batterie 312 durch den FET 308, die Wicklung 353 der gekoppelten Drosselspule 340 und den Kondensator 349 zur Batterie 312. Der Strom nimmt mit einer Rate zu, die gleich der durch die Induktanz der gekoppelten Drosselspule 340 geteilten Spannung über der gekoppelten Drosselspule 340 ist. In diesem Zustand fließt ferner Strom aus dem Kondensator 339 über die Wicklung 324 der gekoppelten Drosselspule 338, die Diode 326, den Widerstand 327, die Schiene 313 und den FET 308 zurück zum Kondensator 339. Dieser Stromfluß hält die gekoppelte Drosselspule 338 mit der gespeicherten Energie geladen zur künftigen Verwendung während Übergängen vom niedrigen zum hohen Pegel. Da der Kondensator 339 seine Ladung aus der Batterie 348 über die gekoppelte Drosselspule 340 empfängt, kommt ein Teil des Stroms direkt aus der Batterie 348, ohne Speicherung im Kondensator 339. Soweit benötigt fließen während dieses Zeitraums ebenfalls kleine Ströme aus dem Kondensator 339 über die Stromreglerdiode 336 und den Widerstand 330, um die Gate/Source-Spannung am FET 308 aufrechtzuerhalten, wodurch der FET 308 im eingeschalteten Zustand gehalten wird.
• Der Kondensator 339 dient als Quelle einer Haushaltungsleistung für den Transistor 331 und seiner zugeordneten Bootstrap-Schaltungen, die mit einer großen Gleichtakt- Rechteckwelle an ihren Anschlüssen funktionsfähig sein müssen. Um elektromagnetische Interferenz und andere schädliche Effekte der parasitären Schaltungskapazität zu minimieren, wird bezüglich des Ausgangspfads 359, an dem ein vernachlässigbares Rechteckwellen-Potential existiert, eine schwebende Quelle der Haushaltungsleistung - Batterie 348 - erzeugt und dem Kondensator 339 über die gekoppelte Drosselspule 340 geliefert. Dieser Strompfad verläuft von der Batterie 348 über die Wicklung 354 der gekoppelten Drosselspule 340, den Kondensator 339 und die Wicklung 353 der gekoppelten Drosselspule 340 zur Batterie 348. Die Wicklungen 354 und 353 der gekoppelten Drosselspule 340 haben eine gleiche Anzahl von Windungen, so daß von dem Haushaltungsstrom kein magnetischer Nettofluß erzeugt wird und aus der großen, über der gekoppelten Drosselspule anliegenden Rechteckwelle kein umlaufender Wechselstrom resultiert. Falls die Batterie 348 12 V erzeugt, beträgt die dem FET 308 zugeführte Gate- Ansteuerspannung ungefährt 12 V bezüglich der Source 311.
• Wenn das Schaltsignal aus der Quelle 300 seinen Zustand vom niedrigen zum hohen Pegel ändert, ändert sich das Ausgangssignal des FET-Treibers 302 gleichfalls vom niedrigen zum hohen Pegel und erhöht sich auf ungefähr +12 V bezüglich der an der Schiene 314 anliegenden Spannung von -30 V. Hierdurch wird der FET 304 eingeschaltet und die Spannung am Drain 305 fällt von ungefähr +41 V auf -30 V. Wenn die Spannung am Drain 305 fällt, wird die Spannung am Gate 310 über die Diode 329 kleingemacht. Da die Diode 356 so lange nicht in Vorwärtsrichtung vorgespannt wird, bis der FET 308 über die Diode 329 ausgeschaltet hat, tritt zwischen den FET's 308 und 304 keine Querleitung auf.
• Während dieser Zeit flieht der Strom wie folgt: Wenn die Spannung an der Source 311 des FET's 308 auf ungefährt 11 V unterhalb des Potentials an der positiven Schiene 313 abfällt, wird die Diode 326 in Rückwärtsrichtung vorgespannt 25 und die in der gekoppelten Drosselspule 338 gespeicherte Energie ruft einen Stromfluß vom Anschluß 322 über den Basis/Emitter-Übergang des Transistors 331 zurück zum Anschluß 320 der Wicklung 321 hervor. Dieser Stromfluß durch den Basis/Emitter-Übergang des Transistors 331 bewirkt ein Einschalten des Transistors 331, das ausreicht, einen parasitären Strompfad vom Kondensator 339, dem Kollektor/Emitter-Übergang des Transistors 331, der Wicklung 321, dem FET 304, der Batterie 311 und über die verteilte Schaltungskapazität zurück zum Kondensator 339 hervorzurufen. Wenn die Spannung am Drain 305 auf einen ungefähr 5 V oberhalb des Pegels der negativen Schiene 314 liegenden Wert abfällt, beginnt ein Stromfluß aus der Batterie 354 über den Widerstand 315 und die Diode 316 zu den Wicklungen 317 und 321 und von dort über den FET 304 zurück zur Batterie 354. Hierdurch wird der parasitäre Strom beendet, der während des Übergangs vom hohen zum niedrigen Pegel dadurch kurzzeitig fließt, daß der Bootstrap-Transistor 331 ausgeschaltet wird.
• Bei leitendem FET 304 und ausgeschaltetem FET 308 fließt Strom aus dem Anschluß 351 der gekoppelten Drosselspule 340 über den Kondensator 349, die Batterie 311 und die Diode 343 zurück zum Anschluß 352 der Drosselspule 340. Die Stärke dieses Stroms nimmt ab, da die Drosselspule 340 die in ihr gespeicherte Energie in die Batterie 311 zurückspeist. Während dieses sowie während des folgenden Zustands fließt gleichfalls ein Strom aus der Batterie 354 zum Widerstand 315 zur Diode 316 und den Wicklungen 317 und 321 und über den FET 304 zurück zur Batterie 354, wodurch in der gekoppelten Drosselspule 338 die zur Verwendung während des Übergangs vom niedrigen zum hohen Pegel erforderliche Energie nachgespeichert wird.
• Bei eingeschaltetem FET 304 kehrt sich der Stromfluß in der Drosselspule um, sobald die in der gekoppelten Drosselspule 30 gespeicherte Energie auf den Wert Null abfällt, wodurch sich ein neuer Strompfad aus der Batterie 311 zum Kondensator 349, den Anschlüssen 351 und 352 der Drosselspule 340, die Diode 346 und den FET 304 zurück zur Batterie 311 bildet. Die Stärke dieses Stroms nimmt linear von Null mit einer Rate zu, die durch die Induktanz der gekoppelten Drosselspule 340 und den Spannungsabfall über der Drosselspule 340 bestimmt wird. Während dieser Zeit wird Energie aus der Batterie 311 in der gekoppelten Drosselspule 340 gespeichert.
• Wenn das Schaltsignal aus der Quelle 300 vom hohen zum niedrigen Zustand wechselt, wird der FET 304 ausgeschaltet.
• Daraufhin fließt Strom aus der Batterie 354 über den Widerstand 315, die Diode 316, die Wicklungen 317 und 321 der gekoppelten Drosselspule 338 und von dort über den Widerstand 330 zum Gate 310, wodurch der FET 308 eingeschaltet wird. Das Einschalten des FET's 308 verursacht einen Anstieg der Spannung an der Source 311. Dieser Spannungsanstieg breitet sich über die Diode 346, die Pfade 357 und 335 sowie die Wicklungen 321 und 317 zur Kathode der Diode 316 aus, wodurch die Diode 316 ausgeschaltet wird. Der Strom fließt daraufhin vom Anschluß 322 der gekoppelten Drosselspule 338 über den Basis/Emitter-Übergang des Transistors 331 zurück zum Anschluß 320. Dies ruft einen Stromfluß vom Kondensator 339 über den Transistor 331, die Wicklung 321, den Widerstand 330 und den Gate/Source-Übergang des FET's 308 zurück zum Kondensator 339 hervor. Obgleich der Bootstrap- Transistor 331 den Strom in der Drosselspule 338 nicht verstärkt, verstärkt er die Leistung und steuert das Gate 310 schnell mit 12 V bezüglich des Source 311 an.
• Wenn die Spannung an der Source 311 auf ungefähr 12 V unterhalb den an der Schiene 313 anliegenden +30 V ansteigt, wird die Diode 326 in Vorwärtsrichtung vorgespannt, wodurch sich ein Strompfad vom Kondensator 339 über die Wicklung 324, die Diode 326, den Widerstand 327, die Schiene 313 und den FET 308 zurück zum Kondensator 339 ausbildet, um die verlorene Ladung auf der gekoppelten Drosselspule 338 zur Verwendung beim nächsten Übergang vom niedrigen zum hohen Pegel rückzuspeichern.
• Die Wicklung 324 kann bei diesem System weggelassen werden, falls das maximale Tastverhältnis ungefähr 85 % nicht übersteigt. Für Tastverhältnisse, die sich dem Wert 100 % annähern, ist die Wicklung 324 jedoch wesentlich.
• Bei leitendem FET 308 fließt gleichfalls Strom aus dem Kondensator 339 über die Stromreglerdiode 336, den Widerstand 330 und den Gate/Source-Übergang des FET's 308 zurück zum Kondensator 339. Die Diode 336 hält den FET 308 im eingeschalteten Zustand, wenn das Tastverhältnis 100 % beträgt und wenn sehr geringe Schaltfrequenzen vorliegen. Da die Verbindung vom Gate 310 zur Kathode der Diode 346 bewirkt, daß die Diode 346 vor dem Einschalten des FET's 308 rückwärts vorgespannt wird, tritt keine Querleitung vom FET 308 zum FET 304 auf.
• Bei leitendem FET 308 und ausgeschaltetem FET 304 flieht ebenfalls Strom vom Anschluß 352 über die Diode 345, die Batterie 312 und den Kondensator 349 zurück zum Anschluß 351 der gekoppelten Drosselspule 340. Die Stärke dieses Stroms nimmt linear so lange ab, bis die gesamte in der Drosselspule 340 gespeicherte Energie in die Batterie 312 zurückgespeist worden ist. Anschließend beginnt der Energie- Speicherungszyklus erneut.
• Für die meisten Anwendungsfälle der Erfindung handelt es sich bei dem Eingangssignal aus der Quelle 300 um eine Rechteckwelle mit variablem Tastverhältnis. Dies gewährleistet eine Steuerung der relativen Leitungsperioden des FET's 308 und FET's 304. Wenn der FET 308 für einen längeren Anteil des Zyklus leitet als der FET 304, wird dem Motor 350 eine positive Nettospannung zugeführt, wodurch dieser ein Ausgangsdrehmoment erzeugt. Wenn demgegenüber der FET 304 für einen längeren Anteil des Zyklus leitet als der FET 308, wird eine negative Ausgangsspannung erzeugt, die den Motor 350 veranlaßt, ein Drehmoment in der entgegengesetzten Richtung zu erzeugen.
• Wenn das Tastverhältnis relativ groß ist, wobei der FET 308 während deutlich mehr als 50 % des Zyklus eingeschaltet wird, wird der vorstehend beschriebene Vierzustands-Zyklus durch einen Zweizustands-Zyklus ersetzt, bei dem der Strom in der Wicklung 353 der gekoppelten Drosselspule 340 kontinuierlich aus dem Anschluß 351 herausfließt. Wenn der FET 308 eingeschaltet ist, fließt Strom aus der Batterie 312 über die Schiene 313, den FET 308, die Pfade 347 und 341, die gekoppelte Drosselspule 340 und den Motor 350 zurück zur Batterie 312. Die Stärke dieses Stroms nimmt zu. Wenn der FET 308 ausgeschaltet ist, fließt Strom vom Anschluß 351 der gekoppelten Drosselspule 340 über den Motor 350, die Batterie 311, die Diode 343 und den Pfad 341 zur gekoppelten Drosselspule 340. Die Stärke dieses Stroms nimmt ab, verringert sich vor dem nächsten Einschalten des FET's 308 nicht auf Null.
• Fig. 4 zeigt einen elektronischen Halbbrücken-Schalter 420 und eine gekoppelte Drosselspule 421, die in einem Servoverstärker zur Ansteuerung eines Drehmomentmotors 426 verwendet werden. Der Strom des Drehmomentmotors wird an einem Widerstand 425 erfaßt und in Widerständen 401 und 402 mit einem zugeführten Drehmomentbefehl verglichen. Die resultierende Fehlerspannung wird mittels Schaltungselementen 403 bis 414 zur Erzeugung eines impulsbreiten-modulierten Ansteuersignals für den Halbbrücken-Schalter 420 verarbeitet. Der Halbbrücken-Schalter 420 kann eine der in den Fig. 1, 2 oder 3 gezeigten Anordnungen aufweisen. Stromversorgungen 417 und 424 sind die Gegenstücke der in den Fig. 1, 2 und 3 gezeigten -30 V und +30 V Batterien. Unter manchen Betriebsbedingungen übertragen Schaltbetriebsart-Servoverstärker, die eine zweifache Stromversorgung verwenden, Energie zwischen ihren positiven und negativen Schienen. Da Dioden 416 und 422 in den Stromversorgungen 417 und 242 keinen Stromfluß in Rückwärtsrichtung gestatten, werden zum Verbrauch dieser zurückgeführten Energie Ableitungswiderstände 415 und 423 verwendet, wodurch die Erzeugung von schädlichen Schienenspannungen verhindert wird.
• Fig. 5 zeigt zwei elektronische Halbbrücken-Schalter des in den Fig. 1, 2 und 3 gezeigten Typs, die zur Bildung eines vollen "H"-Brücken-Schaltbetriebsart-Servoverstärkers verbunden sind. Bei dieser Anordnung empfangen beide Halbbrücken-Schalter 502 und 510 ihre Ansteuersignale bezüglich Masse, wobei beide an eine gemeinsame positive Schiene 511 angeschlossen sind. Im Vergleich zum Halbbrücken-Servo der Fig. 4 werden keine Stromversorgungs-Ableitungen benötigt. Da sich keiner der Motoranschlüsse auf Massepotential befindet, ist eine Erfassung des Motorstroms zur Verwendung als Rückkopplungssignal schwierig.
• Fig. 6 zeigt drei elektronische Halbbrücken-Schalter des in den Fig. 1, 2 und 3 gezeigten Typs, die zur Bildung eines Dreiphasen-Motortreibers miteinander verbunden sind. Halleffekt-Sensoren 612 führen einer synchronen Motor-Ansteuerungslogik 601 ein die Motorwellenposition angebendes Signal zu. Die Motor-Steuerungslogik dekodiert die Halleffekt-Daten und führt den Halbbrücken-Schaltern 602, 603 und 604 gepulste Ansteuersignale zu. Dies bewirkt, daß der Dreiphasen- Motor 611 als bürstenloser Gleichstrommotor arbeitet. Andere Ausführungsformen der Motor-Steuerungslogik können den bürstenlosen Gleichstrommotor in die Lage versetzen, als umkehrbarer Motor in einem Servosystem zu arbeiten. Die Einzeldraht-Ansteuerung für alle Halbbrücken-Schalter bezieht sich auf die gemeinsame Masse.
• Fig. 7 zeigt vier elektronische Halbbrücken-Schalter des in den Fig. 1, 2 und 3 gezeigten Typs, die zur Bildung eines Schrittmotortreibers zusammengefügt sind, der aus einem vollen "H"-Brückentreiber für jede Phase besteht. Halbbrücken-Schalter 702, 708, 711 und 717 arbeiten alle mit einer gemeinsamen Masse und einer gemeinsamen positiven Schiene. Alle vier Schalter werden von einer Einzeldraht- Schnittstelle bezüglich der gemeinsamen Masse angesteuert.
• Fig. 8 zeigt einen elektronischen Halbbrücken-Schalter des in den Fig. 1, 2 und 3 gezeigten Typs, der in einem direkt gekoppelten Kompensationskonverter verwendet wird. Das Erhöhungs /Erniedrigungs-Ausgangssignal aus dem Halbbrücken- Schalter 806 bewirkt, daß die gekoppelte Drosselspule 807 eine kontinuierliche Induktionsleitung aufrechterhält und daher die offene Schleifenverstärkung stabilisiert, selbst wenn keine Last vorhanden ist. Die einfache Einzeldraht- Schnittstelle mit einem Impulsbreiten-Modulator 805 ist auf Masse bezogen.
• Fig. 9 zeigt zwei elektronische Halbbrücken-Schalter des in den Fig. 1, 2 und 3 gezeigten Typs, die in einem vollen "H"- brückenangesteuerten Kompensationswandler verwendet werden. Halbbrücken-Schalter 919 und 924 werden über ihre massebezogenen Einzeldraht-Schnittstellen unmittelbar von einem Impulsbreiten-Modulator 901 angesteuert. Eine für diesen Typ eines Wandlers erforderliche Dreizustands-Ansteuerung für einen Transformator 912 wird erreicht, obgleich jeder einzelne Schalter lediglich zu einem Zweizustands-Betrieb in der Lage ist.
• Fig. 10 zeigt zwei elektronische Halbbrücken-Schalter des in den Fig. 1, 2 und 3 gezeigten Typs, die als Vollbrücken- Treiber für die Ausgangsstufe einer stromgespeisten Hochspannungs-Stromversorgung desjenigen Typs verwendet werden, die zur Stromversorgung eines Wanderfeldröhren-Mikrowellensenders herangezogen wird. Halbbrücken-Schalter 1005 und 1012 werden über ihre jeweiligen Einzeldraht-Schnittstellen mit einer symmetrischen Gegentakt-Rechteckwelle angesteuert. Da die Verhinderung einer Querleitung eine inhärente Charakteristik der Halbbrücken-Schalter ist, besteht keine Notwendigkeit für ein Öffner-Vor-Schließer- oder andere komplexe Ansteuerverfahren. Ein Impulsbreiten-Modulator 1001, ein FET 1004, eine Diode 1002 und eine Drosselspule 1003 enthalten einen Schaltbetriebsart-geregelten Kompensationswandler, der der Ausgangsstufe einen vorgeregelten Strom zuführt.
• Fig. 11 zeigt einen elektronischen Halbbrücken-Schalter des in den Fig. 1, 2 und 3 gezeigten Typs, der als Schaltelement in einem Resonanz-Leistungswandler mit variabler Frequenz verwendet wird. Die einfache Einzeldraht-Schnittstelle, die inhärente Freiheit von Querleitungen und die Freiheit von Beschränkungen des Tastverhältnisses sind Vorteile, die mit anderen elektronischen Halbbrücken-Schaltungsanordnungen nicht erzielbar sind.
• Fig. 12 zeigt zwei elektronische Halbbrücken-Schalter des in den Fig. 1, 2 und 3 gezeigten Typs, die als Vollbrücken-Ausgangsstufe in einer unterbrechungsfreien Stromversorgung verwendet werden. Eine typische Stromversorgung dieses Typs wird aus einer Speicherbatterie betrieben und erzeugt ein Sinus-Ausgangssignal mit 115 V und 60 Hz.
• Fig. 13 zeigt einen elektronischen Halbbrücken-Schalter des in den Fig. 1, 2 und 3 gezeigten Typs, der als Schaltelement in einem Hochleistungs-Impulsgenerator für einen "ZAP/GLITCH"-Test von Schaltbetriebsart-Leistungswandlern und anderen elektronischen Modulen verwendet wird. Bei dieser Anwendung des Halbbrücken-Schalters enthält das Schaltschema eine bevorzugte Anordnung zum Bereitstellen der Haushaltungsleitung. Das Ausgangssignal wird von einem Logikpegel-Impuls gesteuert, der über einen Anschluß 1321 oder über eine manuelle Schalterwahl zugeführt wird. Die Ausgangsimpulsamplitude ist ungefähr gleich der an VIN angelegten Spannung mit einer typischen Maximalgrenze von 300 V. Die Impulsfrequenz kann von Gleichstrom bis ungefähr 1 Mhz reichen und der Ausgangsstrom kann größer als 10 A sein.
• Fig. 14 zeigt einen elektronischen Halbbrücken-Schalter des in den Fig. 1, 2 und 3 gezeigten Typs, der als Schaltelement in einem Hochleistungs-Schaltbetriebsart-Tonverstärker zur Modulation eines AM-Senders verwendet wird. Das Ausgangssignal eines Mikrofons 1401 wird in einem Impulsbreiten- Modulator 1402 verstärkt und mit einem Ton-Rückkopplungssignal aus Widerständen 1407 und 1408 verglichen. Die resultierende Fehlerspannung moduliert das Tastverhältnis eines "Q"-Ausgangssignals des Impulsbreiten-Modulators und folglich das Tastverhältnis des Ausgangssignals des Halbbrücken- Schalters 1403. Eine gekoppelte Drosselspule 1404 und ein Kondensator 1406 entfernen die Schaltfrequenz-Rechteckwelle, die in einer Tonspannung über den Kondensator 1406 resultiert, die ein Abdruck des Mikrofon-Ausgangssignals ist. Die meisten Hochleistungs-Tonverstärker sind tatsächlich Servoverstärker, da sie eine Rückkopplung in einem geschlossenen Schleifensystem verwenden. Der Tonverstärker in Fig. 14 ist ein Schaltbetriebsart-Servosystem, das als Tonverstärker verwendet wird.

Claims (12)

1. Leistungs-Schaltwechselrichter, mit:

[a] einem ersten Leistungs-FET (109; 211; 304), dessen Drain mit einer Last (124; 229; 350) verbunden ist;

[b] einem zweiten Leistungs-FET (133; 234; 308), dessen Source mit der Last (124; 229; 350) verbunden ist;

[c] wobei das Drain des ersten Leistungs-FET's (109; 211; 304) und das Gate des zweiten Leistungs-FET's (133; 234; 308) verbunden sind;

[d] einer ersten und einer zweiten Ansteuereinrichtung (103, 143; 203, 262; 302, 334), die mit dem Gate des ersten bzw. zweiten Leistungs-FET's zur Steuerung des Schaltens der FET's im Ansprechen auf ein von einer Einzeldraht-Signalquelle (101; 201, 300) geliefertes Schaltsignal verbunden sind; und

[e] einer einen Kondensator (140; 259; 339) aufweisenden Bootstrap-Einrichtung zur Erzeugung einer Bootstrap- Spannung, die der zweiten Ansteuereinrichtung (143; 262, 334) ein Einschalten des zweiten Leistungs-FET's (133; 234; 308) gestattet;

dadurch gekennzeichnet, daß

[f] die Bootstrap-Einrichtung eine gekoppelte Drosselspuleneinrichtung (120; 221; 340) aufweist, die den Kondensator (140; 259, 339) mit Hilfe einer Gleichstromquelleneinrichtung (122; 226; 348) über eine erste Wicklung (121; 223; 354) versorgt;

[g] wobei eine zweite Wicklung 118; 276, 353) der gekoppelten Drosselspuleneinrichtung (120; 221; 340) einen gemeinsamen Punkt des Drains des ersten Leistungs-FET's (109; 211; 304) und der Source des zweiten Leistungs-FET's (133; 234; 308) mit der Last (124; 229; 350) verbindet.

2. Leistungs-Schaltwechselrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Gleichstromquelleneinrichtung (122; 226; 348) auf oder nahe Wechselstrom-Massepotential liegt.

3. Leistungs-Schaltwechselrichter nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dar die Gleichstromquelleneinrichtung eine Batterie (122; 226; 348) ist.

4. Leistungs-Schaltwechselrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Drain des ersten Leistungs-FET's (109; 211; 304) und die Source des zweiten Leistungs-FET's (133; 234; 308) über eine Einrichtung (138; 238, 346), die einen Querstrom zwischen den FET's verhindert, verbunden sind.

5. Leistungs-Schaltwechselrichter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (138; 238, 346) zum Verhindern eines Querstroms zwischen den FET's eine Diode ist.

6. Leistungs-Schaltwechselrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Drain des ersten Leistungs-FET's (109; 211; 304) und das Gate des zweiten Leistungs-FET's (133; 234; 308) über eine Diode (137; 241, 329) verbunden sind.

7. Leistungs-Schaltwechselrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Ansteuereinrichtung ein FET-Treiber (103; 203; 302) ist, dessen Ausgang mit dem Gate des ersten Leistungs-FET's (109; 211; 304) verbunden ist.

8. Leistungs-Schaltwechselrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Ansteuereinrichtung ein invertierender FET-Treiber (143) ist, dessen Ausgang mit dem Gate des zweiten Leistungs-FET's (133) verbunden ist. (Fig. 1)

9. Leistungs-Schaltwechselrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Ansteuereinrichtung einen FET-Transistor (262) aufweist, dessen Gate mit Energie geladen wird, die in dem Kondensator (259) gespeichert ist, und dessen Ausgang mit dem Gate des zweiten Leistungs-FET's (234) verbunden ist. (Fig. 2)

10. Leistungs-Schaltwechselrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Ansteuereinrichtung einen NPN-Transistor (331) aufweist, dessen Kollektor mit Energie geladen wird, die in dem Kondensator (339) gespeichert ist, und dessen Basis mit dem Gate des zweiten Leistungs-FET's (308) verbunden ist. (Fig. 3)

11. Leistungs-Schaltwechselrichter nach einem der Ansprüche 8 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Ansteuereinrichtung mit dem Gate des zweiten Leistungs-FET's (109; 211; 304) über eine Einrichtung (142; 266; 330) zum Begrenzen eines transienten Stroms und zum Verhindern einer parasitären Schwingung des zweiten Leistungs-FET's verbunden ist.

12. Leistungs-Schaltwechselrichter nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Begrenzen eines transienten Stroms und zum Verhindern einer parasitären Schwingung des zweiten Leistungs-FET's ein Widerstand ist.