AT399625B - Bidirektionale wandlerschaltung - Google Patents

Description

AT 399 625 B

Die Erfindung bezieht sich auf eine Wandlerschaltung zur bidirektionalen Transformation zweier Gleichspannungen mit zwei gesteuerten Schaltern, an deren Steuerelektroden Pulse mit einem festlegbaren Tastverhältnis gelegt and.

Gleichspannungswandler werden zur Hoch- oder Tiefsetzung von Gleichspannungen verwendet. Beispielsweise kann das Niederspannungs-Bordnetz von U-Bahn oder Straßenbahnwagen durch eine Tiefsetzung der Fahrgleichspannung mittels eines Wandlers versorgt werden. In diesem Fall liegen primärseitig hohe Spannungen und sekundärseitig hohe Ströme vor. Ein anderes Einsatzgebiet liegt auf dem Gebiet der Energieversorgung mit Solarzellen, wobei je nach den Lichtverhältnissen eine Solarzellenanordnung Energie in eine Batterie liefert oder die Batterie in das Verbrauchemetz liefern soll. Hiebei wird meist eine Bidirektionalität des Wandlers gefordert, d.h. der Wandler soll imstande sein, einen Energiefluß in beiden Richtungen primär-sekundär und sekundär-primär zu ermöglichen. Gleiches gilt für Notstromversorgungen aus einer Batterie.

Eine Wandlerschaltung der eingangs genannten Art ist beispielsweise in der FR-A1 2 663 169 (Alcatel) gezeigt. Bei dieser Schaltungsanordnung sind die gesteuerten Schalter als MOSFETS ausgefühlt die komplementär angesteuert werden. Um einen Kurzschluß der Eingangsspannung zu vermeiden, ist zwischen den komplementären Ansteuerpulsen eine kurze Totzeit eingefügt während der keiner der beiden MOSFETS leitend ist Durch die auftretenden Rückströme aus den Induktivitäten, wird während der Totzeit eine parasitär in dem MOSFET vorhandene Diode eingeschalten. Am Ende dieser Totzeit muß der angesteuerte Transistor somit gegen diesen Rückstrom geschaltet werden. Dies führt jedoch zu Problemen bei der Ansteuerung, da die parasitär vorhandenen Dioden ein im wesentlichen schlechtes Schaltverhalten zeigen. Weiters steigt die Verlustleistung von MOSFETs mit steigender Spannung nach dem Ohmschen Gesetz an.

In der GB-A 2 200 803 und in der GB-A 2 207 565 (beide Sundstrand) sind Wandlerschaltungen mit zwei ansteuerbaren Schaltern gezeigt, von denen einer ein npn- und der andere ein pnp-Transistor ist, an welchen je eine Diode in Gegenrichtung angeschaltet ist Ein grundsätzlicher Nachteil dieser Schaltung liegt in der Verwendung von pnp-Transistoren, die (wenn sie überhaupt verfügbar sind) ein deutlich schlechteres Verhalten in bezug auf das Schaltverhalten und die benötigte Steuerleistung haben. Die beiden Bipolartransistoren werden bei diesen Schaltungen nicht komplementär angesteuert, sondern es wird lediglich ein Transistor getaktet, während der andere gesperrt ist. Durch Wahl des getakteten Transistors kann die Energieflußrichtung vorgegeben werden. Bei diesen bekannten Wandierschaltungen ist daher keine automatische Energieflußrichtungsumkehr möglich.

Weiters geht aus dem Papier "Comparisons of Control Concepts of the Power Supply for Railway Passenger Cars”, F. A. Himmelstoß, H. W. Sommer, F.C. Zach; EPE (European Power Electronics) Proceedings of the Florenz Congress 1991 Vol. 1, p. 150 ein unidirektionaler Gleichspannungswandler (push pull Converter) hervor, bei welchem ais Schalter Transistoren des IGBT-Typs verwendet werden, wobei auf die regelungstechnischen Probleme eingegangen wird.

Transistoren vom iGBT-Typ werden näher in dem Artikel "Der IGBT - ein Leistungshalbleiter-Schalter mit vielen Anwendervorteilen", L. Lorenz, Siemens Components 29 (1991), Heft 4, beschrieben.

Die Ansteuerung von Halbleiterschaltern über Pulse mit gesteuertem bzw. geregeltem Tastverhältnis ist Stand der Technik und wird daher hier nicht näher erläutert. Verwiesen wird in diesem Zusammenhang auf den Artikel "Potential-Free Gate Drive Circuits for Fast Switching Power Semlconductor Devices", H. Ertl et al„ PCIM’89, June 1989, p. 14-30.

Es ist eine Aufgabe der Erfindung, einen bidirektionalen Gleichspannungswandler zu schaffen, der ohne Verwendung von Transformatoren und Rückgleichrichtung mit geringem Aufwand realisierbar ist, wobei der Wandler immer im kontinuierlichen Betrieb bleiben soll, d.h. während des Betriebes kein Übergang z.B. von einem System 1. Ordnung zu einem System 2. oder höherer Ordnung erfolgen soll, da ein solcher Übergang eine Änderung der Reglerstruktur erfordert.

Die Aufgabe der Erfindung wird mit einer Wandlerschaltung der eingangs genannten Art gelöst, bei welcher erfindungsgemäß die Schalter zwei zu einem Halbbrückenmodul zusammengefaßte, mit Freilaufdioden überbrückte Transistoren der IGBT (Isolated Gate Bipolar Transistors)-Bauart sind, bei welchen der Emitter des ersten Transistors mit dem Kollektor des zweiten Transistors verbunden ist und wobei an das Gate des einen Transistors in an sich bekannter Weise ein Puls mit dem Tastverhältnis a und an das Gate des anderen Transistors ein komplementärer Puls mit dem Tastverhältnis (1 - a ) gelegt ist.

Der Einsatz von IGBT-Halbbrückenmodulen ermöglicht nicht nur problemlos die Bidirektionalität des Leistungsflusses, sondern ermöglicht auch einen einfachen und kompakten Aufbau mit wenig zusätzlichen Schaltelementen.

Zweckmäßige Schaltungsvarianten sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet. 2

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Die Erfindung samt weiterer Vorteile ist im folgenden an Hand von Ausführungsbeispielen näher erläutert, die in der Zeichnung veranschaulicht sind. In dieser zeigen Fig. 1 bis 9 neun Varianten von Schaltungen erfindungsgemäßer bidirektionaler Gleichspannungswandler.

Fig. 1 zeigt einen bidirektionalen Hochsetz-Wandler (boost Converter), bei welchem eine Primärspan-s nung U1 auf eine Sekundärspannung U2 hochtransformiert wird. Die Primärspannung U1 liegt an einer Speicherdrossel L1 und an der Kollektor-Emitterstrecke des zweiten Transistors T2 eines Halbbrückenmoduls M, das aus zwei Transistoren der IGBT-Bauart besteht, wobei der Emitter des ersten Transistors T1 mit dem Kollektor des zweiten Transistors T2 verbunden ist und parallel zur Kollektor-Emitterstrecke jedes Transistors eine Freilaufdiode D1 bzw. D2 liegt. Die Sekundärspannung U2 liegt zwischen dem Kollektor io des ersten Transistors T1 einerseits und dem Emitter des zweiten Transistors T2 andererseits, wobei die genannte Strecke, also die Serienschaltung beider Kollektor-Emitterstrecken von einem Kondensator Cs überbrückt ist.

Wird der zweite Transistor T2 an seinem Gate mit einem Puls angesteuert, der das Tastverhältnis a aufweist und der erste Transistor T1 mit einem komplementären Puls, der das Tastverhältnis (1 - a) 15 aufweist, so ergibt sich im idealisierten Fall, ohne Berücksichtigung der Verluste U2 = 1 Ul 1 - α 20 oder U1 = (1 - a) U2

In das Modul M fließt bei dieser Schaltung wegen der Anordnung der Speicherdrossel L ein kontinuierlicher 25 Primärstrom jedoch ein diskontinuierlicher Sekundirstrom.

Da die Wandlerschaltung nach Fig. 1 ebenso wie alle folgenden Schaltungen bidirektional arbeitet sind die Begriffe "Primärspannung" und "Sekundärspannung" als willkürlich gewählt aufzufassen und lediglich auf die linke oder rechte Seite der Schaltung bezogen. In diesem Sinne ist auch der Begriff "Hochsetz-Wandler" zu sehen, da von "links" nach "rechts" hochgesetzt, umgekehrt jedoch tiefgesetzt wird, wobei für so die Anwendung außer bei unterbrechungsfreien Stromversorgungen die Betriebsform von der "linken" zur "rechten" Seite von praktischer Bedeutung ist.

Gemäß Fig. 2 liegt die Primärspannung U1 an der Serienschaltung der Kollektor-Emitterstrecken beider Transistoren T1, T2, wogegen zwischen der Kollektor-Emitterstrecke des zweiten Transistors T2 und der Sekundärspannung eine Serien-Speicherdrossel L2 und ein Parallelkondensator C2 liegen. Bei Ansteuerung 35 des ersten Transistors mit einem Puls, dessen Tastverhältnis « beträgt, ergibt sich die Sekundärspannung U2 ohne Berücksichtigung der Verluste zu U2 = α U1 bzw. U1 = i U2 40 Hier ist der Sekundärstrom des Moduls M kontinuierlich und der Primärstrom diskontinuierlich.

Bei allen Schaltungsvarianten wird die Schaltfrequenz dem Anwendungszweck entsprechend gewählt, wobei eine höhere Schaltfrequenz in Hinblick auf die Dimensionierung der Drosseln und Kondensatoren zweckmäßig ist Eine in der Praxis typische Schaltfrequenz ist z.B. 16 kHz, da durch eine weitere Erhöhung dieser Frequenz die Schaltverluste stark ansteigen. 45 Die Schaltung nach Fig. 3 entspricht im Prinzip jener nach Fig. 1, jedoch ist sekundärseitig zusätzlich ein LC-TiefpaS, bestehend aus der Drossel L2 und dem Kondensator C2 vorgesehen. Primär- und Sekundärstrom sind hier kontinuierlich.

Die Schaltung nach Fig. 4 entspricht jener nach Fig. 2, ist jedoch primärseitig durch einen LC-Tiefpaß, bestehend aus einer Speicherdrossel L1 und einem Kondensator C ergänzt. Primär- und Sekundärstrom so sind kontinuierlich.

Eine weitere Schaltung mit einfachem Aufbau zeigt Fig. 5. Die Primärspannung U1 liegt an der Serienschaltung der beiden Kollektor-Emitterstrecken der beiden Transistoren T1, T2 und eines Kondensators C2, wogegen die Sekundärspannung U2 invertiert an diesem Kondensator C2 liegt. Parallel zu der Serienschaltung der Kollektor-Emitterstrecke des zweiten Transistors T2 mit dem Kondensator C2 ist eine 55 Speicherdrossel L geschaltet. Bei Ansteuerung des ersten Transistors T1 mit einem Puls des Tastverhältnisses a ergibt sich die Sekundärspannung ohne Berücksichtigung der Verluste zu 3

Claims (7)

1. AT 399 625 B U2 α Ul bzw. Ul 1 - α 1 - g U2 α Primär- und Sekundärstrom verlaufen diskontinuierlich. Bei der Schaltung nach Fig. 6 liegt die Primärspannung U1 an einer ersten Speicherdrossel L1 und der Kollektor-Emitterstrecke des ersten Transistors T1 und die Sekundärspannung U2 an einer zweiten Speicherdrossel L2 und der Kollektor-Emitterstrecke des zweiten Transistors T2, wobei der Kollektor des ersten Transistors T1 über einen Kondensator G mit dem Emitter des zweiten Transistors T2 verbunden ist. Wie auch bei der Schaltung nach Rg. 5 ergibt sich bei Ansteuerung des ersten Transistors T1 mit einem Puls des Tastverhältnisses α die Sekundärspannung U2 ohne Verluste zu U2

   Ul, jedoch verlaufen Primär- und Sekundärstrom kontinuierlich. Es sei erwähnt, daß die Drosseln L1 und L2 bei dieser Ausführung gekoppelt sein, d.h. z.B. einen gemeinsamen Kern besitzen können, dadurch kann zusätzlich die Welligkeit des Stromes weiter verringert werden, und somit der Rlterkondensator C2 verkleinert werden. Entsprechende Wicklungsart und Kopplung der beiden Spulen vorausgesetzt, ergibt sich auf Grund eines schmäleren Luftspaltes der Vorteil einer wesentlich kleineren Bauart. Die Schaltung nach Rg. 7 gleicht in Aufbau und Funktion jener nach Rg. 5, jedoch ist primärseitig ein LC-TiefpaSfilter, bestehend aus einer Speicherdrossel L1 und einem Kondensator C3 vorgesehen. Es ergibt sich daher im Unterschied zu Fig. 5 ein kontinuierlicher Primärstrom. Bei der Schaltung nach Fig. 8 liegt die Primärspannung U1 an einer Speicherdrossel L1 und der Serienschaltung der beiden Kollektor-Emitterstrecken der Transistoren T1, T2 und einer weiteren Speicherdrossel L3; die Sekundärspannung U2 liegt an der Serienschaltung der Kollektor-Emitterstrecke des zweiten Transistors T2 mit der Speicherdrossel L3. Parallel zur Serienschaltung der beiden Kollektor-Emitterstrek-ken der Transistoren T1, T2 ist ein Kondensator C geschaltet und ein weiterer Kondensator C2 ist parallel zu der serienschaltung der Kollektor-Emitterstrecke des zweiten Transistors T2 mit der Speicherdrossel L3 geschaltet. Mit dem Puls, der das Tastverhältnis <* aufweist, wird der erste Transistor T1 angesteuert und die Sekundärspannung U2 ergibt sich ohne Verluste zu U2 = or U1 Die in Rg. 9 gezeigte Schäftung entspricht in ihrem prinzipiellen Aufbau jener nach Rg. 8, sie ist jedoch "seitenverkehrt". Überdies wird hier der zweite Transistor T2 mit dem Puls angesteuert, der das Tastverhältnis α besitzt und sekundärseitig ist ein LC-Tiefpaß L2, C2 vorgesehen. Die Sekundärspannung U2 ergibt sich zu U2

   1_) Ul bzw. U1 = (1 - e) U2 Die Schaltungen in Rg. 8 und 9 zeichnen sich durch geringe Spannungsbelastung der Halbleiterbauelemente aus und weisen die Vorteile gekoppelter Spulen wie in Rg. 5 beschrieben auf. Patentansprüche 1. Wandlerschaltung zur bidirektionalen Transformation zweier Gleichspannungen (Ul, U2) mit zwei gesteuerten Schaltern (T1, T2), an deren Steuerelektroden Pulse mit einem festlegbaren Tastverhältnis 4 AT 399 625 B gelegt sind, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalter zwei zu einem Halbbrückenmodul (M) zusammengefaßte, mit Freilaufdioden (Dl, D2) überbrückte Transistoren (T1, T2) der IGBT (Isolated Gate Bipolar Transistors)-Bauart sind, bei welchen der Emitter des ersten Transmitors (T1) mit dem Kollektor des zweiten Transitors (T2) verbunden ist und wobei an das Gate des einen Transistors (T1) 5 in an sich bekannter Weise ein Puls mit dem Tastverhältnis· α und an das Gate des anderen Transistors (T2) ein komplementärer Puls mit dem Tastverhältnis (1 - a) gelegt ist.
2. 2. Wandlerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine der beiden Spannungen (U1, U2) über eine Speicherdrossel (L1) und der Kollektor-Emitterstrecke des zweiten Transistors (T2) und io die andere der beiden Spannungen (U2, U1) an dem Kollektor des ersten Transistors (T1) und an dem Emitter des zweiten Transistors (T2) liegt (Fig. 1 bis 4).
3. 3. Wandlerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die eine Spannung (U1) über eine erste Speicherdrossel (L1) und der Kollektor-Emitterstrecke des ersten Transistors (T1) und die zweite J5 Spannung (U2) über eine zweite Speicherdrossel (L2) und der Kollektor-Emitterstrecke des zweiten Transistors (T2) liegt und der Kollektor des ersten Transistors (T1) über einen Kondensator (C) mit dem Emitter des zweiten Transistors (T2) verbunden ist (Fig. 6).
4. 4. Wandlerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die eine Spannung (Ul) an der 20 Serienschaltung der beiden Kollektor-Emitterstrecken der beiden Transistoren (T1, T2) und eines Kondensators (C2) liegt, die andere Spannung (U2) invertiert an diesem Kondensator (C2) liegt und eine Speicherdrossel (L) parallel zu der Serienschaltung der Kollektor-Emitterstrecke des zweiten Transistors (T2) mit dem Kondensator (C2) geschaltet ist (Flg.5).
5. 5. Wandlerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine- der beiden Spannungen (U1, U2) an einer Speicherdrossel (L1, L2) an der Serienschaltung der beiden Kollektor-Emitterstrecken der Transistoren (T1, T2) und einer weiteren Speicherdrossel (L3) liegt, die andere der beiden Spannungen (U2, U1) an der Serienschaltung der Kollektor-Emitterstrecke des zweiten Transistors (T2) und der weiteren Speicherdrossel (L3) liegt und ein Kondensator (C) parallel zu der Serienschaltung der 30 beiden Kollektor-Emitterstrecken der beiden Transistoren (TI. T2) geschaltet ist (Fig. 8, 9).
6. 6. Wandlerschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein Kondensator (C2) parallel zu der Serienschaltung der Kollektor-Emitterstrecke des zweiten Transistors (T2) mit der weiteren Speicherdrossel (L3) geschaltet ist (Fig. 8). 35
7. 7. Wandlerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der ersten und/oder zweiten Spannung (U1, U2) und dem Halbbrückenmodul (M) ein LC-Tiefpaßfilter (L1, C; L1, C3; L2, C2) gelegen ist. 40 Hiezu 3 Blatt Zeichnungen 45 50 5 55