NO175337B - Effekt-svitsjende vekselretter - Google Patents

Description

Denne oppfinnelse vedrører en effektsvitsjende vekselretter, omfattende: en første effekt FET hvis avløp er koblet til en last, en andre effekt FET hvis kilde er koblet til nevnte last, der avløpet hos nevnte første effekt FET og styreelektroden på nevnte andre effekt FET er koblet til hverandre, idet første og andre styreinnretninger er koblet til styreelektroden på nevnte første, hhv. andre effekt FET for å styre svitsjingen av nevnte FET'er som reaksjon på et svitsjingssignal som leveres av en enkelt-leder-signalkilde, og "bootstrapping"-kretser som innbefatter en kondensator for å generere en bootstrapping spenning for å tillate nevnte andre styreinnretning å innkoble nevnte andre effekt FET.

En effekt-svitsjende vekselretter av ovennevnte type er kjent fra US patent 4216243. Denne kjente effekt-svitsjende , vekselretter i form av en halv-bro vekselretter består av en første effekt FET, hvis avløp er koblet til en belastning og en andre effekt FET hvis kilde er koblet til den samme belastning. Ved denne utformning er det mulig å mate belastningen vekselvis med strømmen fra de to strømkildene som har motsatt polaritet og koblet til kilden for den første effekt FET, hhv. til avløpet for den andre effekt FET. Derfor er det mulig å regulere arbeidsfasen for den strøm som tilføres belastningen ved hjelp av første og andre styreinnretninger som er koblet til styreelektroden på hhv. nevnte første og andre effekt FET, for derved å styre svitsjingen av de to FET'er som reaksjon på et svitsjingssignal som leveres av en enkelt-leder signalkilde.

For å innkoble den andre effekt FET via det andre drivmidlet er det kjent fra TJS patent 4316243 å anvende et "bootstrapping" middel som innbefatter en kondensator som genererer en "bootstrapping" spenning. Denne spenning tillater det andre styremidlet å innkoble den andre effekt FET til tross for det faktum at det andre styremidlet ikke er på jord-potensiale slik som tilfellet er med det første stryremidlet. Kondensatoren i "bootstrapping" midlet må fungere med en stor felles-modus rektangulær bølge i det svitsjingssignal som leveres av enkelt-leder signalkilden. Dette har imidlertid vist seg å være vanskelig på grunn av elektromagnetiske interferenser.

Det er derfor formålet med den foreliggende oppfinnelse å forbedre en effektsvitsjende vekselretter av den type som er angitt innledningsvis, på en slik måte at den fungerer med en felles-modus rektangulær bølge under alle omstendigheter.

Dette formål oppnås, ifølge oppfinnelsen ved at nevnte bootstrapping-kretser omfatter en koblet induktor, som mater nevnte kondensator ved hjelp av en likestrømkilde via en første vikling, og der en andre vikling i nevnte koblede induktor forbinder et felles punkt for avløpet på nevnte første effekt FET og kilden for nevnte andre effekt FET, til nevnte last.

Ved hjelp av disse fordelaktige tiltak er det mulig å minimalisere elektromagnetiske interfereser og andre skadelige virkninger. Således vil den effektsvitsjende vekselretteren fungere med en fellesmodus rektangulær bølge under alle omstendigheter.

Ifølge ytterligere utførelsesform av vekselretteren kan spenningen på nevnte likestrømskilde ligge på eller nær vekselstrømjordpotensialet. Likestrømskilden kan f.eks. være et batteri.

Videre er det fordelaktig å la avløpet hos nevnte første effekt FET og kilden hos nevnte andre effekt FET være koblet sammen via en anordning for å hindre tverrstrøm mellom nevnte FET'er. For å hindre tverrstrøm mellom nevnte FET'er er anordningen en anode.

Ifølge ennu ytterligere utførelsesformer av vekselretteren er avløpet hos nevnte første effekt FET og styreelektroden på nevnte andre effekt FET er koblet sammen via en diode. Den nevnte første styreinnretning er med fordel en FET styreinnretning hvis utgang er koblet til styreelektroden på nevnte første effekt FET. Nevnte andre styreinnretning er med fordel en inverterende FET drivenhet, hvis utgang er koblet til styreelektroden på nevnte andre effekt FET. Dessuten kan nevnte andre styreinnretning omfatte en FET transistor, hvis styreelektrode lades med energi som er lagret i nevnte kondensator og hvis utgang er koblet til styreelektroden på nevnte andre effekt FET. Videre er det foretrukket at nevnte andre styreinnretning omfatter en NPN transistor, hvis kollektor lades med energi som er lagret i nevnte kondensator og hvis basis er koblet til styreelektroden på nevnte andre effekt FET. Den nevnte andre styreinnretning kan være koblet til styreelektroden på nevnte andre effekt FET via en anordning for å begrense transientstrøm og hindre parasittisk oscillasjon hos nevnte andre effekt FET, og en slik anordning kan være en motstand.

I det etterfølgende vil oppfinnelsen bli beskrevet nærmere med henvisning til de vedlagte tegninger. Fig. 1 illustrerer en første utførelsesform av den svitsjende vekselretteren, ifølge denne oppfinnelse. Fig. 2 illustrerer en andre utførelsesform av den svitsjende vekselretteren. Fig. 3 illustrerer en tredje utførelsesform av den svitsjende vekselretteren. Fig. 4 viser bruken av en vekselretter av de typer som er vist i fig. 1, 2 eller 3 som en halvbro-drivkrets for en dreiemomentmotor som anvendes i et servosystem. Fig. 5 viser bruken av to vekselrettere av den typen som er vist i fig. 1, 2 eller 3 sammen som en helbro-drivkrets for en reversibel DC-motor som anvendes i et servosystem. Fig. 6 viser bruken av tre vekselrettere av den type som er vist i fig. 1, 2 eller 3 som halvbro-drivkretser for hver av de tre fasene av en trefasemotor. Fig. 7 viser bruken av fire vekselrettere av de typer som er vist i fig. 1, 2 eller 3 som et par av helbro-drivkretser for en skrittmotor. Fig. 8 viser bruken av en vekselretter av de typer som er vist i fig. 1, 2 eller 3 som en halvbro-drivkrets for en direktekoplet motvirkende omformer som er i stand til å opprettholde kontinuerlig induktorledning med ingen belastning. Fig. 9 viser bruken av to vekselrettere av de typer som er vist i fig. 1, 2 eller 3 anvendt sammen som en helbro-drivkrets for en transformatorkoplet motvirkende omformer. Fig. 10 viser bruken av to vekselrettere av de typer som er vist i fig. 1, 2 eller 3 som en helbro-DC-DC-omformer for å drive utgangstransformatoren i en høyspenningseffekt-tilførsel. Fig. 11 viser bruken av en vekselretter av de typer som er vist i fig. 1, 2 eller 3 som en halvbro-drivinnretning for en variabel-frekvens resonansomformer. Fig. 12 viser bruken av to vekselrettere av de typer som er vist i fig. 1, 2 eller 3 sammen som en høyeffektiv sinus-bølgegenerator i en uavbrytbar effekttilførsel. Fig. 13 illustrerer bruken av vekselretterne som er vist i fig. 1, 2 eller 3 som en høyef fektspulsgenerator for vekselvis å tilføre inngangseffekt og kortslutning-til-jord signaler for ZÅP/GLITCH-testing av effektomformere og andre elektroniske moduler. Fig. 14 viser bruken av vekselrettere vist i fig. 1, 2 eller 3 som drivelementet i en høyeffekts, høyeffektiv audioforsterker for modulering av en AM-sender. Fig. 1 viser en første utførelsesform av svitsjingsanordningen ifølge denne oppfinnelse. Enkeltleder koplingsorgan 104 er forbundet med utgangen på FET-styreinnretning 103, som mottar inngangssignaler fra pulsbreddemodulator 101 via avleder 102. Enkeltleder koplingsorgan 104 er forbundet via motstand 106 til styreelektrode 107 på FET 109. FET 109 innbefatter avløp 108 og kilde 110. Kilde 110 er forbundet via leder 111 til negativ skinne 112 og den negative terminal på batteri 113. Knutepunkt 105 er også koblet via leder 146 til inverterende FET-styreinnretning 143 gjennom diode 145. Utgangen fra den inverterende styreinnretning 143 er forbundet gjennom motstand 142 med styreelektrode 135 på FET 133. FET 133 innbefatter kilde 132 og avløp 134. Kilde 132 er koblet via leder 147 og diode 138 til avløp 108 på FET 109. Styreelektrode 135 er koplet gjennom leder 136 og diode 137 til avløp 108 på FET 109. Avløp 134 på FET 133 er forbundet via positiv skinne 128 med den positive terminalen på batteriet 127. Batteriet 113 er koblet til batteri 127 gjennom diode 114, leder 115, diode 129 og leder 128. Leder 115 innbefatter utgangsknutepunkt 126. Utgangsleder 116 er forbundet i serie med vikling 118 på koplet induktor 120. Vikling 118 er forbundet i serie via leder 148 med kondensator 125. Kondensator 125 er forbundet med motor 124 gjennom leder 123. Vedlikeholdsbatteri 122 leverer effekt på leder 149 gjennom vikling 121 og leder 139 til kondensator 140. Returveien for vedlikeholdseffekten fra kondensator 140 skjer gjennom ledere 141, 131, 130, 115, 116, vikling 118 på koplet induktor 120, og leder 148.

Under operasjon kan en svitsjingssyklus med antatt 50 % arbeidsf ase, hvor FET 133 og FET 109 vekselvis leder under like perioder som reaksjon på en symmetrisk firkantbølge-innmating fra kilde 101, ansees å begynne med den tilførte firkantbølgen i den lave tilstand og med FET 133 ledende. I denne tilstand flyter strøm fra batteri 127 gjennom FET 133, vikling 118 på den koplede induktor 120 og kondensator 125 til batteri 127. Strømmen øker med en takt som er lik spenningen over den koplede induktoren 120 delt med induktansen for den koplede induktoren 120. Den lave tilstanden på knutepunkt 105 er også tilstede på styreelektrode 107, pga. forplantning via motstand 106. Diode 145 er forspent i sperreretning, hvorved det tillates en lav tilstand å bli påtrykt inngangen på inverterende FET-styreinnretning 143 ved hjelp av motstand 144.

Kondensator 140 virker som kilden for vedlikeholdseffekten for "bootstrapped"-inverterende FET-styreanordning 143 som må fungere med en stor felles-modus rektangulær bølge tilstede på sine terminaler. For å minimalisere elektromagnetisk interferens og andre skadelige virkninger av parasittisk kretskapasitans, blir en flytende kilde for vedlikeholdseffekt, batteri 122, generert med hensyn til utgangslederen 148 hvor ubetydelig rektangulærbølge AC-potensiale eksisterer og leveres til kondensator 140 via koplet induktor 120. Denne strømvei er fra batteri 122, gjennom vikling 121 på koplet induktor 120, leder 139, kondensator 140, lerdere 141, 131, 130, 115, 116, vikling 118 på koplet induktor 120 og leder 148 til batteri 122. Viklinger 121 og 118 på koplet induktor 120 har et likt antall av vindinger slik at ingen netto magnetisk fluks frembringes ved hjelp av vedlikeholdsstrømmen og ingen sirkulerende AC oppstår fra den store rektangulære bølgen over den koplede induktoren. Dersom batteri 122 frembringer 12 volt, frembringer utgangssignalet fra nevnte "bootstrapped"-inverterende FET-styreinnretning 143 omtrentlig 12 volt på styreelektrode 135 av FET 133 relativt til kilde 132.

Når den innmatede firkantbølgen fra kilde 101 på leder 102 til FET-styreinnretning 103 endrer tilstand fra lav til høy, stiger utgangssignalet på leder 104 til omtrentlig +12 volt relativt negativ skinne 112. Dette bevirker FET 109 til å innkoples, hvilket medfører fall av spenning på avløp 108 fra ca. +41 volt til -30 volt. Når spenningen på avløp 108 faller, trekkes spenningen på styreelektrode 135 mot lav verdi p.g.a. diode 137 og leder 136. Ingen kryssledning fra FET 133 til FET 109 opptrer pga. diode 138 forblir forspent i sperreretning inntil FET 133 er blitt avslått via diode 137.

Under denne høy-til-lav-overgangsperioden, vil strøm flyte øyeblikkelig fra kondensator 140 via "bootstrapped"-inverterende FET-styreinnretning 143, motstand 142, diode 137, FET 109, og batteri 113 til kondensator 140. Motstand 142 begrenser transientstrøm og hindrer parasittisk oscillasjon i FET 133. Imidlertid faller felles-modus-spenningen på kondensator 140 hurtig, typisk med en takt større enn 5 volt pr. nanosekund, slik at når spenningen faller, er returveien for denne strøm primært via fordelt kretskapasitans.

Når utgangsspenningen på leder 141 har falt til ca. 10 volt over negativ skinne 112, blir diode 145 forspent i lederetning, og strøm flyter til inngangen på "bootstrapped"-inverterende FET-styreinnretning 143, hvilket hever dens inngang til et høyt nivå. Dette høye nivået på inngangen til innretningen 143 frembringer et lavt signal på dens utgangsleder til å hindre opprettholdt parasittisk strømforløp fra kondensator 140, gjennom FET-drivinnretning 143, motstand 142, diode 137, FET 109, diode 114 og ledere 115, 130, 131 og 141 til kondensator 140 når FET 109 leder.

Med FET 109 ledende og FET 133 avslått, flyter strøm fra terminal 119 på koplet induktor 120 gjennom kondensator 125, batteri 113 og diode 114 til terminal 117 på koplet induktor 120. Størrelsen av strømforløpet avtar pga. at den koplede induktor 120 leverer sin lagrede energi til batteri 113.

Når energien som er lagret i koplet induktor 120 faller til null, reverserer strømforløpet i induktor 120 og strøm-forløpet skjer fra batteri 113 gjennom kondensator 125, vikling 118 på koplet induktor 120, ledere 116, 115, 130 og 131, diode 138, FET 109, og tilbake til batteri 113. Stør-relsen av denne strøm øker lineært fra null med en takt som bestemmes av induktansen for koplet induktor 120 og spenningsfallet over induktor 120. Under denne tid blir energi fra batteri 113 lagret i koplet induktor 120.

Når den innmatede firkantbølge fra kilde 101 endrer seg fra høy til lav, vil utmatingen fra styreinnretningen 103 også endre seg fra høy til lav. Dette bringer FET 109 til ikke-ledende tilstand og, via diode 145, bevirker inngangen på "bootstrappede"-inverterende styreinnretning 143 til å gå lav og utgangen til å gå høy. Dette hever spenningen på styreelektrode 135 hos FET 133, hvilket bevirker FET 133 til å bli innkoplet. I sin tur stiger utgangsspenningen på kilde 132 hos FET 133 til ca. +30 volt. Nok en gang er der ingen kryssleding på denne overgang pga. at dioden 138 kun kan lede når FET 133 er utkoplet, mens for at kryssleding skal opptre, vil strøm måtte flyte gjennom begge disse komponenter samtidig.

Med FET 133 ledende og FET 109 avslått, flyter strøm fra terminal 117 i koplet induktor 120 gjennom diode 129, batteri 127, kondensator 125 og går tilbake til terminal 119. Størrelsen av denne strøm avtar lineært inntil all energi som er lagret i koplet induktor 120 har resirkulert inn i batteri 127. Ved dette tidspunkt, reverseres strømmen i vikling 118 for koplet induktor 120, og energilagringstilstanden begynner igjen.

For de fleste applikasjoner av oppfinnelsen er innmatingen fra kilde 101 en rektangulær bølge med variabel arbeidsfase. Dette gir styring av de relative ledingsperioder for FET 133 og FET 109. Dersom FET 133 leder over en større del av syklusen enn hva FET 109 gjør, blir en netto positiv spenning tilført motor 124 som bevirker den til å frembringe et utgangsdreiemoment. Omvendt, dersom FET 109 leder over en større del av syklusen enn hva FET 133 gjør, blir en negativ utmating resultatet, hvilket bevirker motor 124 til å frembringe dreiemoment i den motsatte retning. Dersom arbeidsfasen er relativt stor, hvor FET 133 innkoples under vesentlig mer enn 50 # av syklusen, blir fire-tilstands-syklusen som tidligere er beskrevet erstattet av en to-tilstandssyklus hvor strøm i vikling 118 på koplet induktor 120 flyter kontinuerlig ut av terminal 119. Når FET 133 innkoples, flyter strøm fra batteri 127, gjennom leder 128, FET 133, ledere 147, 130, 115 og 116, koplet induktor 120, motor 124, og går tilbake til batteri 127. Størrelsen av strømmen øker. Når FET 133 avslås, flyter strøm fra terminal 119 på koplet induktor 120 gjennom motor 124, batteri 113, diode 114 og leder 116 til koplet induktor 120. Størrelsen av strømmen avtar, men avtar ikke til null før neste innkopling av FET 133.

Fig. 2 illustrerer en andre utførelsesform av svitsjingsanordningen ifølge denne oppfinnelse. Denne utførelsesform innbefatter svitsjende signalkilde 201 forbundet via leder 202 til FET-styreinnretning 203. Utgangsleder 206 fra FET-styreinnretning 203 er knyttet via motstand 207 til knutepunkt 268. Knutepunkt 268 er sammenføyd med styreelektrode 209 på FET 211. Avløpet 210 på FET 211 er koplet gjennom leder 269 og diode 238 til kilde 237 på FET 234. Styreelektrode 236 på FET 234 er koplet gjennom leder 270, diode 241 og leder 269 til avløp 210 på FET 211. Batteri 215 er koplet via dets negative terminal, til FET-styreinnretning 203 via en negativ skinne 214. Batteri 215 er koplet gjennom leder 216, diode 217, diode 233 og positiv skinne 232 til den positive terminalen på batteriet 231. Den positive terminalen på batteri 231 er også koplet gjennom leder 232 til avløp 235 på FET 234. Den negative terminalen på batteri 215 er koplet til kilden på FET 211 via ledere 214 og 213.

Batteri 204 er koplet til en negativ skinne 214 og vikling 271 på koplet induktor 254 via leder 274. Terminalen 249 på vikling 271 er koplet gjennom motstand 247 til avløp 245 på FET 246. Styreelektrode 243 på FET 246 er via motstand 208 forbundet med knutepunkt 268. Kilde 244 på FET 246 er koplet til negativ skinne 214 via leder 205. Koplet induktorvikling 272 er koplet gjennom terminal 251 til basis 255 på transistor 256. Kollektor 257 på transistor 256 er koblet via leder 240 til vikling 223 på koplet induktor 221. Vikling 223 er i sin tur koplet til vedlikeholdseffektbatteri 226. Leder 240 er også koplet til kondensator 259 som, i sin tur, er koplet via leder 275 til kilde 261 på FET 264. Kollektor 257 på transistor 256 er også koplet via leder 240 til vikling 273 på koplet induktor 254. Terminal 253 på induktorspole 273 er koplet via motstand 265 til avløp 263 på FET 264.

Under drift kan en svitsjingssyklus med antatt 50 % arbeidsfase, der FET 234 og FET 211 vekselvis leder under like perioder som reaksjon på en symmetrisk firkantbølgeinnmating fra kilde 201, ansees å begynne med knutepunkt 268 i den lave tilstanden og FET 234 ledende. I denne tilstand flyter strøm fra batteri 231 gjennom FET 234, vikling 276 på koplet induktor 221, og kondensator 228 tilbake til batteri 231. Strømforløpet øker med en takt bestemt av induktansen i koplet induktorvikling 276 og spenningsfallet over denne, her 30 volt, ettersom batteri 231 gir 30 volt.

Den innmatede firkantbølgespenning fra kilde 201 er lav under denne tid, hvilket bevirker utmatingen fra FET-styreanordningen 203 til å være lav, hvorved FET'ene 246 og 211 holdes ikke-ledende pga. det lave signalet på styreelektroder 243 og 209. Med FET'ene 246 og 211 avslått, vil en viss strøm flyte fra kondensator 259 gjennom strømregulator-diode 267 og motstand 242 til styreelektrode 236, som holder FET 234 innkoplet. FET 264 holdes også i den innkoplede tilstand gjennom motstand 266, hvilket bevirker strøm til å flyte fra kondensator 259 gjennom koplet induktorvikling 273, motstand 265 og FET 264 tilbake til kondensator 259 på leder 275. Dette strømforløpet gjennom vikling 273 lagrer energi i koplet induktor 254 for fremtidig bruk.

Kondensator 259 virker som vedlikeholdseffektkilden for transistor 256, FET 264 og tilhørende "bootstrapped"-kretser som må fungere med en større felles-modus-rektangulærbølge på deres terminaler. For å minimalisere elektromagnetisk interferens og andre skadelige virkninger av parasittisk kretskapasitans, blir en flytende kilde for vedlikeholdseffekt, batteri 226, generert med hensyn til utgangsleder 227 hvor ubetydelig rektangulær-bølge potensial eksisterer og leveres til kondensator 259 via koplet induktor 221. Denne strømvei er fra batteri 226, gjennom vikling 223 på koplet induktor 221, leder 240, kondensator 259, ledere 275, 276, 230, 218 og vikling 276 på koplet induktor 221 til batteri 226. Viklinger 223 og 276 på koplet induktor 221 har et likt antall av vindinger slik at ingen netto magnetisk fluks frembringes ved hjelp av vedlikeholdsstrømmen, og ingen sirkulerende AC oppstår fra den store rektangulære bølgen over den koplede induktoren. Dersom batteri 226 frembringer 12 volt, er styreelektrodedrivspenningene som tilføres FET'ene 234 og 264 omtrentlig 12 volt med hensyn til kilder 237 og 261.

Når signalet fra kilde 201 endrer tilstand fra lav til høy, stiger utmatingen fra FET-styreinnretning 203 til ca. +12 volt relativt skinne 214. Dette bevirker FET'ene 246 og 211 til å bli innkoplet. Med FET 211 innkoplet, faller spenningen på avløp 210 fra +41 volt til -30 volt. Når denne avløps-spenning faller, blir spenningen på styreelektroder 236 og 262 trukket ned p.g.a. respektive dioder 241 og 260. Ingen kryss-leding mellom FET'ene 234 og 211 skjer pga. at diode 238 ikke blir forspent i lederetning før FET 234 er blitt avslått via diode 241.

Under denne tilstand, med FET 246 ledende, flyter strøm fra batteri 204 gjennom vikling 271, hvorved energi lagres i koplet induktor 254 med returstrømveien innbefattende motstand 247 og FET 246. Der kan også være øyeblikkelig strømforløp gjennom transistor 256 avhengig av forsinkelsen, om enn noen, ved avslåing av FET 264 før FET 246 innkoples. Hvis så er tilfelle, kan strøm flyte fra terminal 251 på vikling 272 gjennom basis/emitter-forbindelsen på transistor 256 til terminal 250. Dette strømforløp delvis tapper den lagrede energi i koplet induktor 254, men tilstrekkelig lagret energi forblir igjen til å støtte en umiddelbar høy-til-lav-overgang, som hvor en arbeidsfase nær 100 # ønskes. Dersom transistor 256 innkoples kort, vil en ytterligere liten overgangsstrøm flyte fra kondensator 259 gjennom kollektor/emitter-veien i transistor 256, motstand 242, diode 241, FET 211, batteri 215 og tilbake til kondensator 259. Under denne høy-til-lav-overgangstilstand, faller felles-modusspenningen på kondensator 259 hurtig, typisk med en takt som er større enn 5 volt pr. nanosekund, slik at returveien for denne strøm er via fordelt kretskapasitans.

Med FET 211 ledende, flyter strøm fra terminal 220 på koplet induktor 221 gjennom kondensator 228, batteri 215, diode 217 og tilbake til terminal 219 på induktor 221. Størrelsen av denne strøm avtar pga. at koplet induktor 221 leverer sin lagrede energi til batteri 215. I tillegg flyter strøm fra batteri 204 gjennom vikling 271, motstand 247 og FET 246 til batteri 204, hvilket bringer tilbake eller opprettholder energi i koplet induktor 254 for fremtidig bruk.

Når energien som er lagret i koplet induktor 221 faller til null, vil strømforløpet i vikling 276 bli reversert, og strøm flyter fra batteri 215 gjennom kondensator 228, terminaler 220 og 219 på vikling 276, diode 238, FET 211, og tilbake til batteri 215. Størrelsen av denne strøm øker lineært fra null med en takt bestemt av induktansen av vikling 276 og spenningsfallet over vikling 276. Under denne periode lagres energi i koplet induktor 221.

Når den innmatede firkantbølge fra kilde 201 endrer tilstand fra høy til lav, vil utmatingen fra FET-styreinnretning 203 også endre tilstand fra høy til lav som utkopler FET'ene 211 og 246. Fråkoplingen av FET 246 avbryter strømforløpet gjennom vikling 271 på koplet induktor 254, og strøm begynner å flyte gjennom vikling 272 og basis/emitter-forbindelsen for "bootstrapped"-transistor 256, hvilket bevirker transistor 256 til å lede. Dette etablerer en strømvei fra kondensator 259 via transistor 256, motstand 242, styreelektrode-til-kilde på FET 234 og tilbake til kondensator 259. Dette strømforløp innkopler FET 234, hvilket bevirker utgangsspenningen på kilde 237 til å stige hurtig med en takt av ca. 2 volt pr. nanosekund til ca. +30 volt. Strøm flyter også fra kondensator 259 gjennom "bootstrapped"-transistor 256, motstand 242, motstand 266, FET 264, og tilbake til kondensator 259. Dette innkopler FET 264, hvorved det etableres en strømvei fra kondensator 259 gjennom vikling 273, motstand 265 , FET 264, og tilbake til kondensator 259. Dette strøm-forløp kompletterer energien i koplet induktor 254 for fremtidig bruk.

Innkoplingen av FET 264 forsinkes fra innkoplingen av FET 234 med tidskonstanten for motstand 266 og styreelektrode-til-kildekapasitansen for FET 264. Dette sikrer at innkoplingen av FET 234 er fullstendig før utkoplingen av transistor 256 finner sted. Ingen kryss-leding mellom FET'ene 234 og 211 finner sted pga. at forbindelsen fra styreelektrode 236 til diode 238 via diode 241 bevirker diode 238 til å bli forspent i sperreretning før FET 234 innkoples.

Med FET 234 ledende og FET 211 utkoplet, flyter strøm fra vikling 276 gjennom diode 233, batteri 231, kondensator 228 og tilbake til vikling 276. Amplituden av denne strøm avtar lineært inntil all energien som er lagret i koplet induktor 221 er blitt resirkulert inn i batteri 231. Ved dette tidspunkt vil strømmen i vikling 276 reversere, og energilagringstilstanden begynner på nytt.

For de fleste applikasjoner av oppfinnelsen, er innmatingen fra kilde 201 en rektangulær bølge med variabel arbeidsfase. Dette gir styring av de relative ledingsperioder for FET 234 og FET 211. Dersom FET 234 leder under en større del av syklusen enn FET 211, blir en netto positiv spenning tilført motor 229 som bevirker den til å frembringe et utgangsdreiemoment. Omvendt, dersom FET 211 leder under en større del av syklusen enn hva FET 234 gjør, vil en negativ utmating medføre at motor 229 frembringer dreiemoment i den motsatte retning.

Dersom arbeidsfasen er relativt stor, hvor FET 234 innkoples under vesentlig mer enn 50 % av syklusen, blir fire-til-standssyklusen som er tidligere beskrevet erstattet av en to-tilstandssyklus, hvor strøm i vikling 276 på koplet induktor 221 flyter kontinuerlig ut av terminal 220. Når FET 234 innkoples, flyter strøm fra batteri 231 gjennom leder 232, FET 234, ledere 230 og 218, vikling 276 på koplet induktor 221, motor 229, og går tilbake til batteri 231. Størrelsen av strømmen øker. Når FET 234 utkoples, flyter strøm fra terminal 220 på koplet induktor 221 gjennom motor 229, batteri 215, diode 217 og leder 218 til koplet induktor 221. Størrelsen av strømmen avtar, men avtar ikke til null før den neste innkopling av FET 234.

Fig. 3 viser en tredje utførelsesform av en svitsjings-anordning ifølge foreliggende oppfinnelse. I denne ut-førelsesform blir avløp 305 på FET 304 koplet gjennom leder 357 og diode 346 til kilde 311 på FET 308. Styreelektrode 310 på FET 308 er koplet via leder 328, diode 329 og ledere 335 og 357 til avløpet på FET 304. Avløpet 309 på FET 308 er forbundet via leder 352 og leder 313 til den positive terminalen på batteri 312. Styreelektrode 306 på FET 304 er forbundet med utgangen på FET-styreinnretning 302 gjennom motstand 303.

Kilde 300 leverer svitsj ingssignaler på leder 301 til FET-styreinnretning 302. Kilde 307 på FET 304 er koplet gjennom leder 353 og skinne 314 til den negative terminalen på batteri 311. Den negative terminalen på batteri 311 er også koplet via leder 344, diode 343, diode 345 og skinne 313 på den positive terminalen av batteri 312. Den positive terminalen på batteri 354 er forbundet via motstand 315 og diode 316 med vikling 317 på koplet induktor 338 og via terminaler 319 og 320 til vikling 321. Viklinger 317 og 321 er forbundet gjennom transistor 331 med kondensator 339 og, gjennom diode 329 og leder 328, med styreelektrode 310 på FET 308. Svitsjingsanordningen i fig. 3 leverer utgangssignaler gjennom knutepunkt 342, leder 341, vikling 353 og kondensator 349 til motor 350. Vedlikeholdsbatteri 348 leverer effekt gjennom viklinger 354 og 353 på koplet induktor 340 til kondensator 339. Kondensator 339 leverer i sin tur effekt til vikling 324 av koplet induktor 338 på leder 337.

Under drift kan en svitsjingssyklus med antatt 50 % arbeidsfase, hvor FET 308 og FET 304 vekselvis leder under like perioder som reaksjon på en symmetrisk firkantbølgeinnmating fra kilde 300, ansees å begynne med den tilførte firkant-bølge i den lave tilstand og med FET 308 ledende. I denne tilstand flyter strøm fra batteri 312 gjennom FET 308, vikling 353 på koplet induktor 340 og kondensator 349 til batteri 312. Strømmen øker med en takt som er lik spenningen over den koplede induktor 340 delt med induktansen for den koplede induktor 340. I denne tilstand vil strøm også flyte fra kondensator 339 gjennom vikling 324 på koplet induktor 338, diode 326, motstand 327, skinne 313, FET 308, og tilbake til kondensator 339. Dette strømforløp holder koplet induktor 338 ladet med lagret energi for fremtidig bruk under lav-til-høy-overganger. Ettersom kondensator 339 mottar sin ladning fra batteri 348 via koplet induktor 340, vil noe av strømmen komme direkte fra batteri 348 uten å være lagret i kondensator 339. Små strømmer, etter behov, flyter også under denne periode fra kondensator 339 gjennom strømregulatordiode 336 og motstand 330 for å opprettholde styreelektrode-til-kilde spenning på FET 308, som holder FET 308 i innkoplet tilstand.

Kondensator 339 virker som vedlikeholdseffektkilden for transistor 331 og dens tilhørende "bootstrapped"-kretser som må fungere med en stor fellesmodus-rektangulærbølge på deres terminaler. For å minimalisere elektromagnetisk interferens og andre skadelige virkninger av parasittisk kretskapasitans, blir en flytende kilde for vedlikeholdseffekt, batteri 348, generert med hensyn til utgangsleder 359 hvor ubetydelig rektangulær-bølge potensiale eksisterer og leveres til kondensator 339 via koplet induktor 340. Denne strømvei er fra batteri 348, gjennom vikling 361 på koplet induktor 340, kondensator 339, og vikling 360 på koplet induktor 340 til batteri 348. Viklinger 361 og 360 på koplet induktor 340 har et likt antall av vindinger, slik at ingen netto magnetisk fluks frembringes av vedlikeholdsstrømmen, og ingen sirkulerende AC oppstår fra den store rektangulære bølgen over den koplede induktoren. Dersom batteri 348 frembringer 12 volt, er styreelektrodedrivspenningen som tilføres FET 308 ca. 12 volt med hensyn til kilde 311.

Når svitsjingssignalet fra kilde 300 endrer tilstand fra lav til høy, går utgangen fra FET-styreinnretning 302 også fra lav til høy og stiger til ca. +12 volt relativt de -30 volt på skinne 314. Dette bevirker FET 304 til å bli innkoplet og spenningen på avløp 305 til å falle fra ca. +41 volt til -30 volt. Når spenningen på avløp 305 faller, trekkes spennings-verdien på styreelektrode 310 ned via diode 329. Ingen kryss-leding mellom FET'ene 308 og 304 opptrer pga. at diode 346 ikke blir forspent i lederetning før FET 308 er blitt utkoplet via diode 329.

Under denne tid flyter strøm som følger: når spenningen på kilde 311 hos FET 308 faller til ca. 11 volt under positiv skinne 313, blir diode 326 forspent i sperreretning, og energien som lagres i koplet induktor 338 bevirker strøm til å flyte fra terminal 322 gjennom basis/emitter-forbindelsen av transistor 331 og tilbake til terminal 320 på vikling 321. Dette strømforløp gjennom basis/emitter-forbindelsen av transistor 331 bevirker transistor 331 til og innkoples tilstrekkelig til å etablere en parasittisk strømvei fra kondensator 339, kollektor-til-emitter på transistor 331, vikling 321, FET 304, batteri 311 og, via fordelt kretskapasitans, tilbake til kondensator 339. Når spenningen på avløp 305 faller til ca. fem volt over verdien på negativ skinne 314, begynner strøm å flyte fra batteri 354 gjennom motstand 315 og diode 316 til viklinger 317 og 321, og så gjennom FET 304 tilbake til batteri 354. Dette avslutter den parasittiske strøm som flyter kort under høy-til-lav-overgangen ved å bevirke "bootstrapped" transistor 331 til å bli utkoplet.

Med FET 304 ledende og FET 308 utkoplet, flyter strøm fra terminal 351 på koplet induktor 340 gjennom kondensator 349, batteri 311, diode 343 og tilbake til terminal 352 på induktor 340. Størrelsen av denne strøm avtar pga. at induktor 340 leverer sin lagrede energi til batteri 311. Under denne og den følgende tilstand, flyter strøm også fra batteri 354 til motstand 315, diode 316, og viklinger 317 og 321, gjennom FET 304 og tilbake til batteri 354, som bringer tilbake til koplet induktor 338 energi som behøves for bruk under lav-til-høy-overgangen.

Med FET 304 innkoplet, faller nok en gang energien som er lagret i koplet induktor 30 til null, strømforløpet i induktoren reverseres, hvilket etablerer en ny strømvei fra batteri 311 til kondensator 349, terminaler 351 og 352 på induktor 340, diode 346, FET 304, og tilbake til batteri 311. Størrelsen av denne strøm øker lineært fra null med en takt som bestemmes av induktansen på koplet induktor 340 og spenningsfallet over induktor 340. Under denne tid lagres energi fra batteri 311 i koplet induktor 340.

Når svitsj ingssignalet fra kilde 300 endrer seg fra høy til lav, blir FET 304 utkoplet. Strømmen flyter så fra batteri 354 gjennom motstand 315, diode 316, viklinger 317 og 321 på koplet induktor 338, og så gjennom motstand 330 til styreelektrode 310, som innkopler FET 308. Innkoplingen av FET 308 bevirker spenningen på kilde 311 til å stige. Denne spen-ningsøkning forplanter seg via diode 346, ledere 357 og 335, og viklinger 321 og 317 til katoden på diode 316, hvilket bevirker diode 316 til å utkople. Strøm flyter' så fra terminal 322 på koplet induktor 338 gjennom basis/emitteren på transistor 331 og går tilbake til terminal 320. Dette bevirker strøm til å flyte fra kondensator 339 gjennom transistor 331, vikling 321, motstand 330, styreelektrode-til-kilde på FET 308, og tilbake til kondensator 339. Selv om "bootstrapped" transistor 331 ikke forsterker strømmen i induktor 338, forsterker den effekt og driver hurtig styreelektrode 310 til 12 volt relativt kilde 311.

Når spenningen på kilde 311 stiger til ca. 12 volt under de +30 volt på skinne 313, blir diode 326 forspent i lederetning, hvilket etablerer en strømvei fra kondensator 339 gjennom vikling 324, diode 326, motstand 327, skinne 313, FET 308, og tilbake til kondensator 339 for å bringe tilbake tapt ladning til koplet induktor 338 for bruk ved neste lav-til-høy-overgang.

Vikling 324 kan utelates fra dette system hvor maksimum arbeidsfase ikke vil overskride ca. 85 %. For arbeidsfaser som nærmer seg 100 #, er imidlertid vikling 324 essensiell. Med FET 308 ledende, flyter strøm også fra kondensator 339 gjennom strømregulatordiode 336, motstand 330, styreelektrode-til-kilde på FET 308, og tilbake til kondensator 339. Diode 336 holder FET 308 i den innkoplede tilstand når arbeidsfasen er 100 % og på meget lave svitsjingsfrekvenser. Ingen kryss-leding fra FET 308 til FET 304 finner sted pga. at forbindelsen fra styreelektrode 310 til katoden på diode 346 bevirker diode 346 til å bli forspent i sperreretning før FET 308 innkoples.

Med FET 308 ledende og FET 304 avslått, flyter strøm også fra terminal 352 gjennom diode 345, batteri 312, kondensator 349, og tilbake til terminal 351 på koplet induktor 340. Størr-elsen av denne strøm avtar lineært inntil all energi som er lagret i induktor 340 er blitt resirkulert inn i batteri 312. Deretter begynner energilagringssyklusen på ny.

For de fleste applikasjoner av oppfinnelsen, er innmatingen fra kilde 300 en rektangulær bølge med variabel arbeidsfase. Dette gir styring av de relative ledningsperioder på FET 308 og FET 304. Dersom FET 308 leder over en større del av syklusen enn hva FET 304 gjør, blir en netto positiv spenning tilført til motor 350 som bevirker denne til å frembringe et utgangsdreiemoment. Omvendt, dersom FET 304 leder for en større del av syklusen enn hva FET 308 gjør, vil en negativ utmating bli resultatet, hvilket bevirker motor 350 til å frembringe dreiemoment i den motsatte retning.

Dersom arbeidsfasen er relativt stor, hvor FET 308 innkoples under vesentlig mer enn 50 % av syklusen, blir fire-til-standssyklusen som er tidligere beskrevet erstattet av en to-tilstandssyklus, hvor strøm i vikling 360 for koplet induktor 340 flyter kontinuerlig ut av terminal 351. Når FET 308 innkoples, flyter strøm fra batteri 312, gjennom skinne 313, FET 308, ledere 347 og 341, koplet induktor 340, motor 350, og returnerer til batteri 312. Størrelsen av strømmen øker. Når FET 308 utkoples, flyter strøm fra terminal 351 på koplet induktor 340 gjennom motor 350, batteri 311, diode 343 og leder 341 til koplet induktor 340. Størrelsen av strømmen avtar, men avtar ikke til null før den neste innkopling av FET 308. Fig. 4 viser halv-bro elektronisk svitsj 420 og koplet induktor 421 som anvendes i en servoforsterker for å drive dreiemomentmotoren 426. Dreiemomentmotorens strøm avføles på motstand 425 og sammenlignes i motstander 401 og 402 med den innmatede dreiemomentkommando. Den resulterende feilspenning behandles av kretselementer 403 - 414 for å frembringe et pulsbreddemodulert drivsignal til halvbro-svitsj 420. Halvbrosvitsj 420 kan ha en hvilken som helst av konfigura-sjonene som er vist i fig. 1, 2 eller 3. Effekttilførsler 417 og 424 er motstykker av -30 volt og +30 volt-batteriene som er vist i fig. 1, 2 og 3. Under visse driftsforhold vil svitsjmodus-servoforsterkere, som anvender doble effekt-tilførsler, overføre energi mellom sine positive og negative skinner. Ettersom dioder 416 og 422 i effekttilførsler 417 og 424 ikke tillater omvendt strømforløp, blir belastnings-motstander 415 og 423 anvendt til å forbruke denne resirku-lerte energi og således hindre destruktive skinnespenninger fra å bli frembragt. Fig. 5 viser to halvbro-elektroniske svitsjer, av den type som er vist i fig. 1, 2 og 3, gruppert sammen til å danne en full "H"-bro svitsjmodus-servoforsterker. I denne konfigura-sjon mottar begge halvbro-svitsjer 502 og 510 sine drivsignaler med hensyn til jord, og begge er koplet til felles positiv skinne 511. Sammenlignet med halvbroservoen i fig. 4, kreves ingen effekttilførsel-belastningsmotstander. Ettersom hverken den ene eller den andre motorterminal er på jord-potensial, er overvåkning av motorstrømforbruk som et tilbakekoplingssignal vanskelig. Fig. 6 viser tre halvbro-elektroniske svitsjer, av den type som er vist i fig. 1, 2 og 3, gruppert sammen til å danne en tre-fasemotordrivinnretning. Hall-effekt avfølere 612 forsyner synkronmotor-styringslogikk 601 med et signal som indikerer motorakselposisjon. Motorstyrelogikken dekoder Hall-effektdata og gir pulsede drivsignaler til halvbrosvitsjer 602, 603 og 604. Dette bevirker tre-fasemotor 611 til å fungere som en børsteløs DC-motor. Andre variasjoner av motorstyrelogikken kan sette den børsteløse DC-motoren i stand til å fungere som en reversibel motor i et servosystem. Enkelt-tråddriften til alle halvbrosvitsjer er med hensyn til felles jord. Fig. 7 viser fire halvbro-elektroniske svitsjer, av den type som er vist i fig. 1, 2 og 3, sammengruppert til å realisere en skrittmotordrivinnretning som består av en hel "H"-bro-drivinnretning for hver fase. Halvbrosvitsjer 702, 708, 811 og 717 opererer alle med en felles jord og en felles positiv skinne. Alle fire svitsjer drives av et enkelt-trådsgrensesnitt med hensyn til felles jord. Fig. 8 viser en halvbro-elektronisk svitsj , av den type som fremgår av fig. 1, 2 og 3, anvendt i en direkte koplet motvirkende omformer. Opptrekkings-/nedtrekkings-utmatingen fra halvbrosvitsj 806 bevirker koplet induktor 807 til å opprettholde kontinuerlig induktorleding og således stabil åpen sløyfeforsterkning, endog uten noen belastning. Det enkle, enkelt-trådsgrensesnittet med pulsbreddemodulator 805 er relativt jord. Fig. 9 viser to halvbro-elektroniske svitsjer, av den type som er vist i fig. 1, 2 og 3 anvendt i en hel "H"-bro drevet motvirkende omformer. Halvbrosvitsjer 919 og 924 drives direkte ved hjelp av pulsbreddemodulator 901 via deres jord-refererte, enkelt-trådsgrensesnitt. Det oppnås tre-tilstands-drift til transformator 912 slik det kreves for denne type av omformer oppnås, selv om hver individuell svitsj kun er i stand til to-tilstandsoperasjon. Fig. 10 viser to halvbro-elektroniske svitsjer, av den type som er vist i fig. 1, 2 og 3 anvendt som hel-bro drivinnretning for utgangstrinnet av en strømmatet, høyspennings-ef f ekttilførsel av den type som anvendes til å drive en vandrebølgerør-mikrobølgesender. Halvbrosvitsjer 1005 og 1012 drives med en symmetrisk mottaktsfirkantbølge via deres respektive enkelt-trådgrensesnitt. Ettersom hindring av kryss-leding er en naturlig karakteristikk for halv-bro-svitsjer, er der ikke noe krav om noen omveksl ing med avbrudd eller andre kompliserte driftsplaner. PBM 1001, FET 1004, diode 1002 og induktor 1003 omfatter en svitsjmodus-regulert motvirkende omformer som leverer en forutregulert strøm til utgangstrinnet. Fig. 11 viser en halvbro-elektronisk svitsj, av den type som er vist i fig. 1, 2 og 3, anvendt som svitsj ingselementet i en variabel frekvensresonanseffektomformer. Det enkle, enkelttråds-grensesnitt, naturlig frihet fra kryss-leding, og frihet fra arbeidsfasebegrensninger, er fordeler som er utilgjengelige med andre halvbro-elektroniske svitsjtopo-logier. Fig. 12 viser to halvbro-elektroniske svitsjer, av den type som fremgår av fig. 1, 2 og 3, anvendt som et helbro-utgangs-trinn i en uavbrytbar effekttilførsel. Typisk effekttilførsel av denne type opererer fra et lagerbatteri og gir en 115 volts, 60 Hz sinusbølgeutmating. Fig. 13 viser en halvbro-elektronisk svitsj , av den type som er vist i fig. 1, 2 og 3, anvendt som svitsjingselementet i en høyeffektspulsgenerator for ZAP/GLITCH-testing av svitsj-moduseffektomformere og andre elektroniske moduler. I denne applikasjon av halvbrosvitsjen, innbefatter skjemaet en foretrukket løsning for tilveiebringelse av vedlikeholdseffekt. Utmatingen styres ved hjelp av en logisk nivåpuls som tilføres koplingsorgan 1321 eller ved hjelp av manuelt svitsjvalg. Utgangspulsampl ituden er ca. lik spenningen som

påføres ved Vjjj med en typisk maksimumsgrense lik 300 volt. Plussfrekvensen kan være fra DC til ca. en MHz, og utgangs-strømmen kan være større enn 10 ampere.

Fig. 14 viser en halvbro-elektronisk svitsj, av den type som er vist i fig. 1, 2 og 3, anvendt som svitsjingselementet i en høyeffekts, svitsjmodus-audioforsterker for modulering av en AM-sender. Utmatingen fra mikrofon 1401 forsterkes i puls-breddemodulater 1402 og sammenlignes med audiotilbake-koplingen fra motstander 1407 og 1408. Den resulterende feilspenning modulerer arbeidsfasen av "Q"-utmatingen fra pulsbreddemodulatoren og derfor arbeidsfasen for utgangs-halvbrosvitsjen 1403. Koplet induktor 1404 og kondensator 1406 fjerner svitsjingsfrekvenens firkantbølge som resul-terer i en audiospenning over kondensator 1406 som er en gjengivelse av mikrofonutmatingen. De fleste høyeffekts-audioforsterkere er faktisk servoforsterkere, ettersom de anvender tilbakekopling i et lukket sløyfesystem. Audio-forsterkeren i fig. 14 er et svitsjmodus-servosystem som anvendes som en audioforsterker.

Claims (12)

1. Effektsvitsjende vekselretter, omfattende: a) en første effekt FET (109; 211; 304) hvis avløp er koblet til en last (124; 229; 350), b) en andre effekt FET (133; 234; 308) hvis kilde er koblet til nevnte last (124; 229; 350), c) der avløpet hos nevnte første effekt FET (109; 211; 304) og styreelektroden på nevnte andre effekt FET (133; 234; 308) er koblet til hverandre, d) idet første og andre styreinnretninger (103, 143; 203, 262, 302, 334) er koblet til styreelektroden på nevnte første, hhv. andre effekt FET for å styre svitsjingen av nevnte FET'er som reaksjon på et svitsjingssignal som leveres av en enkelt-leder-signalkilde (101; 201; 300), og e) "bootstrapping"-kretser som innbefatter en kondensator (140; 259; 339) for å generere en bootstrapping spenning for å tillate nevnte andre styreinnretning (143; 262; 334) å innkoble nevnte andre effekt FET (133; 234; 308), karakterisert ved at f) nevnté bootstrapping-kretser omfatter et koblet induktor, (120; 221; 340) som mater nevnte kondensator (140; 259; 339) ved hjelp av en likestrømkilde (122; 226; 348) via en første vikling (121; 223; 361), og g) der en andre vikling (118; 276; 360) i nevnte koblede induktor (120; 221; 340) forbinder et felles punkt for avløpet på nevnte første effekt FET (109; 211; 304) og kilden for nevnte andre effekt FET (133; 234; 308), til nevnte last (124; 229; 350).

2. Effektsvitsjende vekselretter som angitt i krav 1, karakterisert ved at spenningen på nevnte likestrømskilde (122; 226; 348) ligger på eller nær veksel-strømj ordpotensialet.

3. Effektsvitsjende vekselretter som angitt i krav 1 eller 2, karakterisert ved at nevnte likestrømskilde er et batteri (122; 226; 348).

4. Effektsvitsjende vekselretter som angitt i ett av kravene 1-3, karakterisert ved at avløpet hos nevnte første effekt FET (109; 211; 304) og kilden hos nevnte andre effekt FET (133; 234; 308) er koblet sammen via en anordning (138; 238; 346) for å hindre tverrstrøm mellom nevnte FET'er.

5 . Effektsvitsjende vekselretter som angitt i krav 4, karakterisert ved at nevnte anordning (138;

238; 346) for å hindre tverrstrøm mellom nevnte FET'er er en diode.

6. Effektsvitsjende vekselretter, som angitt i ett av kravene 1-5, karakterisert ved at avløpet hos nevnte første effekt FET (109; 211; 304) og styreelektroden på nevnte andre effekt FET er koblet sammen via en diode (137;

241; 329).

7. Effektsvitsjende vekselretter som angitt i ett av kravene 1-6, karakterisert ved at nevnte første styreinnretning er en FET styreinnretning (103; 203; 302) hvis utgang er koblet til styreelektroden på nevnte første effekt FET (109; 211; 304).

8. Effektsvitsjende vekselretter som angitt i ett av kravene 1-7, karakterisert ved at nevnte andre styreinnretning er en inverterende FET drivenhet (143), hvis utgang er koblet til styreelektroden på nevnte andre effekt FET (133) (fig. 1).

9. Effektsvitsjende vekselretter som angitt i ett av kravene 1-8, karakterisert ved at nevnte andre styreinnretning omfatter en FET transistor (262), hvis styreelektrode lades med energi som er lagret i nevnte kondensator (259) og hvis utgang er koblet til styreelektroden på nevnte andre effekt FET (234) (fig. 2).

10. Effektsvitsjende vekselretter som angitt i ett av kravene 1-8, karakterisert ved at nevnte andre styreinnretning omfatter en NPN transistor (331), hvis kollektor lades med energi som er lagret i nevnte kondensator (339) og hvis basis er koblet til styreelektroden på nevnte andre effekt FET (308) Fig. 3).

11. Effektsvitsjende vekselretter som angitt i ett av kravene 8-10, karakterisert ved at nevnte andre styreinnretning er koblet til styreelektroden på nevnte andre effekt FET (109; 211; 304) via en anordning (142; 266; 330 ) for å begrense transientstrøm og hindre parasittisk oscillasjon hos nevnte andre effekt FET.

12. Effektsvitsjende vekselretter, som angitt i krav 11, karakterisert ved at nevnte anordning for å begrense transientstrøm og for å hindre parasittisk oscillasjon hos nevnte andre effekt FET er en motstand.