DE60219786T2

DE60219786T2 - Modulationsschema für tetrasysteme

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Publication number: DE60219786T2
Application number: DE60219786T
Authority: DE
Inventors: Peter William Ely Stephens
Original assignee: Sepura Ltd
Current assignee: Sepura Ltd
Priority date: 2001-06-29
Filing date: 2002-06-28
Publication date: 2008-01-24
Anticipated expiration: 2022-06-29
Also published as: AU2002314351A1; WO2003003684A2; GB0215022D0; GB0116017D0; GB2380103A; DE60219786D1; DE60219818T2; ES2286532T3; DE60219818D1; EP1400082A2; ATE360944T1; ATE360945T1; GB2380103B; EP1453266A1; WO2003003684A3; ES2286259T3; EP1400082B1; EP1453266B1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Kommunikationssysteme und insbesondere in Mobilkommunikationssystemen verwendete Modulationsverfahren.
Moderne digitale Mobilkommunikationssysteme, wie TETRA (TErrestrial Trunked RAdio), bestehen häufig aus einer zellulären Anordnung von Basisstationen über einen geographischen Bereich. Mobile Einheiten arbeiten innerhalb der Zellen unter Verwendung von einem einer Anzahl verfügbarer Frequenzkanäle mit den Basisstationen des Systems zusammen, um eine Signalisierung und Verkehr zu übertragen. Der Ort der Basisstellen (Basisstationen) und die für den Betrieb verfügbaren Frequenzen werden gewöhnlich mit Regulierungsbehörden vereinbart, wenn ein Kommunikationssystem eingerichtet wird.
Es kann der Fall sein, dass über einen Zeitraum Verbesserungen an einem Kommunikationssystem wünschenswert sind. Diese könnten beispielsweise aus Gründen der Systemkapazität (beispielsweise weil die Anzahl der Benutzer, die das System verwenden möchten, zugenommen hat) oder weil Kommunikationsanwendungen, die höhere Datenraten benötigen, durch das System unterstützt werden müssen, erwünscht sein.
Wenngleich es häufig technische Fortschritte beim Entwurf eines Kommunikationssystems gibt, die helfen können, diese neuen Anforderungen zu erfüllen, kann es kostspielig sein, existierende Geräte in einem existierenden Kommunikations netz durch neue Geräte höherer Leistungsfähigkeit zu ersetzen. Es ist häufig auch schwierig (und/oder kostspielig), neue Frequenzen und Basisstellen zum Verbessern eines existierenden Kommunikationssystems zu erhalten.
Allgemein ausgedrückt, wäre es daher, wenn angestrebt wird, ein existierendes Kommunikationssystem aufzurüsten, wünschenswert, wenn die Aufrüstung keine neuen Frequenzen, keine neuen Basisstellen und minimale Investitionen in neue Geräte erfordern würde.
Überdies wäre es dort, wo ein existierendes Kommunikationssystem vorhanden ist, bei dem ein existierender Kommunikationsstandard verwendet wird, auch wünschenswert, wenn jede Verbesserung an dem System mit dem existierenden Kommunikationsstandard verträglich wäre (beispielsweise in Bezug auf das Übertragungsformat und die Übertragungsstruktur).
Beispielsweise wäre es in Bezug auf das TETRA-System wünschenswert, wenn jede Verbesserung des Systems noch die ursprüngliche TETRA-(TETRA 1)-Schlitz- und Rahmenstruktur (d.h. vier Zeitschlitze je Rahmen, achtzehn Rahmen je Mehrfachrahmen usw.) und die 25-kHz-Kanaltrennung, die vom Standard-TETRA-System verwendet wird, verwenden würde.
Den Anmeldern ist der Wunsch bekannt, größere Datenübertragungsraten in existierenden TETRA-Kommunikationssystemen bereitstellen zu können. Ein Weg, auf dem dies erreicht werden könnte, wäre die Verwendung eines Modulationsschemas mit einer erhöhten Bitratenkapazität.
Der existierende TETRA-Standard verwendet eine differen zielle π/4-Phasenumtast-(DQPSK)-Modulation, welche zwei Bits je Modulationszeichen codiert, differenziell codiert ist und eine Rohbitrate von 36 kbps bereitstellt. Höhere Rohbitraten könnten durch die Verwendung verschiedener Modulationsschemata erreicht werden. Die Anmelder glauben jedoch, dass Modulationsschemata höherer Niveaus, wie 16-QAM, 32-QAM, 16 PSK usw., in Bezug auf den Transceiver-Entwurf eine erhebliche Änderung an den gegenwärtigen TETRA-Geräten erfordern würden. Überdies glauben die Anmelder, dass in der Mobilkommunikationsumgebung so hohe Modulationsniveaus, wie sie durch diese Modulationstechniken bereitgestellt werden würden, nicht sehr wirksam wären, weil sie sehr hohe Träger-Interferenz-Verhältnisse und Signal-Rausch-Verhältnisse erfordern können.
In WO 00/39974 ist die Verwendung einer 8-Phasenumtastmodulation in einem Kommunikationssystem beschrieben, das einen 8-Niveau-Modulator sowohl für die 8-Niveau-Modulationssignalisierung als auch für die 4-Niveau-Modulationssignalisierung verwendet. US-A-6 014 375 beschreibt ein Schmalbandkanal-Luftschnittstellenprotokoll für die Verwendung mit TETRA-Kommunikationssystemen.
Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen:
ein Verfahren zum Betrieb eines TETRA-Mobilkommunikationssystems, das dadurch gekennzeichnet ist, dass es aufweist:
die Verwendung eines um π/8 verschobenen differenziellen 8-Phasenumtast-Modulationsschemas, das für Übertragungen in das System 3 Bits je Zeichen codiert und in jedem Zeichenintervall eine π/8-Phasendrehung hat.
Gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen:
eine Vorrichtung für eine Kommunikationsstation eines TETRA-Mobilkommunikationssystems, wobei die Vorrichtung gekennzeichnet ist durch:
Mittel, um eine TETRA-Kommunikationsstation zu veranlassen, Übertragungen unter Verwendung eines um π/8 verschobenen differenziellen 8-Phasenumtast-Modulationsschemas durchzuführen, das 3 Bits je Zeichen codiert und in jedem Zeichenintervall eine π/8-Phasendrehung hat.
Die vorliegende Erfindung schlägt ein Modulationsschema höheren Niveaus zur Verwendung in einem TETRA-System vor, das 3 Bits je Modulationszeichen codiert. Dies bedeutet, dass das Modulationsniveau nicht so hoch ist, dass die vorstehend dargelegten Probleme auftreten.
Weil das Modulationsschema gemäß der vorliegenden Erfindung überdies eine differenzielle Phasenumtastung verwendet, hat es viele Ähnlichkeiten mit dem existierenden TETRA-π/4-DQPSK-Modulationsschema. Dies bedeutet, dass die Änderungen, die an existierenden TETRA-Geräten notwendig sind, damit sie das neue Modulationsschema verwenden können, sehr stark verringert sind.
Beispielsweise können nur geringfügige Änderungen an dem TETRA-Modulator ein Umschalten zwischen dem existierenden TETRA-π/4-DQPSK-Modulationsschema und dem Modulationsschema gemäß der vorliegenden Erfindung ermöglichen. Ähnlich ist der Demodulator für das Modulationsschema gemäß der vorliegenden Erfindung, abgesehen davon, dass es notwendig ist, einen Zeichen-Demapper hinzuzufügen, im Wesentlichen der gleiche wie beim existierenden TETRA-System.
Das Modulationsschema gemäß der vorliegenden Erfindung kann auch die gleiche Zeichenrate, das gleiche RRC-Filter und den gleichen Kanalabstand verwenden wie bei existierenden TETRA-Systemen und tut dies vorzugsweise. Dies bedeutet, dass beispielsweise die existierende TETRA-Schlitz- und -Rahmenstruktur bewahrt werden kann und die existierende TETRA-π/4-DQPSK-Signalisierung und der existierende TETRA-π/4-DQPSK-Verkehr noch in dem System vorhanden sein können (wobei die Modulation höheren Niveaus beispielsweise nur für Paketdatenübertragungen verwendet wird).
Demgemäß kann das Modulationsschema gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet werden, um ein existierendes TETRA-System in einer Weise aufzurüsten, bei der keine neuen Frequenzen und keine neuen Basisstellen erforderlich sind und nur eine minimale Investition in neue Geräte notwendig ist. Zusätzlich kann die Erfindung in Feld-TETRA-Systemen verwendet werden, um die grundlegende TETRA-Systemfähigkeit zu verbessern. Beispielsweise beträgt beim Modulationsschema gemäß der vorliegenden Erfindung, wenn die gleiche Zeichenrate von 18000 Zeichens wie beim existierenden TETRA-System verwendet wird, die sich ergebende Rohbitrate 54000 Bits/s (eine Erhöhung von 50% gegenüber der existierenden TETRA-π/4-DQPSK-Modulation).
Das gemäß der vorliegenden Erfindung verwendete Modulationsschema ist die um π/8 verschobene differenzielle 8-Phasenumtastung, die 3 Bits je Zeichen codiert und in jedem Zeichenintervall eine π/8-Phasendrehung hat.
Dieses Modulationsschema ähnelt der bekannten 8-Phasenumtastmodulation, die Modulation gemäß der vorliegenden Erfindung wird jedoch differenziell ausgeführt.
Dieses Modulationsschema verwendet vorzugsweise eine Gray-Code-Abbildung, bei der jeder aufeinander folgende Satz von 3 Bits verwendet wird, um eine Phasenänderung von ± π/8, ± 3π/8, ± 5π/8 und ± 7π/8 darzustellen und die dargestellt werden kann durch: S(k) = S(k – 1)exp[jDΦ(k)] S(0) = 1wobei: S(k) das k-te Zeichen in der Signalfolge ist, k = 1, 2, ..., n, und n die Gesamtzahl der Zeichen in einer Signalfolge ist.
Wenn dieses Modulationsschema verwendet wird, bezieht sich die Phasenänderung zwischen aufeinander folgenden Zeichen vorzugsweise folgendermaßen auf die Modulationsbits:

B(3k – 2) B(3k – 1) B(3k) DΦ(k)

0 0 0 + π/8

0 0 1 + 3π/8

1 0 1 + 5π/8

1 0 0 + 7π/8

0 1 0 – π/8

0 1 1 – 3π/8

1 1 1 – 5π/8

1 1 0 – 7π/8

für k = 1, 2, ..., n.
Wenngleich das Modulationsschema gemäß der vorliegenden Erfindung, insbesondere gemäß den bevorzugten Ausführungsformen, eine erhöhte Rohbitrate für die gleiche Zeichenrate hat, hat es viele Ähnlichkeiten mit dem existierenden π/4-DQPSK-Modulationsschema, das bereits vom TETRA-System verwendet wird. Dies bedeutet, dass, wie vorstehend erörtert wurde, die Modifikationen, die notwendig sind, um zu ermöglichen, dass eine den existierenden TETRA-Funk unterstützende π/4-DQPSK-Modulation diese Modulation verwendet, verringert sind, wodurch beispielsweise eine Aufrüstung zu dem Modulationsschema höherer Leistungsfähigkeit mit geringeren Entwicklungskosten erleichtert wird und unter Umständen ausschließlich auf Software beruhende Aufrüstungen existierender Geräte möglich sind.
Das von der vorliegenden Erfindung vorgeschlagene neue Modulationsschema kann direkt in existierenden TETRA-Kanälen und mit der existierenden TETRA-1-Schlitz- und -Rahmenstruktur usw. verwendet werden, und es wird vorzugsweise so verwendet.
Gemäß einer besonders bevorzugten Ausführungsform ist vorgesehen, dass TETRA-Systeme das Modulationsschema gemäß der vorliegenden Erfindung zusammen mit der existierenden π/4-DQPSK-TETRA-Modulation verwenden. Mit anderen Worten existieren mit den beiden Modulationsschemata modulierte Kanäle in dem System nebeneinander. Eine solche Anordnung unterstützt dann Standard-TETRA-Geräte und die verbesserten TETRA-Geräte gemäß der vorliegenden Erfindung gleichzeitig, wodurch die Kompatibilität zwischen dem alten und dem neuen System (und den alten und den neuen Geräten) beibehalten wird. Ein solches System verwendet vorzugsweise aus dem gleichen Grund die normalen 25-kHz-TETRA-Kanäle für beide Modulationsformate.
Bei einer solchen Anordnung ist es bevorzugt, dass eine Signalisierung auf einem π/4-DQPSK-modulierten Kanal verwendet wird, um die Verfügbarkeit der Kanäle höherer Modulationsrate bei Bedarf anzugeben.
Es ist bei den vorstehend erwähnten Anordnungen und Ausführungsformen und dann, wenn das neue Modulationsschema gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet wird, bevorzugt, so weit wie möglich die Synchronisationstechniken zu verwenden, die gegenwärtig vom existierenden TETRA-System eingesetzt werden, wenngleich dies nicht wesentlich ist. Demgemäß bleiben für die anfängliche Synchronisation die Synchronisationssignalfolgen, welche den Mechanismus für die anfängliche Synchronisation und die Frequenzsperre bereitstellen, vorzugsweise ungeändert und verwenden die π/4-DQPSK-Modulation.
Die Rahmensynchronisation für das Modulationsschema mit erhöhter Bitrate wird vorzugsweise, ähnlich dem existierenden TETRA-System, unter Verwendung einer eingebetteten Trainingssequenz erreicht, jedoch mit der Trainingssequenz, bei der die Modulationstechnik höheren Niveaus verwendet wird.
Die Zeichensynchronisation (Abtastzeitpunkt) wird vorzugsweise unter Verwendung existierender TETRA-Techniken erreicht. Dies ist möglich, wenn die Zeichenrate gleich ist, weil die Modulationseigenschaften ähnlich sind.
Die Demodulationstechniken, die für das neue Modulations verfahren verwendet werden, können auch nach Bedarf ausgewählt werden. Weil das um π/8 verschobene differenzielle 8PSK-Modulationsverfahren der π/4-DQPSK-Modulation ähnlich ist, ist es stark bevorzugt, die existierenden TETRA-Demodulationstechniken so weit wie möglich zu verwenden.
Änderungen, die an dem Demodulator für das Modulationsschema mit erhöhter Datenrate gemäß der vorliegenden Erfindung notwendig sein können, umfassen einen zusätzlichen oder modifizierten Schritt eines Zeichen-Demappings (verglichen mit dem π/4-DQPSK-Demodulator), um die differenziell erfassten Zeichen auf Bits abzubilden, wobei 3 Bits je Zeichen vorgesehen sind. Falls der Rahmensynchronisationsalgorithmus für Paketdaten-Signalfolgen überdies durch komplexe Korrelation ausgeführt wird, sollte er von π/4-DQPSK an das neue Modulationsschema angepasst werden. (Falls der Rahmensynchronisationsalgorithmus nach der differenziellen Erfassung ausgeführt wird, ist keine Änderung notwendig, außer möglicher Anpassungen der Länge und der Position der Trainingssequenz in der Signalfolge.) Schließlich muss möglicherweise der Signalfolgedemultiplexer (Signalfolge-zu-logischer-Kanal-Wandlung) eingestellt werden, um das neue Signalfolgeformat für das neue Modulationsschema zu behandeln (mit der größeren Anzahl von Bits in dem logischen Paketdatenkanal).
Die vorliegende Erfindung betrifft auch eine TETRA-Kommunikationsstation (welche eine Basis- oder Mobilstation sein könnte, wie auf dem Fachgebiet bekannt ist), welche die Modulationsschemata gemäß der vorliegenden Erfindung verwenden kann.
Die Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung können zumindest teilweise unter Verwendung von Software, beispielsweise von Computerprogrammen, implementiert werden. Es wird demgemäß ersichtlich sein, dass die vorliegende Erfindung bei Betrachtung anderer Aspekte Computersoftware, die speziell dafür eingerichtet ist, die vorstehend beschriebenen Verfahren auszuführen, wenn sie auf Datenverarbeitungsmitteln installiert ist, und ein Computerprogramm mit Computersoftwarecodeabschnitten zum Ausführen der vorstehend beschriebenen Verfahren, wenn das Programm auf Datenverarbeitungsmitteln ausgeführt wird, vorsieht. Die Erfindung betrifft auch einen Computersoftwareträger, der eine solche Software aufweist, welche, wenn sie zum Betreiben eines Kommunikationssystems und einer Kommunikationsstation verwendet wird, die Datenverarbeitungsmittel aufweisen, in Zusammenhang mit den Datenverarbeitungsmitteln das System oder die Station veranlasst, die Schritte des erfindungsgemäßen Verfahrens auszuführen. Ein solcher Computersoftwareträger könnte ein physikalisches Speichermedium in der Art eines ROM-Chips, einer CD ROM oder einer Diskette sein, oder er könnte ein Signal in der Art eines über Drähte übertragenen elektronischen Signals, eines optischen Signals oder eines Funksignals in der Art eines Satelliten oder dergleichen sein.
Es wird weiter verständlich sein, dass nicht alle Schritte des erfindungsgemäßen Verfahrens durch Computersoftware ausgeführt zu werden brauchen.
Eine Anzahl bevorzugter Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung wird nun nur als Beispiel und mit Bezug auf die anliegende Zeichnung beschrieben, in der:
1 das Zeichenkonstellationsdiagramm für eine bevorzugte Ausführungsform des Modulationsschemas gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt,
2 zeigt, wie eine Standard-TETRA-Modulator/Sender- und -Empfänger/Demodulator-Architektur erweitert werden kann, um das Modulationsschema aus 1 zu unterstützen,
3 eine bevorzugte Ausführungsform von TETRA-Signalfolgestrukturen zeigt, wenn das Modulationsschema aus 1 verwendet wird, und
4 eine bevorzugte Ausführungsform der für einen logischen TETRA-Kanal zu verwendenden Fehlerkontrollstruktur zeigt, wenn das Modulationsschema aus 1 verwendet wird.
Die vorliegende Erfindung schlägt ein neues Modulationsschema zur Verwendung bei TETRA-Mobilkommunikationssystemen vor, wodurch eine erhöhte Datenübertragungsrate bereitgestellt werden kann.
Die vorliegende Erfindung wird mit Bezug auf ein TETRA-System beschrieben, bei dem standardmäßige π/4-DQPSK-modulierte TETRA-Kanäle und TETRA-Kanäle, bei denen ein Modulationsschema mit einer erhöhten Datenrate gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet wird, nebeneinander existieren. Das System verwendet 25-kHz-TETRA-Kanäle für ein normales TETRA-System für beide Modulationsformate. Demgemäß verwenden beide Kanalsätze die Standard-TETRA-Zeitschlitz- und -Rahmenstruktur und -Zeichenrate. Eine Signalisierung wird auf einem π/4-DQPSK-modulierten Kanal bereitgestellt, um die Verfügbarkeit der mit einer höheren Datenrate modulierten Kanäle bei Bedarf anzugeben.
1 ist das Zeichenkonstellationsdiagramm für eine bevorzugte Ausführungsform eines verbesserten Datenmodulationsschemas gemäß der vorliegenden Erfindung für die Verwendung beim TETRA-System. Darin sind jede der 8 zulässigen Phasenänderungen zwischen aufeinanderfolgenden Zeichen dargestellt (wie nachstehend erörtert wird, werden bei der Gray-Codierung 3 Bits je Zeichen verwendet).
Das in 1 dargestellte Modulationsschema verwendet eine um π/8 verschobene differenzielle 8-Phasenumtastung, welche 3 Bits je Zeichen codiert. Das Modulationsschema verwendet eine Gray-Code-Abbildung, bei der jeder aufeinanderfolgende Satz von 3 Bits verwendet wird, um eine Phasenänderung von ± π/8, ± 3π/8, ± 5π/8 und ± 7π/8 darzustellen. Das Modulationsschema kann dargestellt werden durch: S(k) = S(k – 1)exp[jDΦ(k)] S(0) = 1 wobei: S(k) das k-te Zeichen in der Signalfolge ist, k = 1, 2, ..., n, und n die Gesamtzahl der Zeichen in der Signalfolge ist.
Gemäß dieser Ausführungsform bezieht sich die Phasenänderung zwischen aufeinanderfolgenden Zeichen folgendermaßen auf die Modulationsbits:

B(3k – 2) B(3k – 1) B(3k) DΦ(k)

0 0 0 + π/8

0 0 1 + 3π/8

1 0 1 + 5π/8

1 0 0 + 7π/8

0 1 0 – π/8

0 1 1 – 3π/8

1 1 1 – 5π/8

1 1 0 – 7π/8

für k = 1, 2, ..., n.
Wie vorstehend erörtert wurde, wird gemäß dieser bevorzugten Ausführungsform dieses Modulationsschema in Standard-TETRA-Kanälen (beispielsweise Abstands-, Schlitz- und Rahmenstruktur) und bei der Standard-TETRA-Zeichenrate verwendet. Dies bedeutet, dass es wie beim existierenden TETRA-System 18000 Zeichen/s gibt, das neue Modulationsschema stellt jedoch eine erhöhte Rohbitrate von 54000 Bits/s (3 Bits je Zeichen) bereit.
2 zeigt, wie eine standardmäßige TETRA-Modulator/Sender- und -Demodulator/Empfänger-Architektur modifiziert werden kann, um dieses Modulationsschema höherer Ebene zusammen mit der existierenden TETRA-π/4-DQPSK-Modulation zu unterstützen.
Wie in 2 dargestellt ist, stellt am Sender (Modulator) eine Bitquelle 1 Bits in "logischen Kanälen" für die Übertragung bereit. Ein Signalfolgemultiplexer 2 ordnet die Bits zusammen mit Trainingssequenzen dann in einem als Signalfolge bekannten bestimmten Format an. Ein differenzieller Codierer 3 codiert dann die Bits zu komplexen Abtastwerten (I, Q), und der Upsampler 4 wandelt die Abtastrate von einem Abtastwert zu vier Abtastwerten je Zeichen für das Basisbandfilter 5. Der Digital-Analog-Wandler 6 wandelt das Digitalsignal in ein Analogsignal für die Funkfrequenz-(RF)-Senderstufe 7, welche das Basisbandsignal zu der endgültigen RF-Trägerfrequenz aufwärts konvertiert und die Signalfolge sendet.
Die Hauptänderungen an dem Sender zwischen der Architektur für die existierende TETRA-π/4-DQPSK-Modulation und dem Modulationsschema mit erhöhter Datenrate gemäß der vorliegenden Ausführungsform sind eine Änderung an dem Modulator, um die Modulation mit erhöhter Datenrate unter Verwendung von 3 Bits je Zeichen zu erzeugen, und eine Änderung an dem Signalfolgemultiplexer 2, um die modifizierte Signalfolgestruktur (siehe unten), welche die größere Anzahl von Bits in jedem logischen Kanal trägt, zu formatieren.
Die entsprechende Empfänger/Demodulator-Architektur ist auch in 2 dargestellt. Am Empfänger führt der RF-Empfänger 8 eine Abwärtswandlung des RF-Signals zum Basisband aus, und der Analog-Digital-Wandler 9 wandelt das analoge Basisbandsignal in ein Digitalsignal für die Digitalverarbeitung. Der A/D-Wandler 9 stellt typischerweise vier komplexe Abtastwerte je Zeichen bereit. Ein Basisbandfilter 10 wendet eine zusätzliche Filterung an, um benachbarte Kanalsignale und Rauschen von dem Digitalsignal zu entfernen. Das gefilterte Signal wird dann einem Abwärtswandler 11 zugeführt, der den optimalen Abtastzeitpunkt für jedes empfangene Zeichen wählt und zu einem komplexen Abtastwert je Zeichen "downsamplet".
Die empfangenen Signale werden dann in dem differenziellen Demodulator 12 differenziell demoduliert, um sie in Bits darstellende komplexwertige Paare (I, Q) zu wandeln. Ein Zeichen-Demapper 13 wandelt dann die (I, Q)-Darstellung in Bits. In dem Fall einer π/4-DQPSK-Modulation ist dies eine 1:1-Abbildung, wobei I und Q jeweils ein weiches oder ein hartes Bit darstellen. In dem Fall des neuen Modulationsschemas mit erhöhter Datenrate gemäß der vorliegenden Ausführungsform stellen I, Q und der Wert |I| – |Q| 3 Bits dar.
Ein Rahmensynchronisierer 14 identifiziert dann die Ränder der Sende- bzw. Übertragungssignalfolge unter Verwendung einer Trainingssequenz in der Signalfolge, und der Signalfolgedemultiplexer 15 zerlegt die empfangene Sendesignalfolge in logische Kanäle für eine Bitsenke 16.
Eine bevorzugte Ausführungsform der Arbeitsweise eines Empfängers/Demodulators, der gemäß der vorliegenden Ausführungsform verwendet werden kann, wird nun beschrieben.
Der Empfänger muss zuerst in der Lage sein, mit dem gesendeten Signal zu synchronisieren. Gemäß der vorliegenden Ausführungsform wird die Synchronisation so weit wie möglich nach den Techniken erreicht, die gegenwärtig beim existierenden TETRA-System verwendet werden.
Demgemäß sind für die anfängliche Synchronisation die Synchronisationssignalfolgen, die den Mechanismus für die anfängliche Synchronisation und die Frequenzsperre bereitstellen, gleich jenen, die beim existierenden TETRA-System verwendet werden und die π/4-DQPSK-Modulation verwenden.
Die Rahmensynchronisation für eine π/4-DQPSK-modulierte Übertragung gleicht auch derjenigen beim existierenden TETRA-System. Für das Modulationsschema mit erhöhter Datenrate wird die Rahmensynchronisation in ähnlicher Weise wie beim existierenden TETRA-System durch eine eingebettete Trainingssequenz erreicht, die Trainingssequenz wird jedoch unter Verwendung des Modulationsschemas mit erhöhter Datenrate moduliert. Schließlich wird für beide Modulationsschemata eine Zeichensynchronisation (zum Abtastzeitpunkt) unter Verwendung existierender TETRA-Techniken erreicht, weil für beide Modulationsschemata die Zeichenrate gleich ist und ihre Modulationseigenschaften ähnlich sind.
Sobald das Signal empfangen wurde, ist es erforderlich, es zu demodulieren. Für π/4-DQPSK-modulierte Signale kann diese Demodulation wie beim existierenden TETRA-System stattfinden. Für das Modulationsschema mit erhöhter Datenrate ähnelt die Demodulationstechnik wegen der Ähnlichkeiten zwischen den Modulationsschemata sehr derjenigen für das π/4-DQPSK-System. Es gibt jedoch einige Unterschiede.
Der Hauptunterschied ist, verglichen mit dem π/4-DQPSK-Demodulator, die Notwendigkeit eines zusätzlichen oder modifizierten Schritts eines Zeichen-Demappings. Dies ist durch das Hinzufügen des Zeichen-Demappers 13 in 2 dargestellt. Dieser Zeichen-Demapper wandelt die komplexen Basisband-IQ-Zeichen (die differenziell erfassten Zeichen) in Bits, wobei 3 Bits je Zeichen vorhanden sind.
Der Signalfolge-Demultiplexer (logische Signalfolge-Kanalwandlung) 15 muss auch modifiziert werden, um das neue Signalfolgeformat für das Modulationsschema mit erhöhtem Niveau und insbesondere die größere Anzahl von Bits in dem logischen Paketdatenkanal, verglichen mit der π/4-DQPSK-Modulation, zu behandeln.
Schließlich kann es notwendig sein, den Rahmensynchronisationsalgorithmus für die Paketdaten-Signalfolgen anzupassen, falls die Rahmensynchronisation durch komplexe Korrelation ausgeführt wird. Falls andererseits die Rahmensynchronisation nach der differenziellen Detektion ausgeführt wird, ist möglicherweise keine Änderung außer Einstellungen an der Länge und der Position der Trainingssequenz in der Signalfolge erforderlich.
Die gleichen RRC-Filter und die gleiche Zeichenrate, die für das existierende π/4-DQPSK-Modulationsschema verwendet werden, werden für das Modulationsschema mit erhöhter Datenrate gemäß der vorliegenden Ausführungsform verwendet. Es wird auch angenommen, dass kein zweckgebundenes Schutzband für die Einzelträgermodulation unter Verwendung des Modulationsschemas mit erhöhter Datenrate erforderlich wäre.
Weil das Modulationsschema mit erhöhter Datenrate gemäß der vorliegenden Ausführungsform die Anzahl der Bits erhöht, die in einem gegebenen Zeitraum übertragen werden können, ist es erwünscht, die TETRA-Signalfolgestruktur zu modifizieren, wenn das Modulationsschema mit erhöhter Datenrate verwendet wird, um dies zu berücksichtigen. 3 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform der diskontinuierlichen Downlink- und Uplink-Signalfolgestrukturen, die zu verwenden sind, wenn das Modulationsschema mit erhöhter Datenrate verwendet wird. Diese Signalfolgestrukturen wurden für den Zweck des Übertragens von Paketdaten entwickelt, und sie maximieren den Datennutzinhalt, sie können jedoch auch zum Übertragen von Signalisierungsinformationen oder Schaltungsmodusdaten verwendet werden. Sie verwenden die gleiche Trainingssequenzdefinition wie für das existierende TETRA-System (jedoch um 1 Bit gekürzt) und den gleichen Rundsendeblock. Andere Signalfolgestrukturen wären möglich, falls dies erwünscht sein sollte.
Es ist auch notwendig, die in den Sendesignalfolgen des Modulationsschemas mit erhöhter Datenrate gesendeten Datenbits einer Kanalcodierung zu unterziehen. Gemäß der vorliegenden Ausführungsform wird eine Kanalcodierung auf der Grundlage jener, die beim existierenden TETRA-System (Reed-Muller für den logischen AACH-Kanal und ratenkompatibler punktierter Code (RCPC) für den Paketdatenkanal) verfügbar ist, verwendet, um zu versuchen, minimale Änderungen zwischen dem Modulationsschema mit erhöhter Datenrate und dem existierenden TETRA-System zu gewährleisten. Demgemäß wird gemäß einer bevorzugten Ausführungsform eine Raten-2/3-RCPC-Codierung eingesetzt, wie sie beim existierenden logischen TETRA-SCH/F-Kanal verwendet wird. 4 zeigt die vorgeschlagene Fehlerkontrollstruktur für diesen Typ eines logischen Kanals, wenn die Ausführungsform des Modulationsschemas mit erhöhter Datenrate verwendet wird. Andere Kanalcodierungstechniken könnten verwendet werden, falls dies erwünscht sein sollte.
Eine Folge der Verwendung der in 4 dargestellten Kanalcodierstruktur besteht darin, dass die Struktur eine Kanalgröße einführt, welche das Maximum überschreitet, das gegenwärtig vom existierenden TETRA-System unterstützt wird (432 Bits), wodurch Probleme für die Verschlüsselung und Viterbi-Decodierer herbeigeführt werden können. Ein Weg zum Vermeiden dieses Problems (falls vorhanden) würde darin bestehen, den logischen Kanal in zwei Hälften zu unterteilen und jede Hälfte getrennt zu codieren.
Es ist anhand des vorstehend Erwähnten ersichtlich, dass die notwendigen Änderungen an der Sender- und Empfängerarchitektur für die Verwendung des Modulationsschemas mit erhöhter Datenrate gemäß der vorliegenden Ausführungsform (und Erfindung) verhältnismäßig klein sind, wenngleich manche Änderungen notwendig sind. Die Hauptänderung und die Haupterhöhung der Komplexität besteht in der Notwendigkeit, größere Bitblöcke in dem Modulator und dem Demodulator zu behandeln. Es kann daher erwartet werden, dass die Komplexität jener Teile des Senders und des Empfängers, welche Bits behandeln, verglichen mit dem existierenden TETRA-System, linear skaliert.
Beispielsweise wird der Verwürfler im letzten Schritt der Kanalcodierung beim existierenden TETRA-System normalerweise auf einen Bitblock mit einer Länge von 432 Bits in einer Signalfolge angewendet. Diese würde für die Signalfolgestruktur des Modulationsschemas mit erhöhter Datenrate gemäß der vorliegenden Ausführungsform zu einer Blocklänge von 690 Bits zunehmen, wobei es sich um eine Komplexitätserhöhung von 690/432 oder 1,6 handelt. Andere Elemente der Kanalcodierung/-decodierung erhöhen auch die Komplexität auf diese Weise.
Dieses Niveau der Erhöhung ist jedoch minimal, und eine solche Erhöhung ist in jedem Fall immer für ein schnelles Datenschema erforderlich, bei dem eine größere Anzahl von Bits je Sendesignalfolge verarbeitet wird. Es sei auch bemerkt, dass ein erheblicher Vorteil der vorliegenden Ausführungsform darin besteht, dass es keine Erhöhung der Komplexität im komplexen Zeichenbereich gibt (weil der Sender und der Empfänger die gleiche Anzahl von Zeichen je Signalfolge verarbeiten wie beim existierenden TETRA-System).
Es gibt auch zusätzliche Speicheranforderungen für das Modulationsschema mit erhöhter Datenrate, was wiederum in erster Linie dazu führt, dass es notwendig ist, mehr Bits je Sendesignalfolge zu behandeln. Die Erhöhung der Speichergröße liegt für manche Puffer wahrscheinlich in der Größenordnung von 50%. Es gibt auch eine kleine Erhöhung der Modulatorspeichergröße, wodurch eine Nachschlagetabelle mit 16 Werten erforderlich ist, um die Konstellationspunkte für das Modulationsschema mit erhöhter Datenrate gemäß der vorliegenden Ausführungsform zu definieren (während nur 8 Werte für die π/4-DQPSK-Modulation erforderlich sind). Eine neue Trainingssequenz für die Rahmensynchronisation nach dem Modulationsschema mit erhöhter Datenrate muss, ebenso wie eine kleine Menge neuen Codes für den Zeichen-Demapper in dem Empfänger, auch gespeichert werden. Insgesamt glauben die Anmelder jedoch wiederum, dass diese zusätzlichen Speicheranforderungen minimal sind.
Die Anmelder haben Simulationen des Schemas mit erhöhter Datenrate gemäß der vorliegenden Ausführungsform ausgeführt, um seine Leistungsfähigkeit mit dem existierenden TETRA-System unter Verwendung der π/4-DQPSK-Modulation zu vergleichen. Die Simulationen wurden unter Verwendung des COSSAP-Simulationswerkzeugs und des eigenen TETRA-Simulationspakets des Anmelders ausgeführt. Das Standard-TETRA-TU50-Modell und statische Ausbreitungskanalmodelle wurden unter Verwendung der in 3 dargestellten diskontinuierlichen Downlink-Signalfolge verwendet. Ein nicht kohärentes Detektionsschema wurde verwendet, wobei der Empfänger in einer Festkommaarithmetik hinter den A/D-Wandlern modelliert wurde. Die Empfängerkette wies Modelle der AGC-, AFC-, Zeichen- und Rahmensynchronisationsschritte zusätzlich zu dem Demodulator selbst auf. Die Simulationen führten zu keinen Gleichspannungs- oder Frequenz-Offsets in dem empfangenen Signal. Es wird jedoch angenommen, dass das Aufnehmen dieser Artefakte die Ergebnisse nicht erheblich beeinflusst hätte.
Simulationsergebnisse für das System bei einer Trägerfrequenz von 400 MHz für eine Untermenge der möglichen Kombinationen des Signalfolgetyps, der Ausbreitungsbedingung und der Messung wurden erzeugt. Die Fehler und alle Ergebnisse wurden in Bezug auf Es/No angegeben, um einen direkten Vergleich mit Ergebnissen vom existierenden TETRA-System zu ermöglichen (d.h. die äquivalente Zeichenenergie). (Die Ergebnisse erschienen demgemäß 1,8 dB pessimistischer als die äquivalenten Eb/No-Werte.)
Die Simulation wurde zuerst verwendet, um das Spitze/Mittelwert-Verhältnis zu messen. Dies wurde unter Verwendung zweier Verfahren ausgeführt, nämlich durch Simulation und durch Testgeräte. Beide Messungen ergaben Werte, die beim Modulationsschema mit erhöhter Datenrate etwa 0,5 dB höher waren als bei der π/4-DQPSK-Modulation. Demgemäß ist das Spitze/Mittelwert-Verhältnis nicht erheblich schlechter als bei der existierenden TETRA-Modulation, und es kann der gleiche Sender verwendet werden, wie beim existierenden TETRA-System. Die Anmelder glauben auch, dass die Linearitätsanforderungen des Spitze/Mittelwert-Verhältnisses von 4 dB für das Modulationsschema mit erhöhter Datenrate gemäß der vorliegenden Ausführungsform von der π/4-DQPSK-Modulation nicht erheblich verschieden sind.
Empfindlichkeitsmessungen wurden dann unter Verwendung der Simulation für eine Anzahl verschiedener Kanaltypen ausgeführt.
Zuerst wurde die Bitfehlerrate eines ungeschützten statischen Kanals betrachtet, wobei die existierende TETRA-π/4-DQPSK-Modulation mit dem Modulationsschema mit erhöhter Datenrate gemäß der vorliegenden Ausführungsform verglichen wurde. Der simulierte Kanal war der TCH 7.2/TCH 11.5-Kanal (π/4-DQPSK-Modulationskanal und äquivalenter Kanal der Modulation mit erhöhter Datenrate). Es wurde eine Differenz von etwa 6,5 dB bei einer Bitfehlerrate von 10^–5 in Es/No (oder 4,7 dB in Eb/No) gefunden.
Die gleiche Analyse wurde für die uncodierte Bitfehlerrate in Abhängigkeit von Es/No in einem ungeschützten TU-50-TETRA-Kanal mit den gleichen simulierten logischen Kanälen ausgeführt. Es wurde herausgefunden, dass die Differenz zwischen dem π/4-DQPSK-Modulationsschema und dem Modulationsschema mit erhöhter Datenrate bei dem 2%-Bitfehlerratenniveau etwa 4 dB betrug.
Weitere Simulationen wurden für geschützte Kanäle unter statischen und TU-50-Ausbreitungskanalbedingungen ausgeführt. Der verwendete Vorwärtsfehlerschutz beruhte auf der existierenden TETRA-Vorwärtsfehlerkorrektur. Demgemäß wurden ein Reed-Muller-(30, 14)-Blockcode für den logischen AACH-Kanal verwendet und ein RCPC-Faltungscode für Verkehrs- und Signalisierungskanäle verwendet. Der Reed-Muller-Code wurde im Einzelfehler-Korrekturmodus Hartentscheidungs-decodiert. Wenn der RCPC-Code für das Modulationsschema mit erhöhter Datenrate verwendet wurde, wurde die Länge des logischen Kanals angepasst, damit sie zum neuen Signalfolgetyp für das Modulationsschema passte, und der Code wurde zu einer Basisrate von 2/3 punktiert.
Diese Simulationen wurden für den logischen AACH-Kanal und den logischen SCHF-H-Kanal unter den Bedingungen eines geschützten statischen Kanals und eines geschützten TU-50-Ausbreitungskanals unter Verwendung derselben Kanalcodierung ausgeführt. Der Empfindlichkeitsbereich, der für jeden logischen Kanal erforderlich ist, um ein Verhältnis zwischen der Bitfehlerrate und der Nachrichtenfehlerrate (BER/MER) von 5% zwischen den beiden Modulationsschemata zu erreichen, wurde bestimmt. Es wurde herausgefunden, dass der durchschnittliche Empfindlichkeitsbereich zwischen dem π/4-DQPSK-Modulationsschema und dem verbesserten Modulationsschema gemäß der vorliegenden Ausführungsform von 5% BER/MER für alle logischen Kanäle bei etwa 4,5 ± +/– 0,4 dB lag, und er schien über alle verschiedenen simulierten Szenarien recht konsistent zu sein.
Simulationen wurden auch ausgeführt, um das Interferenzverhalten des Modulationsschemas mit erhöhter Datenrate gemäß der vorliegenden Ausführungsform zu beurteilen. Die ausgeführte Analyse war eine C/I-Interferenzsimulation. Es wurden zwei Ausbreitungskanalmodelle verwendet, nämlich die normale TU-50-C/I-Konfiguration, bei der der Haupt- und der Ein-Kanal-Interferenzweg nach einem TU-50-Modell einem Fading unterliegen, und eine "statische" C/I-Konfiguration, bei der kein Fading auf die erwünschten oder Interferenz signale angewendet wurde. In beiden Fällen wurden die Simulationen unter interferenzbegrenzten Signal-Rausch-Bedingungen (35 dB) ausgeführt, und das C/I-Verhältnis wurde variiert, um MER/BER zu untersuchen.
Die Simulation wurde für das Modulationsschema mit erhöhter Datenrate für den logischen TCH-11.5-(uncodiert (ungeschützt))-Kanal und den logischen AACH-(Reed-Mullercodiert (geschützt))-Kanal unter statischen Co-Kanal-Interferenzbedingungen und unter TU-50-Co-Kanal-Interferenzbedingungen ausgeführt. Die TU-50-Ausbreitungskanalbedingungen lagen bei einem Träger-zu-Rausch-Verhältnis von 35 dB. Eine ähnliche Analyse wurde für einen geschützten logischen SCHF-H-Kanal unter statischen Co-Kanal-Interferenzbedingungen und unter TU-50-Co-Kanal-Interferenzbedingungen ausgeführt.
Die Ergebnisse der Interferenzsimulation zeigten, dass der zum Erfüllen der gleichen C/I-Grenze wie bei der existierenden TETRA-π/4-DQPSK-Modulation benötigte Bereich für das Modulationsschema mit erhöhter Datenrate gemäß der vorliegenden Ausführungsform um 7 dB lag. Bei 19 dB C/I wurde herausgefunden, dass die Nachrichtenfehlerrate des logischen SCHF-H-Kanals größer als 20% war und ein C/I von etwa 24 dB für 10% MER erforderlich war.
Die Simulationsergebnisse zeigen, dass für eine Anzahl logischer Kanäle und verschiedene Ausbreitungsbedingungen zwischen dem Modulationsschema mit erhöhter Datenrate gemäß der vorliegenden Ausführungsform und dem existierenden TETRA-π/4-DQPSK-Modulationsschema ein Leistungsfähigkeitsbereich von etwa 4,5 dB liegt. Es wurde auch herausgefunden, dass für ein praktisch verwendbares System wahr scheinlich eine Obergrenze von 24 dB in C/I erforderlich wäre. Es wird angenommen, dass dieses Leistungsfähigkeitsniveau zufriedenstellend und mit existierenden TETRA-Systemen und -Anforderungen kompatibel ist.
Es ist anhand des vorstehend Erwähnten ersichtlich, dass die vorliegende Erfindung eine Erhöhung von der 36-kbps-Rohbitrate des existierenden TETRA-Systems auf 54 kbps ermöglicht, wobei die Zeichenrate, das BRC-Filter und der Kanalabstand jedoch jenen beim existierenden TETRA-System gleich bleiben. Sie stellt daher ein Verfahren zum Erhöhen der Kapazität eines TETRA-Mobilkommunikationssystems durch die Verwendung eines Modulationsschemas höherer Ebene in den existierenden TETRA-Kommunikationskanälen bereit, um größere Datenraten zu erzielen.
Weil überdies das vorgeschlagene Modulationsschema mit erhöhter Datenrate der existierenden TETRA-π/4-DQPSK-Modulation ähnelt, sind nur geringe Änderungen an dem Modulator und dem Demodulator für das Modulationsschema mit erhöhter Datenrate erforderlich, wodurch beispielsweise ein verhältnismäßig einfaches Schalten zwischen der existierenden TETRA-π/4-DQPSK-Modulation und dem verbesserten Modulationsverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung und ein hoher Grad an Rückwärtskompatibilität und Flexibilität über Betriebsmodi ermöglicht werden.
Überdies ist zumindest bei den bevorzugten Ausführungsformen das Spitze/Mittelwert-Verhältnis für das Modulationsschema gemäß der vorliegenden Erfindung nicht erheblich schlechter als beim existierenden TETRA-System, so dass der gleiche Sender verwendet werden kann, wie beim existierenden TETRA-System. Die Linearitätsanforderungen für das neue Modulationsschema sind auch nicht erheblich von der im TETRA-System verwendeten aktuellen π/4-DQPSK-Modulation verschieden.
Es wird daher angenommen, dass Modifikationen an existierenden TETRA-Geräten zum Unterstützen des neuen Modulationsschemas minimal sind. Das Schema mit erhöhter Datenrate ist daher verhältnismäßig einfach in ein existierendes TETRA-System zu implementieren.
Das Modulationsschema mit erhöhter Datenrate gemäß der vorliegenden Erfindung ist daher eine Verbesserung mit einer verhältnismäßig geringen Komplexität an dem aktuellen TETRA-System, es kann jedoch noch eine Erhöhung der Rohbitrate von 50% in den existierenden 25-kHz-TETRA-Kanälen bieten.
Es kann daher verwendet werden, um höhere Datenraten als beim existierenden Standard-TETRA-System in existierenden TETRA-Verkehrskanälen bereitzustellen, wobei existierende Stellen in dem Zellularnetzplan verwendet werden, während die Modifikationen an dem Standard-TETRA-System zum Bereitstellen der verbesserten Datenrate verhältnismäßig gemäßigt gehalten werden.
Die vorliegende Erfindung ist daher unter anderem dort, wo es erwünscht ist, die Leistungsfähigkeit eines existierenden Systems zu verbessern, und für Hersteller von TETRA-Systemen, die Investitionen in die Entwicklung und neue Geräte minimal halten möchten, vorteilhaft.

Claims

Verfahren zum Betrieb eines TETRA-Mobilkommunikationssystems, das dadurch gekennzeichnet ist, dass es umfasst: Verwendung eines um π/8 verschobenen 8-Phasendifferenzmodulationsschemas bzw. differenziellen 8-Phasenumtast-Modulationsschemas (engl.: differential 8-phase shift key-ing modulation scheme), das für Übertragungen in das System 3 Bits pro Zeichen kodiert und in jedem Zeichenintervall eine π/8-Phasendrehung hat.
Verfahren nach Anspruch 1, das außerdem Verwendung einer Gray Code Abbildung umfasst (bzw. bei dem ferner eine Gray-Code-Abbildung verwendet wird), in der jeder aufeinanderfolgende Satz von 3 Bits durch einen Phasenwechsel bzw. eine Phasenänderung von ± π/8, ± 3π/8, ± 5π/8 und ± 7π/8 dargestellt wird.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, bei dem das Modulationsschema dargestellt wird durch: S(k) = S(k – 1)exp[jDΦ(k)] S(0) = 1worin S(k) das k-te Zeichen in der Signalfolge darstellt, k = 1, 2, ..., n und n die Gesamtzahl der Zeichen in der Signalfolge darstellt.
Verfahren nach Anspruch 1, 2 oder 3, bei dem der Phasenwechsel bzw. die Phasenänderung zwischen aufeinanderfolgenden Zeichen zu den Modulationsbits wie folgt in Beziehung steht: B(3k – 2) B(3k – 1) B(3k) DΦ(k) 0 0 0 + π/8 0 0 1 + 3π/8 1 0 1 + 5π/8 1 0 0 + 7π/8 0 1 0 – π/8 0 1 1 – 3π/8 1 1 1 – 5π/8 1 1 0 – 7π/8

für k = 1, 2, ..., n.
Verfahren nach Anspruch 1, 2, 3 oder 4, das außerdem für das um π/8 verschobene 8-Phasendifferenzmodulationsschema bzw. das um π/8 verschobene differenzielle 8-Phasenumtast-Modulationsschema die Verwendung derselben Zeichenübertragungsrate, desselben RRC-Filters und desselben Kanalabstands umfasst, wie für das TETRA-π/4-DQPSK Modulationsschema verwendet werden.
Verfahren nach einem der voranstehenden Ansprüche, das außerdem für das um π/8 verschobene 8-Phasendifferenzmodulationsschema die Verwendung des Kanals, des Slots und der Rahmenstruktur umfasst, die für das TETRA π/4 DQPSK Modulationsschema verwendet werden.
Verfahren nach einem der voranstehenden Ansprüche, das ferner auch die Verwendung des TETRA-π/4-DQPSK- Modulationsschemas für Übertragungen in das System umfasst, in der Art, dass mit dem TETRA-π/4-DQPSK-Modulationsschema modulierte Kanäle und mit dem um π/8 verschobenen 8-Phasendifferenzmodulationsschema modulierte Kanäle nebeneinander in dem System existieren.
Verfahren nach Anspruch 7, mit Verwendung des um π/8 verschobenen 8-Phasendifferenzmodulationsschemas für Übertragungen in das System, wenn eine höhere Datenübertragungsrate gewünscht ist, und Verwendung des TETRA π/4 DQPSK Modulationsschemas für Übertragungen in das System, wenn eine niedrigere Datenübertragungsrate gewünscht ist.
Verfahren nach Anspruch 7 oder 8, das ferner das Anzeigen einer Anzeige auf einem π/4-DQPSK modulierten Kanal umfasst, dass ein das um π/8 verschobene 8-Phasendifferenzmodulationsschema verwendender Kanal verfügbar ist.
Verfahren nach Anspruch 7, 8 oder 9, das ferner eine Verwendung von 25 kHz TETRA Kanälen für beide Modulationsschemata umfasst.
Verfahren nach Anspruch 7, 8, 9 oder 10, das ferner eine Übertragung von Synchronisationssignalfolgen zur anfänglichen Synchronisation und eine das π/4 DQPSK Modulationsschema verwendende Frequenzsperre umfasst.
Verfahren nach einem der voranstehenden Ansprüche, das eine Übertragung einer eingebetteten Trainingssequenz umfasst, um die Rahmensynchronisation für das um π/8 verschobene 8-Phasendifferenzmodulationsschema zu unterstützen.
Vorrichtung für eine Kommunikationsstation eines TETRA-Mobilkommunikationssystems, wobei die Vorrichtung gekennzeichnet ist durch Mittel (3), um eine TETRA-Kommunikationsstation zu veranlassen, Übertragungen unter Verwendung eines um π/8 verschobenen 8-Phasenumtast-Modulationsschemas durchzuführen, das 3 Bits pro Zeichen kodiert und in jedem Zeichenintervall eine π/8-Phasendrehung hat.
Vorrichtung nach Anspruch 13, die ferner Mittel zur Verwendung einer Gray Code Abbildung umfasst, bei der jeder aufeinanderfolgende Satz von 3 Bits durch einen Phasenwechsel von ± π/8, ± 3π/8, ± 5π/8 und ± 7π/8 dargestellt wird.
Vorrichtung nach Anspruch 13 oder 14, bei der das Modulationsschema dargestellt wird durch: S(k) = S(k – 1)exp[jDΦ(k)] S(0) = 1worin S(k) das k-te Zeichen der Signalfolge, k = 1, 2, ..., n und n die Gesamtzahl der Zeichen in der Signalfolge darstellt.
Vorrichtung nach Anspruch 13, 14 oder 15, bei der der Phasenwechsel zwischen aufeinanderfolgenden Zeichen zu den Modulationsbits wie folgt in Beziehung steht: B(3k – 2) B(3k – 1) B(3k) DΦ(k) 0 0 0 + π/8 0 0 1 + 3π/8 1 0 1 + 5π/8 1 0 0 + 7π/8 0 1 0 – π/8 0 1 1 – 3π/8 1 1 1 – 5π/8 1 1 0 – 7π/8

für k = 1, 2, ..., n.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 13 bis 16, die ferner Mittel (3) umfasst, um eine TETRA Kommunikationsstation zu veranlassen, Übertragungen unter Verwendung des TETRA π/4 DQPSK Modulationsschemas durchzuführen.
Vorrichtung nach Anspruch 17 mit Mitteln zur Verwendung des um π/8 verschobenen 8-Phasendifferenzmodulationsschemas für Übertragungen in das System, wenn eine höhere Datenübertragungsrate gewünscht ist, und Mitteln zur Verwendung des TETRA π/4 DQPSK Modulationsschemas für Übertragungen in das System, wenn eine niedrigere Datenübertragungsrate gewünscht ist.
Vorrichtung nach Anspruch 17 oder 18, die ferner Mittel umfasst, um auf einem π/4-DQPSK modulierten Kanal eine Anzeige anzuzeigen, dass ein das um π/8 verschobene 8-Phasendifferenzmodulationsschema verwendender Kanal verfügbar ist.
Vorrichtung nach Anspruch 17, 18 oder 19, die ferner Mittel zur Übertragung von Synchronisationssignalfolgen zur anfänglichen Synchronisation und eine das π/4 DQPSK Modulationsschema verwendende Frequenzsperre umfasst.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 13 bis 20, mit Mitteln zur Übertragung einer eingebetteten Trainingssequenz, um die Rahmensynchronisation für das um π/8 verschobene 8-Phasendifferenzmodulationsschema zu unterstützen.
TETRA Kommunikationsstation mit der Vorrichtung nach einem der Ansprüche 13 bis 21.
Computerprogramm mit Teilen eines Computersoftwarecodes zum Ausführen des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 12, wenn das Programm auf datenverarbeitenden Mitteln ausgeführt wird.