DE602006000405T2

DE602006000405T2 - Methode und Vorrichtung zur blinden Detektion, und Kommunikationsempfänger

Info

Publication number: DE602006000405T2
Application number: DE602006000405T
Authority: DE
Inventors: Hyun-Suk Yeongtong-gu Suwon-si Nam; Sang-Woo Yongin-si Kim
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 2005-02-07
Filing date: 2006-02-02
Publication date: 2008-12-24
Anticipated expiration: 2026-02-03
Also published as: EP1694015A1; US7676002B2; CN1819504A; EP1694015B1; KR100611507B1; KR20060090324A; DE602006000405D1; US20060176981A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Blinddetektion, wie sie beispielsweise in einem EGPRS-System verwendet werden, sowie auf einen drahtlosen Kommunikationsempfänger, der diese beinhaltet. Diese Anmeldung beansprucht die Priorität der koreanischen Patentanmeldung Nr. 2005-11084 , eingereicht am 7. Februar 2005.
EDGE (Enhanced Data Rates for GSM Evolution) ist ein funkbasierter mobiler Hochgeschwindigkeitsdatenstandard, der in GSM/GPRS- und IS-136-Netzwerke integriert werden kann. EDGE (Enhanced Data Rates for GSM Evolution) und ein darauf bezogener Paketdienst, wie z. B. EGPRS (Enhanced General Packet Radio Service), werden gegenwärtig als Standards in der Mobilkommunikation angewendet, wie beispielsweise bei GSM (Global System for Mobile Communications), GPRS (General Packet Radio Service) und UMTS (Universal Mobile Telecommunications System).
Bei der EDGE-Technologie variiert eine Datenrate eines drahtlosen Kanals entsprechend der Leistungsfähigkeit eines Empfängers. Die Daten(übertragungs-)rate kann durch Modifizieren eines Modulationsver fahrens (Modulationsmodus) und/oder eines Codierverfahrens variiert werden.
Beim Modulationsverfahren zum Variieren der Datenrate wird ein GMSK(Gaussian Mean Shift Keying)-Modulationsmodus für GSM benutzt, und ein 8-PSK(Eight Phase Shift Keying)-Modulationsmodus wird für EGPRS benutzt. Ursprünglich benutzte GSM lediglich die GMSK-Modulation und eine robuste Kanalcodierung. Um höhere Datenraten bei guten physikalischen Kanälen zu erzielen, wurden GPRS und später EDGE eingeführt. Im Gegensatz zu GPRS benutzt EDGE zusätzlich den 8-PSK-Modulationsmodus.
Da eine Basisstation (Sender) keinerlei Informationen über den Modulationsmodus überträgt, der momentan bei EGPRS verwendet wird, muss der Empfänger eine Blinddetektion durchführen, um den Modulationsmodus zu bestimmen. Die auf einem Trainingssequenzcode (TSC) basierende Kanalbestimmung wird vor Entzerrung durchgeführt.
Die Blinddetektion ist ein Verfahren, um den momentanen Modulationsmodus aus empfangenen Daten zu ermitteln. Der Empfänger benutzt einen Trainingssequenzcode (TSC) eines normalen Bursts der empfangenen Daten, um die Blinddetektion durchzuführen. Im Mobilkommunikationsstandard GSM/EDGE kann die Basisstation einen von acht Trainingssequenzcodes (0 bis 7) als Mittelpass (Symbole 61 bis 86) der auf der Abwärtsstrecke übertragenen Bursts wählen (siehe 6).
1 ist ein schematisches Diagramm, welches ein herkömmliches Verfahren der Blinddetektion darstellt. Bezugnehmend auf 1 ist der Trainingssequenzcode (TSC) als Symbol 61 bis Symbol 86 (zwischen Symbolen 0 bis 147) repräsentiert. Der Empfänger speichert Phasendifferenzen ΔΦ'₆₂ bis ΔΦ'₈₆ zwischen benachbarten Symbolen in einem gespeicherten (vorher bekannten) Trainingssequenzcode (Symbol 61 bis Symbol 86).
Hier repräsentiert das Symbol ΔΦ'₆₂ eine Phasendifferenz zwischen dem Symbol 62 und dem angrenzenden Symbol 61, und das Symbol ΔΦ'₈₆ repräsentiert eine Phasendifferenz zwischen dem Symbol 86 und dem Symbol 85.
Dann detektiert der Empfänger (beispielsweise durch Messen) Phasendifferenzen ΔΦ₁ bis ΔΦ₁₄₇ (inklusive ΔΦ₆₂ bis ΔΦ₈₆) zwischen benachbarten Symbolen eines aktuellen (empfangenen) Trainingssequenzcodes.
Unter der Annahme, dass Phasendifferenzen zwischen benachbarten Symbolen des empfangenen Trainingssequenzcodes in einem GSMK-Modulationsmodus durch ΔΦ'₆₂ bis ΔΦ'₈₆ repräsentiert werden und dass in einem GSMK-Modulationsmodus Phasendifferenzen zwischen benachbarten Symbolen des aktuellen (gespeicherten) Trainingssequenzcodes durch ΔΦ₆₂ bis ΔΦ₈₆ repräsentiert werden, genügt eine Summe von Absolutwerten der Phasendifferenzen ΔΨ' und ΔΨ (zwischen empfangenem und gespeichertem Trainingssequenzcode) der folgenden Gleichung 1:
Wenn hingegen der aktuelle Modulationsmodus ein 8-PSK Modulationsmodus ist, erfüllt die Summe der Absolutwerte der Phasendifferenzen ΔΨ' und ΔΨ (zwischen empfangenem und gespeichertem Trainingssequenzcode) nicht die Gleichung 1.
Somit bestimmt der Empfänger, dass der aktuelle Modulationsmodus der GMSK-Modulationsmodus ist (d. h. ein GSM-Modus), wenn Gleichung 1 erfüllt ist, und bestimmt, dass der aktuelle Modulationsmodus der 8-PSK-Modulationsmodus ist (d. h. ein EGPRS-Modus), wenn Gleichung 1 nicht erfüllt ist.
Da das herkömmliche Blinddetektionsverfahren die Phasendifferenzen ΔΦ'₆₂ bis ΔΦ'₈₆ zwischen benachbarten Symbolen des gespeicherten (vorher bekannten) Trainingssequenzcodes mit den Phasendifferenzen ΔΦ₆₂ bis ΔΦ₈₆ zwischen benachbarten Symbolen des aktuellen (momentan gemessenen) Trainingssequenzcodes vergleichen muss, führt der Empfänger eine große Anzahl von Berechnungen durch, woraus resultiert, dass eine lange Zeitspanne zur Durchführung der Blinddetektion erforderlich ist.
Die unterschiedlichen Phasenverschiebungscharakteristika der 8-PSK-Modulation und der GMSK-Modulation, nämlich die fortlaufende π/2-GMSK-Verschiebung und die fortlaufende 3π/8-Verschiebung im 8-PSK-Modus, werden in Blinddetektionstechnologien ähnlich verwendet, welche in US 6,377,817 B1 und US 2004/0096012 A1 offenbart sind, wobei das letztere Dokument einen detaillierten Algorithmus präsentiert, durch den empfangene Trainingssequenzcodes entsprechend GMSK bzw. 8-PSK parallel rückverschoben und dann mit korrespondierenden ursprünglichen Trainingssequenzcodes korreliert werden. Der ermittelte Korrelationswert des GMSK-Modus wird dann mit dem im 8-PSK-Modus ermittelten Wert verglichen, und der mit der größeren Korrelationsfunktion assoziierte Modulationstyp wird als der aktuelle bestimmt.
Als technisches Problem liegt der Erfindung die Bereitstellung eines Verfahrens und einer Vorrichtung zur Blinddetektion zugrunde, welche in der Lage sind, die oben genannten Unzulänglichkeiten des Standes der Technik zu reduzieren oder zu vermeiden und insbesondere die Anzahl an für die Blinddetektion durchgeführten Berechnungen speziell in einem kabellosen Kommunikationsempfänger, wie beispielsweise einem EGPRS-Empfänger, zu reduzieren, und einen korrespondierenden kabellosen Kommunikationsempfänger zur Verfügung zu stellen.
Die Erfindung löst dieses Problem durch die Bereitstellung eines Blinddetektionsverfahrens mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1, einer Blinddetektionsvorrichtung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 11 und eines drahtlosen Kommunikationsempfängers mit den Merkmalen des Patentanspruchs 17.
Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben, deren Wortlaut hiermit durch Bezugnahme in die Beschreibung aufgenommen wird, um unnötige Textwiederholungen zu vermeiden.
Einige Ausführungsformen der Erfindung stellen ein Verfahren zur Blinddetektion eines Sendermodulationsmodus für einen kabellosen Kommunikationsempfänger zur Verfügung, wobei das Verfahren umfasst: Berechnen der Intersymbol-Phasendifferenz zwischen dem (m + r)-ten Symbol (z. B. dem 61-ten Symbol) und dem (m + r + 4)-ten Symbol (z. B. dem 65-ten Symbol) eines empfangenen normalen Bursts und q-maliges Wiederholen des Schritts zum Berechnen der Intersymbol-Phasendifferenz zwischen dem (m + r)-ten Symbol und einem (m + r + 4)-ten Symbol eines empfangenen normalen Bursts, wobei r von 0 bis q inkrementiert wird. Die Integerzahl m ist üblicherweise 61 (d. h. das m-te Symbol ist das erste Symbol in einem Trainingssequenzcode), und q ist 21 (d. h. das (m + q)-te Symbol ist das letzte (22-ste) Symbol eines Trainingssequenzcodes). Die Bestimmung des Modulationsmodus umfasst ein Vergleichen der Summe von (q + 1) Absolutwerten der Realteile der berechneten Intersymbol-Phasendifferenzen mit der Summe der (q + 1) Absolutwerte der Imaginärteile der berechneten Intersymbol- Phasendifferenzen. Die Bestimmung des Modulationsmodus kann beispielsweise die Bestimmung, dass der Modulationsmodus der GMSK-Modulationsmodus ist, wenn jede der (q + 1) Intersymbol-Phasendifferenzen einen Wert von etwa 0 oder etwa π aufweist, und die Bestimmung umfassen, dass der Modulationsmodus der 8-PSK-Modulationsmodus ist, wenn jede der (q + 1) Intersymbol-Phasendifferenzen einen Wert von etwa π/2 oder etwa –π/2 aufweist. Die Bestimmung des Modulationsmodus kann auch die Bestimmung, dass der Modulationsmodus der GMSK-Modulationsmodus ist, wenn die Summe der (q + 1) Absolutwerte der Realteile der Intersymbol-Phasendifferenzen größer als die Summe der (q + 1) Absolutwerte der Imaginärteile der Intersymbol-Phasendifferenzen ist, und die Bestimmung umfassen, dass der Modulationsmodus der 8-PSK-Modulationsmodus ist, wenn die Summe der (q + 1) Absolutwerte der Realteile der Intersymbol-Phasendifferenzen kleiner als die Summe der (q + 1) Absolutwerte der Imaginärteile der Intersymbol-Phasendifferenzen ist. Der drahtlose Kommunikationsempfänger kann einen EGPRS(Enhanced-General-Packet-Radio-Service)-Empfänger aufweisen.
In einigen Ausführungsformen der Erfindung umfasst ein Verfahren zur Blinddetektion in einem drahtlosen Kommunikationsempfänger eine Ermittlung von Intersymbol-Phasendifferenzen einer Mehrzahl von Symbolen in Intervallen von vier Symbolen (wobei die Symbole in einem Trainingssequenzcode eines empfangenen normalen Bursts enthalten sind) und eine Bestimmung des durch den Sender verwendeten Modulationsmodus basierend auf diesen ausgewählten (wenigeren) Intersymbol-Phasendifferenzen.
In einigen Ausführungsformen der Erfindung umfasst ein Blinddetektionsverfahren in einem EGPRS-Empfänger eine Ermittlung von Intersymbol-Phasendifferenzen einer Mehrzahl von Symbolen in Intervallen von vier Symbolen (wobei die Symbole in einem Trainingssequenzcode eines empfangenen normalen Bursts enthalten sind) und die Bestimmung des Modulationsmodus basierend auf den (wenigeren) Intersymbol-Phasendifferenzen. Die Bestimmung des Modulationsmodus kann die Bestimmung, dass der Modulationsmodus der GMSK-Modulationsmodus ist (wenn eine Summe von Absolutwerten von Realteilen der Intersymbol-Phasendifferenzen der Symbole größer als eine Summe von Absolutwerten von Imaginärteilen der Intersymbol-Phasendifferenzen der Symbole ist), und die Bestimmung umfassen, dass der Modulationsmodus der 8-PSK-Modulationsmodus ist (wenn eine Summe von Absolutwerten von Realteilen der Intersymbol-Phasendifferenzen der Symbole kleiner als eine Summe von Absolutwerten von Imaginärteilen der Intersymbol-Phasendifferenzen der Symbole ist).
In einigen Ausführungsformen der Erfindung umfasst eine Blinddetektionsvorrichtung in einem drahtlosen Kommunikationsempfänger einen Phasendetektor und eine Modulationsmodusbestimmungseinheit. Der Phasendetektor ermittelt Intersymbol-Phasendifferenzen einer Mehrzahl von Symbolen in Intervallen von vier Symbolen, wobei die Symbole in einem Trainingssequenzcode eines empfangenen normalen Bursts enthalten sind. Die Modulationsmodusbestimmungseinheit bestimmt den Modulationsmodus auf Basis der Intersymbol-Phasendifferenzen.
In einigen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung umfasst ein drahtloser Kommunikationsempfänger einen HF-Empfänger, einen Digitalkonverter, einen Blinddetektor und einen Decoder. Der HF-Empfänger empfängt ein Hochfrequenzsignal, um das Hochfrequenzsignal in analoge In-Phasen(I-Phasen)- und Quadratur-Phasen(Q-Phasen)-Basisbandsignale umzuwandeln. Der Digitalkonverter konvertiert die analogen I-Phasen- und Q-Phasen-Kanalsignale in digitale Signale. Der Blinddetektor ermittelt eine Mehrzahl (z. B. eine Sequenz) von Intersymbol-Phasendifferenzen zwischen Symbolen (welche in einem Trainings sequenzcode eines empfangenen normalen Bursts enthalten sind), die durch Intervalle von vier Symbolen voneinander getrennt sind, um einen Modulationsmodus basierend auf den Intersymbol-Phasendifferenzen der Symbole zu bestimmen. Der Decoder decodiert das digitale Signal basierend auf dem ermittelten Modulationsmodus.
Das Verfahren und die Vorrichtung zur Blinddetektion können in einem Empfänger eines EGPRS System angewendet werden. Zusätzlich können das Verfahren und die Vorrichtung im Falle eines Dual-Modus unter Verwendung von GSM/GPRS/EGPRS und UMTS angewendet werden.
Vorteilhafte, nachfolgend beschriebene Ausführungsformen der Erfindung sowie das zu deren besserem Verständnis oben erläuterte, herkömmliche Ausführungsbeispiel sind in den Zeichnungen dargestellt.
Obwohl die Erfindung für verschiedene Modifikationen und alternative Formen offen ist, werden spezielle Ausführungsformen der Erfindung als Beispiele in Zeichnungen dargestellt und nachfolgend im Detail beschrieben. In der Beschreibung zu den Figuren bezeichnen gleiche Bezugszeichen allgemein gleichartige Elemente, wenngleich sich in einigen Figuren Zahlen auf Abmessungen, Mengen oder sequentielle Kennziffern beziehen. Die eingekreisten Zahlen in 1 beziehen sich beispielsweise auf nummerierte Symbole in einer Sequenz von 147 Symbolen. In 5 sind die Zahlen in den Blöcken Maße, welche die Anzahl der Symbole über die Breite jedes Blocks angeben (es gibt beispielsweise sechsundzwanzig Symbole im TSC-Block 307).
Es versteht sich, dass, obwohl hier die Ausdrücke erstens, zweitens usw. benutzt werden können, um verschiedene Elemente zu beschreiben, diese Elemente nicht durch diese Abfolge begrenzt sind. Diese Ausdrücke werden benutzt, um ein Element von einem anderen zu unterscheiden. Ein erstes Element kann beispielsweise als zweites Ele ment bezeichnet werden, und ähnlich kann ein zweites Element als erstes Element bezeichnet werden, ohne vom Umfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen. Der hier verwendete Begriff „und/oder" umfasst irgendeine und alle Kombinationen von einem oder mehreren der zugehörig aufgelisteten Elemente.
Es versteht sich, dass ein Element direkt mit einem anderen Element oder über Zwischenelemente mit dem anderen Element verbunden oder gekoppelt sein kann, wenn in der Beschreibung angegeben ist, dass das Element mit dem anderen Element „verbunden" oder „gekoppelt" ist. Im Gegensatz dazu sind keine Zwischenelemente vorhanden, wenn ein Element als „direkt verbunden" bzw. „direkt gekoppelt" mit einem anderen Element bezeichnet wird. Andere Begriffe, die zur Beschreibung der Beziehung zwischen Elementen verwendet werden (z. B. „zwischen" und „direkt zwischen", „benachbart" und „direkt benachbart" usw.), sind in gleicher Weise zu verstehen.
Die vorliegend benutzte Terminologie hat das Ziel, bestimmte Ausführungsformen zu beschreiben, und ist nicht zur Beschränkung der Erfindung gedacht. Wie nachstehend benutzt, sollen die Singularformen „ein(e)" und „der/die/das" auch die Pluralformen beinhalten, soweit der Zusammenhang nicht deutlich anderes erklärt. Weiterhin versteht es sich, dass die Ausdrücke „umfassen", „umfassend", „aufweisen" und/oder „aufweisend", wenn sie hier benutzt werden, die Präsenz der angegebenen Merkmale, Zahlen, Schritte, Operationen, Elemente und/oder Komponenten spezifizieren, aber nicht die Präsenz oder den Zusatz einer oder mehrerer anderer Merkmale, Zahlen, Schritte, Operationen, Elemente, Komponenten und/oder Gruppen davon ausschließen.
Soweit nicht anders definiert, weisen alle hier verwendeten Ausdrücke (inklusive technischer und wissenschaftlicher Ausdrücke) die selben Bedeutungen auf, wie sie allgemein von einem Durchschnittsfachmann auf dem Gebiet verstanden werden, zu dem diese Erfindung gehört. Weiterhin versteht es sich, dass Ausdrücke, wie sie in üblichen Lexika definiert sind, so zu interpretieren sind, dass ihre Bedeutung konsistent zur Bedeutung im Kontext des relevanten Standes der Technik ist, und nicht in einer idealisierten oder überformalen Bedeutung zu interpretieren sind, soweit es hier nicht ausdrücklich so definiert ist.
Es zeigen:
1 ein schematisches Diagramm zur Darstellung eines herkömmlichen Verfahrens zur Blinddetektion,
2 ein Blockdiagramm eines Empfängers eines EGPRS-Systems gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
3 ein Blockdiagramm des in 2 dargestellten Blinddetektors 42,
4 ein Blockdiagramm des in 2 dargestellten Decoders 48,
5 eine Datenstruktur, welche einen normalen Burst des vom Empfänger gemäß 2 empfangenen digitalen Signals zeigt, wie es in den diesbezüglichen Standards definiert ist,
6 eine Tabelle, welche acht mit 0 bis 7 bezeichnete Trainingssequenzcodes zeigt, wie sie in den diesbezüglichen Standards definiert sind,
7 ein schematisches Blockdiagramm, welches ein Blinddetektionsverfahren gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt,
8 ein Blockdiagramm der Modulationsmodusbestimmungseinheit 45 im Blinddetektor 42 gemäß 3,
9 ein Flussdiagramm zur Darstellung eines Blinddetektionsverfahrens gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung und
10 eine graphische Darstellung zur Veranschaulichung einer Bestimmung zwischen einem GMSK-Modulationsmodus und einem 8-PSK-Modulationsmodus, welche im Blinddetektionsverfahren gemäß 9 angewendet wird.
Ein Empfänger in einem EGPRS-System gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der Erfindung ist in 2 dargestellt. Bezugnehmend auf 2 umfasst der Empfänger im EGPRS-System einen HF-Empfänger 20, einen Digitalkonverter 20, einen Equalizer 40 und einen Kanaldecoder 50.
Der HF-Empfänger 20 empfängt ein Hochfrequenzsignal HF von einem AWGN(Additive White Gaussian Noise)-Kanal über ein Antennensystem, um das Hochfrequenzsignal HF (durch Mischen des Hochfrequenzsignals HF mit einer lokalen Oszillatorfrequenz LO eines lokalen Trägersignals) in analoge I-Phasen(I)- und Quadratur-Phasen(Q)-Basisbandsignale 22 umzuwandeln.
Der Digitalkonverter 30 quantisiert die Basisbandsignale (die analogen I- und Q-Kanal-Basisbandsignale 22), um die analogen Basisbandsignale in digitale Signale 32 umzuwandeln, und gibt die digitalen Signale 32 nach einer Tiefpassfilterung aus. Der Digitalkonverter 30 kann nach der Tiefpassfilterung der Basisbandsignale eine Analog/Digital-Wandlung (ADC) durchführen.
Der EDGE-Equalizer 40 umfasst einen Blinddetektor 42 und einen Decoder 48. Der Blinddetektor 42 bestimmt, ob ein Modulationsmodus des empfangenen Hochfrequenzsignals HF ein GMSK-Modulationsmodus oder ein 8-PSK-Modulationsmodus ist. Der Decoder 48 decodiert das digitale Signal, von dem ein DC-Versatz entfernt ist, entsprechend dem vom Blinddetektor 42 bestimmten Modulationsmodus.
Der Kanaldecoder 50 führt eine Kanaldecodierung mit einem Ausgangssignal des Decoders 48 aus.
3 zeigt eine vorteilhafte Ausführungsform des Blinddetektors 42 in dem in 2 dargestellten Equalizer 40. Bezugnehmend auf 3 umfasst der Blinddetektor 42 einen Phasendetektor 43 und eine Modulationsmodusbestimmungseinheit 45.
Der Phasendetektor 43 detektiert Intersymbol-Phasendifferenzen ΔΦ₄₄ zwischen einer Mehrzahl von Symbolen, welche in einem Trainingssequenzcode (TSC) enthalten sind, in Intervallen von vier Symbolen. Der TSC ist ein in einem GSM-System allgemein bekannter Code und ist in den digitalen Signalen 32 enthalten, welche vom Digitalkonverter 30 ausgegeben werden (siehe 2 und 6). Im GSM-System umfasst ein Rahmen acht Zeitfenster und während eines Zeitfensters wird ein normaler Burst übertragen. Der TSC ist in der Mitte des normalen Bursts positioniert und wird deshalb statt als Präambel als ein „Mittelpass" bezeichnet.
Die Modulationsmodusbestimmungseinheit 45 bestimmt das empfangene Hochfrequenzmodulationsverfahren (Modus) durch Verwendung der detektierten Phasendifferenzen ΔΦ, um ein Modulationsmodussignal 46 auszugeben, welches den Modulationsmodus anzeigt. In anderen Worten ausgedrückt, die Modulationsmodusbestimmungseinheit 45 bestimmt, ob ein Modulationsverfahren (Modus) der empfangenen Hoch frequenz ein GMSK-Modulationsmodus oder ein 8-PSK-Modulationsmodus ist. Eine detailliertere Erklärung folgt.
4 zeigt eine vorteilhafte Ausführungsform des Decoders 48 im Equalizer 40 im Empfänger gemäß 2. Bezugnehmend auf 4 umfasst der Decoder 48 eine Modusauswahleinheit 452, einen 8-PSK-Decoder 47 und einen GMSK-Decoder 49.
Die Modusauswahleinheit 452 wählt zwischen dem 8-PSK-Decoder 47 und dem GMSK-Decoder 49 basierend auf dem Modulationsmodussignal 46 aus.
Der GMSK-Decoder 49 führt einen GMSK-Decodierungsvorgang aus, wenn ein Modulationsmodus durch das Modulationsmodussignal 46 freigegeben ist, und führt einen 8-PSK-Decodierungsvorgang aus, wenn der Modulationsmodus gesperrt ist. Zum Beispiel kann in einem GMSK-Decodierungsvorgang, wenn eine Intersymbol-Phasendifferenz zwischen zwei Symbolen π/2 ist, ein Binärdatenwert als eine logische „0" interpretiert werden, und wenn eine Intersymbol-Phasendifferenz zwischen zwei Symbolen –π/2 ist, kann ein Binärdatenwert als eine logische „1" interpretiert werden. In einem 8-PSK-Decodierungsvorgang kann, gemäß einer Symbolphase, ein 3-Bit-Block als „111", „011", „010", „000", „001, „101", „100" oder „110" interpretiert werden.
5 zeigt eine Datenstruktur des normalen Bursts des digitalen Signals 32, wie er in den herkömmlichen Standards definiert ist, welches durch den Empfänger 32 gemäß 2 empfangen wird. Bezugnehmend auf 5 umfasst der normale Burst ein 3-Bit-TB (Tail Bit) 301, einen 57-Bit-Datensatz 303, ein 1-Bit-SF (Steeling Flag) 305, einen 26-Bit-TSC (Trainingssequenzcode) 307, ein 1-Bit-SF, einen 57-Bit-Datensatz 311 und einen 3-Bit-TB (Tail Bit) 313. Die Gesamtanzahl an Bits des jeweiligen normalen Bursts beträgt 148 Bits. Der Trainingssequenzcode TSC 307 wird zusammen mit Sprachdaten übertragen und beinhaltet Phasenreferenzinformationen, welche es einem Empfänger ermöglichen, eine kohärente Demodulierung auszuführen.
6 ist eine Tabelle, welche die acht mit 0 bis 7 nummerierten Trainingssequenzcodes auflistet, wie sie in den diesbezüglichen Standards definiert sind. Im GSM/EDGE-Standard sind acht unterschiedliche Trainingssequenzcodes jeweils als unterschiedliche Abfolge von Nullen und Einsen definiert. Diese sind von 0 bis 7 durchgezählt. Bezugnehmend auf 6 ist jeder der acht Trainingssequenzcodes korrespondierend mit der TSC-Nummer 0 bis 7 im Empfänger vorgespeichert. Der Empfänger empfängt die TSC-Nummer, um unter Verwendung der mit der TSC-Nummer korrespondierenden Trainingssequenzbits einen Blinddetektionsvorgang und eine Demodulation auszuführen.
7 zeigt ein Blinddetektionsverfahren gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der Erfindung. Bezugnehmend auf 7 ist der TSC als nummerierte Symbole 61 bis 86 dargestellt, und Intersymbol-Phasendifferenzen ΔΦ einer Mehrzahl von Symbolen (in Intervallen von vier Symbolen), welche im TSC des empfangenen normalen Bursts enthalten sind, werden jeweils als Symbol ΔΦ₆₁ bis ΔΦ₈₂ dargestellt.
Hier repräsentiert ΔΦ₆₁ die Intersymbol-Phasendifferenz zwischen dem Symbol mit der Nummer 61 und dem Symbol mit der Nummer 65, und ΔΦ₈₂ repräsentiert die Intersymbol-Phasendifferenz zwischen dem Symbol mit der Nummer 82 und dem Symbol mit der Nummer 86. Die Gesamtanzahl der Phasendifferenzen ΔΦ kann zweiundzwanzig oder weniger als zweiundzwanzig betragen.
In einem EDGE-System ist der TSC eines GMSK-Modulationsmodus und eines 8-PSK-Modulationsmodus gleich, wobei jedes Symbol des TSC im GMSK-Modulationsmodus jedoch um π/2 verschoben ist und jedes Symbol des TSC im 8-PSK-Modulationsmodus um 3π/8 verschoben ist.
Folglich ist jede der Intersymbol-Phasendifferenzen ΔΦ der Symbole, welche im TSC in Intervallen von vier Symbolen enthalten sind, um ungefähr 0 oder π bei der GMSK-Modulation und um ungefähr π/2 oder –π/2 bei der 8-PSK-Modulation verschoben.
Nachstehend wird bezugnehmend auf die 8 bis 10 ein Blindetektor und ein Blinddetektionsverfahren gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der Erfindung beschrieben. 8 zeigt eine vorteilhafte Ausführungsform der Modulationsmodusbestimmungseinheit 45 des Blinddetektors gemäß 2. Bezugnehmend auf 8 umfasst der Blinddetektor einen Phasendetektor 43 und eine Modulationsmodusbestimmungseinheit 45. Die Modulationsmodusbestimmungseinheit 45 umfasst einen Realteilberechner 451, einen ersten Absolutwertberechner 453, einen ersten Addierer 455, einen Imaginärteilberechner 461, einen zweiten Absolutwertberechner 463, einen zweiten Addierer 465 und einen Komparator 460.
9 ist ein Flussdiagramm, welches das Blinddetektionsverfahren gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der Erfindung darstellt. Entsprechend dieser Ausführungsform wählt der Phasendetektor 43 (8) einen TSC korrespondierend mit einer empfangenen TSC-Nummer aus (Schritt S901) und ermittelt (berechnet) dann jede der Intersymbol-Phasendifferenzen ΔΦ einer Mehrzahl von Symbolen, die im TSC in Intervallen von vier Symbolen enthalten sind, das bedeutet, ΔΦn = ΔΦn + 4 – ΔΦn (z. B. zwischen Symbolnummer 61 und Symbolnummer 65, zwischen Symbolnummer 62 und Symbolnummer 66, usw.) (Schritt S903).
Die Modulationsmodusbestimmungseinheit 45 berechnet einen Wert A1 457 und einen Wert A2 468 (Schritt S905). Im Schritt S905 berechnet die Modulationsmodusbestimmungseinheit 45 den Wert A1 457 durch Aufsummieren der Absolutwerte des Realteils Re(e^jΔΦn) von jeder der Intersymbol-Phasendifferenzen ΔΦ_n (d. h. sie zählt alle Absolutwerte der Realteile Re(e^jΔΦn) zusammen). Zudem berechnet die Modulationsmodusbestimmungseinheit 45 im Schritt S905 den Wert A2 468 durch Aufsummieren der Absolutwerte des Imaginärteils Im(e^jΔΦn) von jeder der Intersymbol-Phasendifferenzen ΔΦ_n (d. h. sie zählt alle Absolutwerte der Imaginärteile Im(e^jΔΦn) zusammen).
Insbesondere berechnet der Realteilberechner 451 (in der Modulationsmodusbestimmungseinheit 45) einen Realteil Re(e^jΔΦn) einer jeden der Intersymbol-Phasendifferenzen zwischen den Symbolen, welche im TSC in Intervallen von vier Symbolen enthalten sind. Danach bildet der erste Absolutwertberechner ABS1 453 den Absolutwert eines jeden der Realteile Re(e^jΔΦn). Letztlich addiert der erste Addierer 455 alle Absolutwerte der Realteile Re(e^jΔΦn) auf, um den Wert A1 457 zu erzeugen.
Der Imaginärteilberechner 461 berechnet den Imaginärteil Im(e^jΔΦn) von allen Intersymbol-Phasendifferenzen der im TSC mit Intervallen von vier Symbolen enthaltenen Symbole. Danach bildet der zweite Absolutwertberechner ABS2 463 den Absolutwert der Imaginärteile Im(e^jΔΦn). Letztlich addiert der zweite Addierer 465 alle Absolutwerte der Imaginärteile Im(e^jΔΦn) auf, um den Wert A2 467 zu erzeugen.
Der Komparator 460 vergleicht den Wert A1 mit dem Wert A2, um ein Modulationsmodussignal 46 zu erzeugen (Schritt S907). Wenn der Wert A1 größer als der Wert A2 ist, wird das Modulationsmodussignal, welches die GMSK-Modulation anzeigt, vom Komparator 460 ausgegeben (Schritt S911), wenn aber der Wert A1 kleiner als der Wert A2 ist, wird das Modulationsmodussignal, welches die 8-PSK-Modulation anzeigt, vom Komparator 460 ausgegeben (Schritt S909).
10 zeigt die Bestimmung zwischen dem GMSK-Modulationsmodus und dem 8-PSK-Modulationsmodus, welche in der Blinddetektion gemäß 9 angewendet wird. Bezugnehmend auf 10 haben bei der GSMK-Modulation die Intersymbol-Phasendifferenzen der Symbole, welche im TSC mit Intervallen von vier Symbolen enthalten sind, einen Wert von ungefähr 0 oder π (auf der reellen Achse), und bei der 8-PSK-Modulation haben die Intersymbol-Phasendifferenzen der Symbole, welche im TSC mit Intervallen von vier Symbolen enthalten sind, einen Wert von ungefähr π/2 oder –π/2 (auf der imaginären Achse).
Somit ist bei der GSMK-Modulation der Wert A1 größer als der Wert A2, weil die Intersymbol-Phasendifferenzen der Symbole, welche im TSC mit Intervallen von vier Symbolen enthalten sind, einen Wert auf der reellen Achse haben, und bei der 8-PSK-Modulation ist der Wert A1 kleiner als der Wert A2, weil die Intersymbol-Phasendifferenzen der Symbole, welche im TSC mit Intervallen von vier Symbolen enthalten sind, einen Wert auf der imaginären Achse haben.
Wie oben beschrieben, bestimmt der Blinddetektor gemäß den obigen beispielhaften Ausführungsformen der Erfindung den Modulationsmodus durch Verwendung der Intersymbol-Phasendifferenzen der Symbole, welche im TSC mit Intervallen von vier Symbolen enthalten sind. Somit kann die Anzahl der zur Blinddetektion ausgeführten Berechnungen reduziert werden (beispielsweise um ungefähr 75 Prozent), und als ein Ergebnis kann die erforderliche Zeit zur Durchführung der Blinddetektion reduziert werden. Zusätzlich kann ein Hardware-Design für die Blinddetektion vereinfacht werden.
Während die beispielhaften Ausführungsformen der Erfindung detailliert beschrieben wurden, versteht es sich, dass verschiedene Veränderungen, Substitutionen und Anpassungen vorgenommen werden können, ohne vom Umfang der Erfindung abzuweichen. In den folgenden Ansprüchen sind die Variablen n, k, j, r und q Integerzahlen.

Claims

Verfahren zur Blinddetektion eines Modulationsmodus eines Senders für einen drahtlosen Kommunikationsempfänger, dadurch gekennzeichnet, dass ein vom Sender benutzter Modulationsmodus basierend auf einer Mehrzahl von Intersymbol-Phasendifferenzen zwischen Symbolen ermittelt wird, die voneinander mit einem Abstand vier Symbolen separiert sind, wobei sich die Symbole in einem Trainingssequenzcode eines empfangenen normalen Burst befinden.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem des Weiteren die Intersymbol-Phasendifferenzen zwischen den Symbolen, die voneinander mit einem Abstand von vier Symbolen separiert sind, berechnet werden.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, bei dem des Weiteren der zu einer Trainingssequenzcodezahl des empfangenen normalen Bursts gehörige Trainingssequenzcode ausgewählt wird.
Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, bei dem das Berechnen der Intersymbol-Phasendifferenzen folgendes umfasst: – Berechnen der Intersymbol-Phasendifferenzen zwischen dem (m + r)-ten Symbol und dem (m + r + 4)-ten Symbol eines empfangenen normalen Bursts und – Wiederholen des Schritts zum Berechnen der Intersymbol-Phasendifferenz zwischen dem (m + r)-ten Symbol und dem (m + r + 4)-ten Symbol eines empfangenen normalen Bursts für q weitere Male, wobei r von 0 bis q inkrementiert wird.
Verfahren nach Anspruch 4, wobei m gleich 61 und q gleich 21 ist.
Verfahren nach Anspruch 4 oder 5, wobei das Ermitteln des Modulationsmodus ein Ermitteln desselben durch Vergleichen der Summe von (q + 1) Absolutwerten von Realteilen der (q + 1) berechneten Intersymbol-Phasendifferenzen mit der Summe von (q + 1) Absolutwerten von Imaginärteilen der (q + 1) berechneten Intersymbol-Phasendifferenzen umfasst.
Verfahren nach Anspruch 4 oder 5, wobei das Ermitteln des Modulationsmodus ein Ermitteln desselben unter einem GMSK-Modulationsmodus und einem 8-PSK-Modulationsmodus basierend auf den (q + 1) berechneten Intersymbol-Phasendifferenzen umfasst.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei das Ermitteln des Modulationsmodus umfasst: – Bestimmen, dass der Modulationsmodus der GMSK-Modulationsmodus ist, wenn jede der (q + 1) Intersymbol-Phasendifferenzen einen Wert von etwa 0 oder etwa π hat; und – Bestimmen, dass der Modulationsmodus der 8-PSK-Modulationsmodus ist, wenn jede der (q + 1) Intersymbol-Phasendifferenzen einen Wert von etwa π/2 oder –π/2 hat.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei das Ermitteln des Modulationsmodus umfasst: – Bestimmen, dass der Modulationsmodus der GMSK-Modulationsmodus ist, wenn die Summe von (q + 1) Absolutwerten von Realteilen der Intersymbol-Phasendifferenzen größer als die Summe von (q + 1) Absolutwerten von Imaginärteilen der Intersymbol-Phasendifferenzen ist, und – Bestimmen, dass der Modulationsmodus der 8-PSK-Modulationsmodus ist, wenn die Summe der (q + 1) Absolutwerte der Realteile der Intersymbol-Phasendifferenzen kleiner als die Summe der (q + 1) Absolutwerten der Imaginärteile der Intersymbol-Phasendifferenzen ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, das für einen drahtlosen Kommunikationsempfänger benutzt wird, der einen EGPRS(Enhanced-General-Packet-Radio-Service)-Empfänger beinhaltet.
Blinddetektionsvorrichtung in einem drahtlosen Kommunikationsempfänger, wobei die Blinddetektionsvorrichtung einen Phasendetektor (43) aufweist, dadurch gekennzeichnet, dass – der Phasendetektor (43) dafür eingerichtet ist, eine Mehrzahl von Intersymbol-Phasendifferenzen zwischen Symbolen zu messen, die voneinander mit einem Abstand von vier Symbolen separiert sind, wobei sich die Symbole in einem Trainingssequenzcode eines empfangenen normalen Bursts befinden, und – eine Modulationsmodusbestimmungseinheit (45) vorgesehen ist, die dafür eingerichtet ist, einen Modulationsmodus basierend auf der Mehrzahl von Intersymbol-Phasendifferenzen zu ermitteln.
Vorrichtung nach Anspruch 11, wobei der Phasendetektor dafür eingerichtet ist, den Trainingssequenzcode entsprechend einer Trainingssequenzcodezahl des empfangenen normalen Bursts auszuwählen.
Vorrichtung nach Anspruch 11 oder 12, wobei die Modulationsmodusbestimmungseinheit dafür eingerichtet ist, den Modulationsmodus unter einem GMSK-Modulationsmodus und einem 8-PSK-Modulationsmodus basierend auf den gewonnenen Intersymbol-Phasendifferenzen zu bestimmen.
Vorrichtung nach Anspruch 13, wobei die Modulationsmodusbestimmungseinheit umfasst: – Mittel zum Bestimmen, dass der Modulationsmodus der GMSK-Modulationsmodus ist, wenn jede der Intersymbol-Phasendifferenzen etwa gleich 0 oder etwa gleich π ist, und – Mittel zum Bestimmen, dass der Modulationsmodus der 8-PSK-Modulationsmodus ist, wenn jede der Intersymbol-Phasendifferenzen etwa gleich π/2 oder etwa gleich –π/2 ist.
Vorrichtung nach Anspruch 13, wobei die Modulationsmodusbestimmungseinheit umfasst: – Mittel zum Bestimmen, dass der Modulationsmodus der GMSK-Modulationsmodus ist, wenn die Summe von Absolutwerten von Realteilen der Intersymbol-Phasendifferenzen größer als die Summe von Absolutwerten von Imaginärteilen der Intersymbol-Phasendifferenzen ist, und – Mittel zum Bestimmen, das der Modulationsmodus der 8-PSK-Modulationsmodus ist, wenn die Summe der Absolutwerte der Realteile der Intersymbol-Phasendifferenzen kleiner als die Summe der Absolutwerte der Imaginärteile der Intersymbol-Phasendifferenzen ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 11 bis 15, wobei die Modulationsmodusbestimmungseinheit umfasst: – eine Realteil-Berechnungseinheit (451), die zum Berechnen des Realteils jeder der Intersymbol-Phasendifferenzen eingerichtet ist, – eine erste Absolutwert-Berechnungseinheit (453), die dafür eingerichtet ist, den Absolutwert von jedem der Realteile zu gewinnen, – einen ersten Addierer (455), der zum Addieren aller Realteile eingerichtet ist, um einen ersten Wert zu erzeugen, – eine Imaginärteil-Berechnungseinheit (461), die zum Berechnen des Imaginärteils jeder der Intersymbol-Phasendifferenzen eingerichtet ist, – eine zweite Absolutwert-Berechnungseinheit (463), die dafür eingerichtet ist, den Absolutwert jedes der Imaginärteile zu gewinnen, – einen zweiten Addierer (465), der zum Addieren aller Imaginärteile eingerichtet ist, um einen zweiten Wert zu erzeugen, und – einen Komparator (460), der zum Vergleichen des ersten Wertes mit dem zweiten Wert eingerichtet ist.
Drahtloser Kommunikationsempfänger mit – einem HF-Empfänger (20), der dafür eingerichtet ist, ein Hochfrequenzsignal zu empfangen und das Hochfrequenzsignal in analoge In-Phasen(I-Phasen)- und Quadratur-Phasen(Q-Phasen)-Basisbandsignale zu wandeln, – einem digitalen Wandler (30), der zum Wandeln der analogen I-Phasen- und Q-Phasen-Basisbandsignale in digitale Signale eingerichtet ist, – einem Blinddetektor (42) und – einem Decoder (48), der zum Decodieren des digitalen Signals basierend auf dem ermittelten Modulationsmodus eingerichtet ist, dadurch gekennzeichnet, dass – der Blinddetektor (42) zum Messen einer Mehrzahl von Intersymbol-Phasendifferenzen zwischen Symbolen, die voneinander mit einem Abstand von vier Symbolen separiert sind, unter Symbolen in einem Trainingssequenzcode eines empfangenen normalen Bursts und zum Ermitteln eines Modulationsmodus basierend auf den Intersymbol-Phasendifferenzen eingerichtet ist.
Empfänger nach Anspruch 17, wobei der Blinddetektor eine Blinddetektionsvorrichtung nach einem der Ansprüche 11 bis 16 ist.
Empfänger nach Anspruch 17 oder 18, der einen EGPRS-Empfänger beinhaltet.