DE60206729T2

DE60206729T2 - FM-Radargerät

Info

Publication number: DE60206729T2
Application number: DE60206729T
Authority: DE
Inventors: Osamu Kobe-shi Isaji
Original assignee: Denso Ten Ltd
Current assignee: Denso Ten Ltd
Priority date: 2001-12-10
Filing date: 2002-12-05
Publication date: 2006-07-13
Anticipated expiration: 2022-12-06
Also published as: US20030117313A1; EP1324066A2; US6664919B2; EP1324066A3; JP2003172776A; EP1324066B1; DE60206729D1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Radargerät. Die Erfindung betrifft insbesondere ein Radargerät, das in einem Fahrzeug zum Gebrauch für eine Kollisionswarnvorrichtung, zur Kollisionsverhütung, für einen Tempostat und zum automatischen Fahren angebracht ist.
Unter Radargeräten, die eine relative Geschwindigkeit zwischen einem Fahrzeug und einem Zielobjekt oder einen Abstand zwischen den Fahrzeugen messen, gibt es Radargeräte, die verschiedene Arten von Radarsystemen einsetzen, wie einen FM-CW-Radar (Frequency Modulated-Continvous Waxes) und einen Impuls-Doppler-Radar. Insbesondere das FM-CW-Radargerät weist dahingehend Vorteile auf, dass es eine relativ kompakte Schaltungsstruktur und niedrige Kosten aufweist, und dass es möglich ist, einen Abstand zwischen sich bewegenden Einheiten wie Fahrzeugen und eine relative Geschwindigkeit zwischen den Fahrzeugen zur selben Zeit zu erhalten. Daher ist dieses FM-CW-Radargerät zurzeit in zahlreichen Fahrzeugen eingesetzt.
1 zeigt ein Beispiel eines herkömmlichen FM-CW-Radargeräts.
In 1 wird ein Millimeterwellensignal, das von einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 3 erzeugt ist, auf Grundlage eines FM-Signals aus einem Modulationssignalerzeugerabschnitt 6 FM-moduliert. Ein Dreieckwellensignal wird üblicherweise als Modulationssignal verwendet. Ein Dreieckwellen-, FM- moduliertes Übertragungssignal wird von einer Übertragungsantenne 1 zu einer sich vorwärts bewegenden Einheit, wie einem Fahrzeug, ausgesendet. Eine Empfangsantenne 2 empfängt ein Reflexionssignal von der sich vorwärts bewegenden Einheit. Ein RF-Mischer 4 mischt das Reflexionssignal und ein Teil des Übertragungssignals und gibt ein Überlagerungssignal aus. Ein Signalverarbeitungsabschnitt 7 erhält unter Verwendung von Frequenzinformation, die in dem Überlagerungssignal beinhaltet ist, einen Abstand zwischen der sich vorwärts bewegenden Einheit und dem eigenen Fahrzeug und eine relative Geschwindigkeit zwischen den zwei Fahrzeugen.
Wenn eine Frequenz des Übertragungssignals, das von dem spannungsgesteuerten Oszillator 3 erzeugt ist, f₀ ist, und wenn eine Überlagerungsfrequenz von Übertragungs-/Empfangssignalen f_δ ist, wird eine Frequenz des Empfangssignals, das von der Empfangsantenne 2 empfangen wird, als f₀ + f_δ ausgedrückt. Der RF-Mischer 4 mischt das Empfangssignal der Frequenz f₀ + f_δ und das Übertragungssignal der Frequenz f₀ und gibt ein Überlagerungssignal mit der Frequenz f_δ als ein Differenzsignal zwischen den zwei Signalen aus.
Ein Signalpegel des Signals aus dem spannungsgesteuerten Oszillator 3 weist eine vorgegebene Frequenzcharakteristik innerhalb eines Bereichs der Ausgangsfrequenz auf, und es ist schwierig, die Übertragungsnetzfrequenzcharakteristik in dem gesamten Übertragungssystem völlig flach zu machen.
2 zeigt ein Beispiel von Variationen in Ausgangssignalpegeln d₀ bis d₁ des spannungsgesteuerten Oszillators 3 innerhalb eines Ausgangsfrequenzbereichs von f₀ bis f₁. In diesem Beispiel wird eine Ausgangssignalfrequenz auf Grundlage eines Dreieckwellenbasisbandsignals aus dem Modulationssignalerzeugerabschnitt 6 wiederholt von f₀ zu f₁ und von f₁ zu f₀ gesweept. Während dieses Zeitraums wechselt ein Ausgangssignalpegel ebenfalls wiederholt von d₀ zu d₁ und von d₁ zu d₀.
Infolgedessen wird ein Übertragungssignal AM-moduliert in Synchronität mit einem FM-Modulierungstiming gemäß dem Dreieckwellenbasisbandsignal als ein Modulationssignal. Wenn der RF-Mischer 4 einen Teil des Übertragungssignals als ein lokales Signal nutzt, erzeugt der RF-Mischer 4 Rauschen eines niedrigen Frequenzbereichs, das Rauschen aufgrund der AM-Modulation beinhaltet, im Ausgang des RF-Mischers 4 gemäß seiner AM-Demodulationsfunktion. Diese Rauschkomponente wird nachstehend als „FMAM-Rauschen" bezeichnet.
Ein Hochpaßfilter (HPF) 5, wie in 1 gezeigt, ist in ein Schwebungssignalverarbeitungssystem eingefügt, um diese FMAM-Rauschkomponente zu beseitigen. Anstelle dieses Hochpaßfilters 5 kann ein Bandpaßfilter oder dergleichen benutzt sein.
Wenn jedoch der Hochpaßfilter 5 gemäß der herkömmlichen Praxis benutzt ist, wird gleichzeitig eine Signalkomponente (eine Nahüberlagerungssignalkomponente), die in dem niedrigen Frequenzbereich vorkommt, in dem auch das FMAM-Rauschen vorkommt, gedämpft. Daher bestand ein Problem, dass die Signalerkennungsempfindlichkeit in dem niedrigen Frequenzbereich herabgesetzt ist. Es bestand außerdem die Möglichkeit, dass, wenn sich ein FMAM-Rauschpegel aufgrund der Temperatur oder anderer Faktoren ändert, diese Änderung des Rauschpegels irrtümlicherweise als Signal erkannt wird.
Im Licht der obigen Probleme ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Radargerät bereitzustellen, das eine Einheit zum Beseitigen des FMAM-Rauschens aufweist, ohne die Signalerkennungsempfindlichkeit herabzusetzen.
Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Radargerät bereitzustellen, das durch geeignete Steuerung der FMAM-Rauschbeseitigungseinheit eine zufriedenstellende Signalerkennungsempfindlichkeit innerhalb einer Reichweite von nah bis fern erzielen kann.
EP-A-0916968 offenbart ein FM-CW-System, das zur Abstandsmessung und Reduzierung von Nebenrauschen zwischen Übertragung und Empfang gestaltet ist.
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist ein Radargerät bereitgestellt, das ein Frequenzmodulationssignal durch Schalten des Frequenzmodulationssignals mit einem ersten Schaltsignal überträgt, ein Signal empfängt, das von einem Zielobjekt reflektiert ist, das Empfangssignal mit einem zweiten Schaltsignal schaltet, das geschaltete Empfangssignal mit dem Übertragungssignal mischt, das gemischte Signal ferner mit einem dritten Schaltsignal mischt, um dadurch ein Überlagerungssignal zu erhalten, und einen Abstand von dem Zielobjekt und eine relative Geschwindigkeit zwischen dem Radargerät und dem Zielobjekt aus dem Überlagerungssignal erhält; wobei das erste oder zweite Schaltsignal und das dritte Schaltsignal dieselbe Schaltperiode oder -frequenz aufweisen und eine vorbestimmte Abweichung einer Schaltstartzeit oder eine vorbestimmte Phasendifferenz zwischen der Phase des ersten oder zweiten Schaltsignals und der Phase des dritten Schaltsignals aufweisen; dadurch gekennzeichnet, dass die vorbestimmte Phasendifferenz im wesentlichen 90 Grad beträgt oder die vorbestimmte Schaltstartzeit die Hälfte der EIN-Schaltzeit ist.
Auf dieser Grundlage ist es möglich, eine Amplitudenmodulationskomponente aufzuheben und zu beseitigen, die in dem Frequenzmodulationssignal enthalten ist, und ein Zielradargerät zu erhalten, das das FMAM-Rauschen herabsetzt.
Die EIN-Zeit des zweiten Schaltsignals kann zumindest das Zweifache der Zeit, von dem Zeitpunkt, wenn eine Übertragungswelle übertragen und vom Zielobjekt, das sich in einem maximalen Erkennungsabstand befindet, reflektiert wird, bis zu dem Zeitpunkt, wenn diese reflektierte Welle zum Übertragungsursprung zurückkehrt. Auf dieser Grundlage ist es möglich, eine Gestaltung auszuführen, die es möglich macht, bis zum maximalen Erkennungsabstand zu detektieren. Innerhalb dieser Reichweite ist es möglich, sowohl die EIN-Zeit des ersten Schaltsignals als auch die EIN-Zeit des zweiten Schaltsignals oder die EIN-Zeit des ersten Schaltsignals oder die EIN-Zeit des zweiten Schaltsignals kürzer als die Zeit einzustellen, die für einen Erkennungsabstand benötigt ist. Ferner ist es möglich, die Frequenz des ersten, zweiten und dritten Schaltsignals gemäß dem Erkennungsabstand zu ändern.
Beispielsweise ist es beim Messen eines Nahsignals möglich, die EIN-Zeit des ersten Schaltsignals kürzer als die EIN-Zeit des zweiten Schaltsignals einzustellen, aus der Sicht des Übertragungssignals (s. 8, die später erklärt wird). Andererseits ist es aus der Sicht des Empfangssignals möglich, die EIN-Zeit des zweiten Schaltsignals kürzer als die EIN-Zeit des ersten Schaltsignals einzustellen. In beiden Fällen ist es möglich, den Empfangspegel durch Erhöhen der Frequenzen des ersten und zweiten Schaltsignals zu verbessern.
Zum Vereinfachen der Schaltung kann das erste Schaltsignal und das zweite Schaltsignal dieselbe Schaltfrequenz aufweisen, und diese Schaltsignale werden in einander entgegengesetzten Phasen geschaltet. Diese Schaltsignale sind Rechteckwellen mit einer relativen Einschaltdauer von 50%. Ferner werden hinsichtlich des Verbesserns der Aufhebungsgeschwindigkeit des FMAM-Rauschens das erste, zweite und dritte Schaltsignal in derselben Oszillationsquelle erzeugt, um eine fehlerfreie Synchronisierung und eine fehlerfreie Phasendifferenz zu erhalten. Ferner kann eine Einheit zum Regeln einer Verzögerung zwischen dem ersten, zweiten und dritten Schaltsignal bereitgestellt sein.
Es kann eine Phasenreglereinheit bereitgestellt sein, die eine Phasendifferenz zwischen der Phase des zweiten Schaltsignals und der Phase des dritten Schaltsignals ändern kann. Die Phasendifferenz wird entweder auf 0 Grad oder 90 Grad geändert. Mit dieser Anordnung ist es möglich, im wesentlichen zur selben Zeit eine Fernmessung auf Grundlage einer Phasendifferenz von 0 Grad und eine Nahmessung auf Grundlage einer Phasendifferenz von 90 Grad auszuführen. Diese Umschaltung wird jede halbe Periode oder jedes ganzzahlige Mal einer Periode des Frequenzmodulationssignals ausgeführt. Diese Periode entspricht einer Messvorgangsperiode des FM-CW-Radars und weist einen Vorteil dahingehend auf, dass dies die Signalverarbeitung erleichtert.
Ferner kann das Radargerät eine Vergleichs- und Erkennungseinheit aufweisen, die Messinformation auf Grundlage einer Phasendifferenz von 0 Grad oder einer Phasendifferenz von 90 Grad gemäß der Phasenreglereinheit vergleicht und mit hoher Präzision einen Abstand von einem Zielobjekt und eine relative Geschwindigkeit erkennt. Die Vergleichs- und Erkennungseinheit nutzt Spektruminformation eines Überlagerungssignals als Messinformation auf Grundlage einer Phasendifferenz von 0 Grad oder einer Phasendifferenz von 90 Grad und korrigiert eine Spektruminformation auf Grundlage der anderen Spektruminformation. Auf dieser Grundlage wird es möglich, eine fehlerfreie Extraktion eines Überlagerungssignals auf eine kurze Distanz nahe an einem FMAM-Rauschen und eine Fehlerdiagnose und eine Korrektur von Rauschfilterkennzeichen auf kurze Distanz oder nahe Distanz auszuführen.
Ferner kann die Phasenreglereinheit aus mehreren Mischsystemen gebildet sein, die mehrere der dritten Schaltsignale mit voneinander unterschiedlichen Phasendifferenzen zwischen dem dritten Schaltsignal bzw. dem zweiten Schaltsignal nutzen. Auf dieser Grundlage wird es möglich, sowohl eine Nahmessung als auch eine Fernmessung zur selben Zeit auszuführen. In der tatsächlichen Praxis führt ein digitaler Signalprozessor (DSP) oder eine Mikrocomputereinheit (MCU) eine Signalverarbeitung aus, um das Verarbeiten der Mischsysteme auszuführen. Eines der Mischsystems ist in Folge zum Ausführen der Verarbeitung ausgewählt.
Die vorliegende Erfindung wird aus der nachstehenden Beschreibung unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen klarer verständlich.
1 ist ein Diagramm, das ein Beispiel eines herkömmlichen FM-CW-Radargeräts zeigt.
2 ist ein Diagramm, das ein Beispiel von Veränderungen in Ausgangssignalpegeln eines spannungsgesteuerten Oszillators innerhalb eines Ausgangsfrequenzbereichs zeigt.
3 ist ein Diagramm, das eine Grundstruktur eines Radargeräts gemäß einem Beispiel der vorliegenden Erfindung zeigt.
4 ist ein Diagramm, das das Funktionsprinzip zeigt, wenn eine Phasendifferenz 0 Grad beträgt.
5 ist ein Diagramm, das das Funktionsprinzip zeigt, wenn eine Phasendifferenz 90 Grad beträgt.
6 ist ein Diagramm, das ein Verhältnis zwischen einer EIN-Zeit eines Schalters auf einer Empfangsseite und einer Erkennungszeit eines Empfangssignals in dem Beispiel zeigt, das in 3 gezeigt ist.
7 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Struktur eines lokalen IF-/Schaltsignalerzeugerabschnitts zeigt.
8 ist ein Diagramm, das eine Ausführungsform einer Nahmessung zeigt, die die in 7 gezeigte Struktur nutzt.
9A ist ein Diagramm, das eine andere Ausführungsform einer Abstandsmessung zeigt, die die in 7 gezeigte Struktur nutzt.
9B ist ein Diagramm, das wieder eine andere Ausführungsform einer Abstandsmessung zeigt, die die in 7 gezeigte Struktur nutzt.
10 ist ein Diagramm, das eine Modifizierung der in 3 gezeigten Struktur zeigt.
11 ist ein Diagramm, das eine andere Modifizierung der in 3 gezeigten Struktur zeigt.
3 zeigt eine Grundstruktur eines Beispielradargeräts gemäß der vorliegenden Erfindung. In 3 sind Bestandteile, die mit denen in 1 identisch sind, mit denselben Bezugszeichen bezeichnet und werden nicht weiter detailliert erläutert.
Die Schalter 11 und 12 werden gemäß einem Fahrsignal aus einem lokalen IF-/Schaltsignalerzeugungsabschnitts 14 geöffnet oder geschlossen. Diese Schalter 11 und 12 sind zum Teilen einer Übertragungs-/Empfangsantenne und zum Verhindern einer Verschlechterung eines Signal-Rausch-Verhältnisses aufgrund eines Verlusts zu einer Empfangsantenne 2 eines FM-Dreieckwellensignals vorgesehen, das von einer Übertragungsantenne 1 ausgesendet ist. Um das Verstehen der Funktion der Erfindung zu erleichtern, sind in 3 eine Übertragungsantenne 1 und die Empfangsantenne 2 separiert.
Der Schalter 12 auf der Empfangsseite schaltet ein Signal, das von der Empfangsantenne 2 empfangen ist. Ein RF-Mischer wandelt dieses Schaltsignal durch Mischen in ein IF-Signal mit einer Frequenz f_sw ± f_δ (ein Signal, das durch Dividieren des Schaltsignals durch eine Frequenz f_sw erhalten ist) um. Ein lokales Mischsignal, das in den RF-Mischer 4 eingegeben ist, beinhaltet eine FMAM-Rauschkomponente, und diese FMAM-Rauschkomponente wird ebenfalls zum Ausgangsende des RF-Mischers 4 geleitet.
Ein IF-Mischer 13 weist eine Schaltfrequenz f_sw auf, die gleich ist wie die Schaltfrequenz des Treibsignals des Schalters 11 oder 12. Der IF-Mischer 13 führt Mischverarbeitung durch Nutzen eines separaten Treibsignals aus, das grundsätzlich eine konstante Phasendifferenz von ungefähr 90 Grad zu der Phase des obigen Treibsignals erhält. Infolgedessen wird das Ausgangssignal des IF-Mischers 13 in ein Basisbandsignal umgewandelt, und die FMAM-Rauschkomponente ist beseitigt, so dass nur ein erwünschtes Überlagerungssignal einer Frequenz f_δ ausgegeben wird, wie im nachfolgendem erklärt.
Daher ist der herkömmliche Hochpaßfilter 5 oder ein Basisbandfilter in der vorliegenden Ausführungsform nicht nötig.
4 und 5 zeigt das Funktionsprinzip des IF-Mischers 13, der die FMAM-Rauschkomponente aus dem IF-Signal beseitigt. In 4 zeigen (a) bis (d) einen Fall, in dem eine Phasendifferenz zwischen der Phase des Schalters 11 oder 12 und der Phase des IF-Mischers 13 0 Grad beträgt. In 5 zeigen (a) bis (d) einen Fall, in dem eine Phasendifferenz zwischen der Phase des Schalters 11 oder 12 und der Phase des IF-Mischers 13 90 Grad beträgt.
Wenn die Phasendifferenz 0 Grad beträgt, zeigt (a) in 4 ein Beispiel des IF-Signals, das das FMAM-Rauschen beinhaltet und in den IF-Mischer 13 eingeleitet wird. (b) zeigt das Treibsignal des IF-Mischers 13, das dieselbe Phase (eine Phasendifferenz von 0 Grad) wie das Treibsignal des Schalters 11 oder 12 aufweist. In diesem Fall wird nur eine Halbwellenkomponente des IF-Signals durch das Mischen extrahiert, wie in (c) gezeigt. Infolgedessen beinhaltet das Basisbandsignal nach der Frequenzumwandlung weiterhin die FMAM-Rauschkomponente, die wie sie ist demoduliert wird, wie in (d) gezeigt.
Wenn andererseits die Phasendifferenz 90 Grad beträgt, wie in 5, ist das IF-Signal, das in (a) gezeigt ist, dasselbe wie das, das in (a) von 4 gezeigt ist. (B) zeigt das Treibsignal des IF-Mischers 13, das eine Phasendifferenz von 90 Grad zur Phase des Treibsignals des Schalters 11 oder 12 aufweist. In diesem Fall wird eine äquivalente Wellenkomponente, die die FMAM-Rauschkomponente aufhebt, welche das IF-Signal überlagert, durch Mischen extrahiert, wie in (C) gezeigt. Infolgedessen ist nach der Frequenzumwandlung die gesamte FMAM-Rauschkomponente aus dem Basisbandsignal beseitigt, wie in (D) gezeigt.
6 zeigt ein Verhältnis zwischen einer EIN-Zeit des Schalters auf der Empfangsseite und einer Erkennungszeit eines Empfangssignals in dem Beispiel, das in 3 gezeigt ist.
In 6 wird ein Übertragungssignal, das durch einen schraffierten Abschnitt in (d) angegeben ist, während der EIN-Zeit des Übertragungsschalters 11, der in (a) gezeigt ist, übertragen. Ein Teil des Reflexionssignals, das in (e) gezeigt ist, des Übertragungssignals wird während der EIN-Zeit des Empfangsschalters 12, der in (b) gezeigt ist, als Empfangssignal, wie in (f) gezeigt, erkannt.
Eine Zeit t von einem Zeitpunkt, zu dem ein Übertragungssignal übertragen wird, bis zu dem Zeitpunkt an dem das Übertragungssignal nach einer Reflexion von einem Zielobjekt zurückkehrt, wird als t = 2R / C ausgedrückt, wobei R einen einfachen Abstand vom Übertragungsursprung zum Zielobjekt und C die Lichtgeschwindigkeit darstellt. Auf Grundlage des Prinzips ähnlich wie in Zusammenhang mit 4 und 5 erklärt, wird, wenn eine Erkennungszeit (d.h. die Zeit t) des Empfangssignals die Hälfte einer EIN-Zeit T_R des Empfangsschalters (eine Phase von 90 Grad) überschreitet, ein Gesamtempfangssignalpegel aufgrund des Aufhebungseffekts des Signals, das nach der Zeit T_R/2 empfangen wird, herabgesetzt. Infolgedessen wird zur Zeit t = T_R der Empfangspegel 0.
Daher muss, wenn eine Maximumerkennungszeit auf tmax = T_R/2 eingestellt ist, um eine hohe Erkennungspräzision eines Empfangssignals aufrechtzuerhalten, die EIN-Zeit T_R des Empfangsschalters zumindest das Zweifache der Maximumerkennungszeit tmax betragen. Dies ist durch T_R ≥ 2 tmax ausgedrückt. Auf dieser Grundlage werden die Taktfrequenz des Treibsignals der Schalter 11 und 12 bzw. des Treibsignals des IF-Mischers f_sw ≤ ½ T_R, und ein Maximumerkennungsabstand, der durch das Radar erkannt werden kann, wird Rmax ≤ tmax/2.
7 ist ein Beispiel einer Struktur des lokalen IF-/Schaltsignalerzeugerabschnitts 14.
In 7 ist ein üblicher Oszillator (OSC) als eine Oszillationsquelle genutzt, die sowohl das Treibsignal der Schalter 11 und 12 als auch das Treibsignal des IF-Mischers 4 erzeugt. Auf dieser Grundlage ist es einfach möglich, eine Phasensynchronisierung der Treibsignale zu verwirklichen. Ein logischer Phasensteuerungsabschnitt 22 ist aus einer Logikschaltung oder Software aufgebaut. Die Logikschaltung erzeugt ein Treibsignal der Schalter 11 und 12 und gibt es aus und frequenzdividiert ein Bezugstaktsignal aus dem Oszillator 23 durch einen Zähler, um dadurch verschiedene Arten von Timingsignalen herzustellen. Die Software lässt einen Mikroprozessor auf Grundlage des Bezugstaktsignals verschiedene Arten von Timingsignalen herstellen.
Ein Phasenreglerabschnitt 21 erzeugt ein Treibsignal des IF-Mischers 4 und gibt es aus, das die Phase unter Verwendung einer Logikschaltung oder Software, die der oben erläuterten ähnelt, oder durch Verwenden einer PLL-Schaltung auf Grundlage eines Timingsignals, das von dem logischen Phasensteuerungsabschnitt 22 hergestellt ist, ändern kann. Als ein Beispiel des einfachsten und praktischsten Verfahrens dafür wird eine Phasendifferenz zwischen der Phase des Treibsignals der Schalter 11 und 12 und der Phase des Treibsignals des IF-Mischers über zwischen 0 Grad und 90 Grad geändert. Die Phasendifferenz wird für eine Nahmessung auf 90 Grad geändert, um es dadurch zu ermöglichen, eine Hochpräzisionsmessung durch Beseitigen des Einflusses des FMAM-Rauschens auf kurzer Distanz zu erzielen. Die Phasendifferenz wird für eine Fernmessung auf 0 Grad geändert, um es dadurch zu ermöglichen, eine messbare Ferndistanz auszudehnen, die keinen Einfluß des FMAM-Rauschens aufweist.
8 zeigt eine Ausführungsform einer Nahmessung, die die in 7 gezeigte Struktur nutzt.
In einem Beispiel von 8 erzeugt der logische Phasensteuerungsabschnitt 22 ein Treibsignal der Übertragungs-/Empfangsschalter 11 und 12 für eine andere Dauer als 50%, wie in (a) und (b) gezeigt. Wie in (d) bis (f) von 6 gezeigt, ist das empfangene Signal nur ein Teil des letzten Endes des Übertragungssignals, das einem Abstand von dem gemessenen Objekt entspricht.
Daher ist es nicht notwendig, das Übertragungssignal während der gesamten Übertragungsperiode der Dauer von 50% zu übertragen, wie in (d) von 6 gezeigt. Es ist möglich, denselben Effekt durch Übertragen des Übertragungssignals über nur eine Länge zu erzielen, die für die Messung notwendig ist, wie in (d) bis (f) von 8 gezeigt. Mit dieser Anordnung ist in der vorliegenden Ausführungsform die Treibsignalfrequenz fsw (=1/T) der Übertragungs-/Empfangsschalter um den Abschnitt höher eingestellt, der der Reduzierung der Übertragungszeit entspricht, um so die Übertragungsleistung zu erhöhen. Aus dem Gesichtspunkt nur des Erhöhens der Empfangsleistung ist es möglich, die EIN-Zeit der Übertragungs-/Empfangsschalter auf ein Timing einzustellen, an dem die EIN-Zeiten gegenseitig überlagert sind.
9A und 9B zeigen andere Ausführungsformen einer Abstandsmessung, die jeweils die in 7 gezeigte Struktur nutzen.
In diesen Ausführungsformen führt der logische Phasensteuerungsabschnitt 22 dem Modulationserzeugerabschnitt 6 ein FM-Frequenzmodulationssignal zu. In Synchronität damit ändert der Phasenreglerabschnitt 21 die Phasendifferenz zu jeder halben Periode (T/2) oder jedes ganzzahlige Mal einer Periode (nT, wobei n eine ganze Zahl ist) des FM-Frequenzmodulationssignals abwechselnd zwischen 0 Grad und 90 Grad.
9A zeigt die Ausführungsform zur Abstandsmessung, wenn der Phasenreglerabschnitt 21 die Phasendifferenz abwechselnd zu jeder halben Periode zwischen 0 Grad und 90 Grad ändert. 9B zeigt die Ausführungsform zur Abstandsmessung, wenn der Phasenreglerabschnitt 21 die Phasendifferenz alle zwei Perioden abwechselnd zwischen 0 Grad und 90 Grad ändert. Vorgang A zeigt einen Nahmessungsvorgang, wenn die Phasendifferenz 90 Grad beträgt, und Vorgang B zeigt einen Fernmessungsvorgang, wenn die Phasendifferenz 0 Grad beträgt. Eine relative Geschwindigkeit wird für jede halbe Periode einer FM-Modulations-Up-Periode oder -Down-Periode erhalten. Daher ist in den vorliegenden Ausführungsformen eine halbe Periode als Mindestperiode des Vorgangs genutzt. Auf Grundlage dieses Verfahrens ist es möglich, sowohl eine kurze Distanz als auch eine lange Distanz im wesentlichen zur selben Zeit zu messen.
Auf Grundlage der obigen Ausführungsformen ist es möglich, die Spektruminformation der langen Distanz und die der kurzen Distanz miteinander zu vergleichen. Es ist ferner möglich, ein Ergebnis einer Messung auf Grundlage eines Ergebnisses der anderen Messung zu korrigieren. Infolgedessen ist es möglich, die Zuverlässigkeit der Messergebnisse zu erhöhen.
Wenn bei einer Messung ein Empfangssignal mit einem Pegel nahe einem Erkennungsschwellenwert während einer FM-Modulations-Up-Periode empfangen wird und dieses empfangene Signal aufgrund der Dämpfung eines bestimmten Filterkennzeichens während einer Down-Periode nicht empfangen wird, dann wird das Empfangssignal bei der anderen Messung während einer Up-Periode sowie einer Down-Periode empfangen. In diesem Fall ist es möglich, den Empfangspegel während der Down-Periode bei der einen Messung unter Nutzung des Ergebnisses, das bei der anderen Messung erhalten wurde, zu korrigieren. Wenn ein Ergebnis nach der Korrektur einen Erkennungsschwellenwert überschreitet, wird entschieden, dass das Empfangssignal normal empfangen wurde. Infolgedessen ist es möglich, eine falsche Erkennung zu vermeiden.
10 und 11 zeigen jeweils Modifizierungen der in 3 gezeigten Struktur.
In 10 sind mehrere IF-Mischer 13-1 bis 13-n vorgesehen. Der lokale IF-/Schaltsignalerzeugerabschnitt 14 führt diesen IF-Mischern 13-1 bis 13-n jeweils Treibsignale dieser IF-Mischer zu, die voneinander unterschiedliche Phasendifferenzen aufweisen. Daher erzeugt in der vorliegenden Ausführungsform der logische Phasensteuerungsabschnitt 22 die Treibsignale der IF-Mischer mit mehreren festgesetzten Phasendifferenzen und gibt sie aus. Folglich ist der Phasenreglerabschnitt 21 nicht notwendig. Die IF-Mischer 13-1 bis 13-n verarbeiten gleichzeitig IF-Signale von dem RF-Mischer 4 auf Grundlage der jeweiligen Phasendifferenzen der IF-Mischer 13-1 bis 13-n. Ein Signalverarbeitungsabschnitt 7, der durch einen A/D-Wandler oder einen DSP gebildet ist, führt eine Signalverarbeitung auf Grundlage eines gemessenen Abstands aus entsprechend jeder Phasendifferenz.
11 zeigt eine andere Modifizierung der in 3 gezeigten Struktur, die dieselbe Funktion ausführt wie die in 10 gezeigte.
In 11 wandelt ein A/D-Wandler 24 IF-Signale von dem RF-Mischer 4 direkt in digitale Signale um. Ein DSP innerhalb des Signalverarbeitungsabschnitts 7 führt auf Grundlage von Software die Funktionen, die den IF-Mischern 13-1 bis 13-n und dem lokalen IF-/Schaltsignalerzeugerabschnitt 14 in 10 entsprechen. Es ist möglich, auf Grundlage hochfortschrittlicher Funktionen und Hochgeschwindigkeitsverarbeitung der in den letzten Jahren verwirklichten DSP, diese Verarbeitung leicht zu erzielen.
Wie im Vorstehenden erläutert ist es gemäß der vorliegenden Erfindung möglich, ein Radargerät bereitzustellen, das eine Einheit zum Beseitigen des FMAM-Rauschens aufweist, ohne die Signalerkennungsempfindlichkeit herabzusetzen. Ferner ist es gemäß der vorliegenden Erfindung möglich, durch geeignete Steuerung der FMAM-Rauschbeseitigungseinheit eine zufriedenstellende Signalerkennungsempfindlichkeit innerhalb einer Reichweite von nah bis fern zu erzielen.

Claims

Radargerät, das ein Frequenzmodulationssignal durch Schalten des Frequenzmodulationssignals (f₀) mit einem ersten Schaltsignal überträgt, ein von einem Zielobjekt reflektiertes Signal empfängt, das Empfangssignal mit einem zweiten Schaltsignal schaltet, das geschaltete Empfangssignal mit dem Übertragungssignal mischt, das gemischte Signal ferner mit einem dritten Schaltsignal mischt, um dadurch ein Überlagerungssignal (f_δ) zu erhalten, und einen Abstand von dem Zielobjekt und eine relative Geschwindigkeit zwischen dem Radargerät und dem Zielobjekt aus dem Schwebungssignal erhält; wobei das erste oder zweite Schaltsignal und das dritte Schaltsignal dieselbe Schaltperiode oder -frequenz aufweisen und eine vorbestimmte Abweichung einer Schaltstartzeit oder eine vorbestimmte Phasendifferenz zwischen der Phase des ersten oder zweiten Schaltsignals und der Phase des dritten Schaltsignals aufweisen; dadurch gekennzeichnet, dass die vorbestimmte Phasendifferenz im wesentlichen 90 Grad beträgt oder die vorbestimmte Schaltstartzeit die Hälfte der EIN-Schaltzeit ist.
Gerät nach Anspruch 1, wobei die EIN-Zeit des zweiten Schaltsignals zumindest das Zweifache der Zeit, von dem Zeitpunkt, wenn eine Übertragungswelle übertragen und vom Zielobjekt, das sich in einem maximalen Erkennungsabstand befindet, reflektiert wird, bis zu dem Zeitpunkt, wenn diese reflektierte Welle zum Übertragungsursprung zurückkehrt, beträgt.
Gerät nach Anspruch 1, wobei sowohl die EIN-Zeit des ersten Schaltsignals als auch die EIN-Zeit des zweiten Schaltsignals oder die EIN-Zeit des ersten Schaltsignals oder die EIN-Zeit des zweiten Schaltsignals gemäß einem Erkennungsabstand variabel eingestellt ist.
Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei das Radargerät die Frequenzen des ersten, zweiten und dritten Schaltsignals entsprechend einem Erkennungsabstand ändert.
Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei das erste Schaltsignal und das zweite Schaltsignal dieselbe Schaltfrequenz aufweisen und in einander entgegengesetzten Phasen eingeschaltet werden und eine relative Einschaltdauer von 50% aufweisen.
Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei das erste, zweite und dritte Schaltsignal Rechteckwellen sind.
Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei das erste, zweite und dritte Schaltsignal in derselben Oszillatorquelle (23) erzeugt sind.
Gerät nach Anspruch 7, ferner umfassend eine Einheit zum entsprechenden Einstellen einer Verzögerung zwischen dem ersten, zweiten und dritten Schaltsignal.
Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 8, ferner umfassend eine Phasenreglereinheit (21), die eine Phasendifferenz zwischen der Phase des zweiten Schaltsignals und der Phase des dritten Schaltsignals ändern kann.
Gerät nach Anspruch 9, wobei die Phasenreglereinheit (21) die Phase entweder auf 0 Grad oder 90 Grad umschaltet.
Radargerät nach Anspruch 10, wobei die Umschaltung jede halbe Periode oder jedes ganzzahlige Mal einer Periode des Frequenzmodulationssignals ausgeführt wird.
Radargerät nach Anspruch 10, ferner umfassend eine Vergleichs- und Erkennungseinheit, die Messinformation auf Grundlage einer Phasendifferenz von 0 Grad oder einer Phasendifferenz von 90 Grad gemäß der Phasenreglereinheit vergleicht und mit hoher Präzision einen Abstand von einem Zielobjekt und eine relative Geschwindigkeit erkennt.
Radargerät nach Anspruch 12, wobei die Vergleichs- und Erkennungseinheit Spektruminformation eines Überlagerungssignals als Messinformation auf Grundlage einer Phasendifferenz von 0 Grad oder einer Phasendifferenz von 90 Grad nutzt und eine Spektruminformation auf Grundlage der anderen Spektruminformation korrigiert.
Radargerät nach Anspruch 9, wobei die Phasenreglereinheit aus mehreren Mischsystemen gebildet ist, die mehrere der dritten Schaltsignale mit voneinander unterschiedlichen Phasendifferenzen zwischen dem dritten Schaltsignal bzw. dem zweiten Schaltsignal nutzen.
Radargerät nach Anspruch 14, wobei die Phasenreglereinheit eine Schalteinheit zum wahlweisen Benutzen von einem der mehreren Mischsysteme umfasst.
Radargerät nach Anspruch 14, wobei ein Signalprozessor das Verarbeiten der mehreren Mischsysteme ausführt.